JP3560774B2 - 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、受信装置及び位相同期発振器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信システムに用いられる偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサと、これらのミクサを適用した受信装置、位相同期発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
高周波における周波数混合の手段の１つに、アンチパラレルダイオードペア（ＡＰＤＰ）を用いてダイオードリングを構成した偶高調波ミクサがある。偶高調波ミクサの原理的な提案は、ＩＥＥＥより１９７５年に発行されたアイイーイーイー トランス オン マイクロウェーブ セオリー アンド テクニシーズ，ボル１．エムティティ−２３巻８号６６７頁から６７３頁のハーモニック ミキシング ウィズ アン アンティパラレル ダイオード ペア（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ ｔｅｃｈｎｉｃｅｓ，ｖｏ１．ＭＴＴ−２３、Ｎｏ．８，ｐ６６７〜６７３の“Ｈａｒｍｏｎｉｃｍｉｘｉｎｇ ｗｉｔｈ ａｎ ａｎｔｉｐａｒａｌｌｅｌ ｄｉｏｄｅ ｐａｉｒ”）に記載されている。まず、この偶高調波ミクサの構成と動作の説明を行う。
【０００３】
図２９は偶高調波ミクサの一般的な構成図である。図において、１ａ、１ｂはミクサダイオード、２はアンチパラレルダイオードペア（ＡＰＤＰ）、３は分波回路である。ＡＰＤＰ２は逆極性のミクサダイオード１ａ、１ｂを並列接続した構成である。受信機の場合、このＡＰＤＰ２に分波回路３を介し、入力信号である高周波信号ＲＦと局部発振波信号ＬＯとを加え、中間周波信号ＩＦを取り出す。送信機の場合、このＡＰＤＰ２に分波回路３を介しＩＦとＬＯとを加えＲＦを取り出す。
【０００４】
この偶高調波ミクサに局部発振波信号ＬＯを加えると、図３０に示すように半周期ごとにミクサダイオード１ａ、１ｂを交互にＯＮし電流が流れる。その結果、図３１に示すようなＬＯ電流が流れ、半周期ごとにコンダクタンスが高まる動作をする。そのため、ＬＯの高調波は奇数次、コンダクタンスの高調波は偶数次しか存在しない。従って、受信用に適用した偶高調波ミクサでは、図３２に示すように入力したＲＦ（ｆｉｎ）とＬＯ（ｆｐ）の２倍波（２ｆｐ）との混合が可能である。またＲＦに近接するスプリアスである２ＬＯ波（２ｆｐ）はＡＰＤＰ２内部で抑制される。この抑制量は、２つのダイオード１ａ、１ｂのバランスによって決まり、特性の差が小さいほど、ＬＯの偶数次、コンダクタンスの奇数次の高調波を抑制できる。そのため、通常の平衡形のミクサと比較し、はるかに高い抑制が可能である。ちなみにマイクロ波において、通常の基本波動作のミクサでは２５ｄＢ程度の抑制であるが、偶高調波ミクサでは５０ｄＢから６０ｄＢの抑制が可能である。
【０００５】
この偶高調波ミクサの出力信号である中間周波信号の周波数ｆｏｕｔを式で表すと、
ｆｏｕｔ＝｜ｍ・ｆｉｎ±ｎ・ｆｐ｜ （１）
となる。ここでｍ，ｎは整数でかつ｜ｍ±ｎ｜は奇数であり、ｆｉｎは入力信号周波数、ｆｐは局部発振周波数である。
【０００６】
この偶高調波ミクサを通常の送受信機に使用する場合、
ｆｏｕｔ＝｜ｆｉｎ±２ｆｐ｜ （２）
となる。従って基本波動作のミクサに比べて半分のｆｐで動作させることができるため、引例文献をはじめ大半が、この偶高調波ミクサをマイクロ波、とりわけミリ波での送受信機に適用している。
【０００７】
そして偶高調波ミクサは以下の特徴があり、無線通信機器などに用いられている。
（１）特に送信機に適用した場合に低スプリアスとなる。
（２）ＬＯ周波数ｆｐが基本波動作のミクサに比べて半分とできるため、ミリ波など高周波動作に適する。また低価格化の効果も期待できる。
【０００８】
偶高調波ミクサの構成は、かねてより色々報告されている。図３３は従来の偶高調波ミクサの構成図である。図に示すように、分波回路３は一般的にＲＦ用帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、ＬＯ用高域通過フィルタ（ＨＰＦ）及びＩＦ用低域通過フィルタ（ＬＰＦ）により構成されている。しかしこのような構成は大形となり、小形化が求められる移動体無線通信機器などへの搭載には適さない。
【０００９】
そこで発明者らは分波回路３の小形化の検討を行っている。図３４は１９９１年６月にＢｏｓｔｏｎで開催されたＩＥＥＥ主催、インターナショナル マイクロウェーブ シンポジウムの１９９１エムティティ−エス ダイジェスト（Ｉｎｔｅｎａｔｉｏｎａｌ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，１９９１ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ）の８７９ぺージから８８２ページに記載された偶高調波ミクサである。図において、３２はＲＦ端子、３３はＬＯ端子、３４はＩＦ端子、３５は先端開放スタブ、３６は先端短絡スタブ、３７はＤＣカット用コンデンサ、３８はＲＦチョークである。先端開放スタブ３５と先端短絡スタブ３６とを用いてｆｐとｆｉｎ（２ｆｐ）とを分波する構成である。
【００１０】
次に図３４の動作について説明する。先端開放スタブ３５と先端短絡スタブ３６とはｆｐにおいて概略４分の１波長、従ってｆｉｎでは概略２分の１波長となるよう設計される。このときの、ＡＰＤＰ２からみた先端開放スタブ３５と先端短絡スタブ３６とのインピーダンスは図３５および図３６となる。先端開放スタブ３５はＲＦ端子３２とＩＦ端子３４側なので、図３５のようにｆｏｕｔ近傍とｆｉｎ近傍は高インピーダンスとなり、ＡＰＤＰ２はそれぞれの端子に接続される。一方、ｆｐ近傍は低インピーダンスとなりＡＰＤＰ２は接地される。逆に、先端短絡スタブ３６はＬＯ端子３３側なので、図３６のようにｆｏｕｔ近傍とｆｉｎ近傍は低インピーダンスとなり、ＡＰＤＰ２は接地される。一方、ｆｐ近傍は高インピーダンスとなりＡＰＤＰ２はＬＯ端子３３に接続される。
【００１１】
図３７は従来の偶高調波ミクサの他の例であり、１９９３年電子情報通信学会秋季全国大会Ｃ−４７に報告されたものと同じように、スロット線路とコプレナ線路とのモードの違いを用いた構成である。図において、８０はＲＦを入力するスロット線路、８１はＬＯを入力するコプレナ線路、８２はコプレナ線路に励振される平衡モードを抑制するためのワイヤである。ＩＦは導体パターンに一端を接続されたＲＦチョーク３８ａ、３８ｂを介して、ＩＦ端子３４ａ、３４ｂより出力される。この偶高調波ミクサは、スロット線路８０とコプレナ線路８１とのつきあわせたところの各導体パターンに、リング状に接続されたＡＰＤＰ２を接続したもので、励振位相によりスロット線路８０とコプレナ線路８１は互いにアイソレーションが得られる。そのため広帯域に分波ができる利点がある。
【００１２】
図３８に偶高調波ミクサの各ＡＰＤＰ２のＲＦ、ＬＯおよびＩＦの位相関係を示す。図中、ａ、ｂ、ｃおよびｄはＡＰＤＰ２相互の接続点を意味し、図３７と対応する。ＲＦとＩＦは同じ位相関係にあり、ＬＯとＲＦ／ＩＦは互いにブリッジの中点となる位置関係に接続されているため、広帯域にアイソレーションが得られる。この構成で、出力信号ＩＦは差動出力であり、端子３４ａと３４ｂとに逆相で出力される。
【００１３】
このような差動出力では以下の利点がある。
（１）一般に市販されている差動入力のＩＣ（演算増幅器など）との接続性が良好となる。
（２）ＥＭＩなどにより生じる同位相のモードの雑音が除去できる効果がある。このような動作はリング状に接続したＡＰＤＰ２を用いたダイオードリングの場合に限らず、図３９と図４０に示したようなリング状に接続したダイオードリングであっても同様であり、発明者は特開平４−２１２０４号公報〈名称ミクサ）で原理を示している。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
図３４における偶高調波ミクサについては、この構成は簡易であるが、スタブを用いているため適用周波数範囲は狭帯域であり、これを比較的低周波で実現しようとした場合、先端開放スタブ３５と先端短絡スタブ３６は長くなり、大形化する課題があった。
【００１５】
さらに図３７や図３９における偶高調波ミクサについては、スロット線路８０を集積化するのは地導体の接続を考えると困難である。またこれを比較的低周波で実現しようとした場合、スロット線路８０が大形化するという課題があった。また、ＡＰＤＰ２からＬＯ端子への高調波などのスプリアス成分が逆流し、スプリアスとなる課題があった。さらにＬＯ側の局部発振波を出力している回路のインピーダンスが変動すると、ＡＰＤＰ２の駆動インピーダンスの変動が生じ、動作が不安定となる課題もあった。
【００１６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小型で低スプリアスかつ動作の安定な偶高調波ミクサ、直交ミクサ及びイメージリジェクションミクサと、これらのミクサを適用した受信装置、位相同期発振器を得ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明に係る偶高調波ミクサは、リング状に接続された複数個のダイオードにより形成され、局部発振波信号を入力する第１の端子、高周波的に地導体に接続され上記第１の端子と対角となる第２の端子、互いに逆位相の高周波信号を入力すると共に上記高周波信号と上記局部発振波信号に対応した互いに逆位相の中間周波信号を出力する第３の端子及び第４の端子を有するダイオードリングを備えたものにおいて、高周波信号を入力する第１の端子、互いに逆位相の高周波信号を出力する第２の端子及び第３の端子を有する能動素子により構成されたアクティブバランと、上記能動素子の第２の端子と上記ダイオードリングの第３の端子の間に接続され上記アクティブバランの出力インピーダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制する第１の緩衝増幅器と、上記能動素子の第３の端子と上記ダイオードリングの第４の端子の間に接続され上記アクティブバランの出力インピーダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制する第２の緩衝増幅器とを備えたものである。
【００１８】
請求項２記載の発明に係る偶高調波ミクサは、ダイオードリングとして、逆極性の２つのダイオードを並列接続したアンチパラレルダイオードペアを４つリング状に接続するものである。
【００１９】
請求項３記載の発明に係る偶高調波ミクサは、ダイオードリングとして、ダイオードを４つリング状に接続するものである。
【００２０】
請求項４記載の発明に係る偶高調波ミクサは、能動素子の第１の端子に接続され、高周波信号を出力している側の出力インピーダンスと上記能動素子の第１の端子の入力インピーダンスとを整合する整合回路を備えたものである。
【００２２】
請求項５記載の発明に係る偶高調波ミクサは、局部発振波信号を入力してダイオードリングの第１の端子に出力すると共に変換利得の周波数リップルを抑制する第３の緩衝増幅器を備えたものである。
【００２３】
請求項６記載の発明に係る偶高調波ミクサは、ダイオードリングの第３の端子からの中間周波信号を入力して出力すると共に前後の回路との間の多重反射を防ぐ第４の緩衝増幅器と、ダイオードリングの第４の端子からの中間周波信号を入力して出力すると共に前後の回路との間の多重反射を防ぐ第５の緩衝増幅器とを備えたものである。
【００２５】
請求項７記載の発明に係る偶高調波ミクサは、ダイオードリングの第３の端子及び第４の端子を接続する高抵抗の負荷抵抗と、この負荷抵抗の両端からの中間周波信号を入力して出力する演算増幅器とを備えたものである。
【００２６】
請求項８記載の発明に係る偶高調波ミクサは、局部発振波信号を入力してダイオードリングの第１の端子に出力すると共に上記局部発振波信号の電力変動を抑制するリミタを備えたものである。
【００２７】
請求項９記載の発明に係る偶高調波ミクサは、局部発振波信号を入力してダイオードリングの第１の端子に出力すると共に上記局部発振波信号の高調波を抑制するフィルタを備えたものである。
【００２８】
請求項１０記載の発明に係る偶高調波ミクサは、局部発振波信号を入力し周波数を分周してダイオードリングの第１の端子に出力する分周器を備えたものである。
【００２９】
請求項１１記載の発明に係る偶高調波ミクサは、モノリシック集積化したものである。
【００３０】
請求項１２記載の発明に係る直交ミクサは、高周波信号を入力し、互いに９０度位相の異なる高周波信号を出力する第１及び第２の出力端子を有する９０度分配回路と、局部発振波信号を入力し、互いに同相の局部発振波信号を出力する第３及び第４の出力端子を有する同相分配回路と、上記第１の出力端子より出力された高周波信号と、上記第３の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、第１の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサと、上記第２の出力端子より出力された高周波信号と、上記第４の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、上記第１の中間周波信号と位相が９０度異なる第２の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載偶高調波ミクサとを備えたものである。
【００３１】
請求項１３記載の発明に係る直交ミクサは、高周波信号を入力し、互いに同相又は逆位相の高周波信号を出力する第１及び第２の出力端子を有する分配回路と、局部発振波信号を入力し、互いに４５度位相の異なる局部発振波信号を出力する第３及び第４の出力端子を有する４５度分配回路と、上記第１の出力端子より出力された高周波信号と、上記第３の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、第１の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサと、上記第２の出力端子より出力された高周波信号と、上記第４の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、第２の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサとを備えたものである。
【００３２】
請求項１４記載の発明に係る直交ミクサは、モノリシック集積化したものである。
【００３３】
請求項１５記載の発明に係るイメージリジェクションミクサは、請求項１２又は請求項１３記載の直交ミクサの第１の中間周波信号を増幅する第１の演算増幅器と、請求項１２又は請求項１３記載の直交ミクサの第２の中間周波信号を増幅する第２の演算増幅器と、上記第１及び第２の演算増幅器より出力された第１及び第２の中間周波信号を入力し、位相を９０度移相して出力する９０度移相回路とを備えたものである。
【００３４】
請求項１６記載の発明に係るイメージリジェクションミクサは、モノリシック集積化したものである。
【００３５】
請求項１７記載の発明に係る受信装置は、受信した高周波信号を中間周波信号に変換して所望の信号を検出するものにおいて、請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサ、請求項１２から請求項１４のうちのいずれか１項記載の直交ミクサ、又は請求項１５若しくは請求項１６記載のイメージリジェクションミクサを備えたものである。
【００３６】
請求項１８記載の発明に係る位相同期発振器は、基準発振器の出力信号に電圧制御発振器の出力信号を位相同期させるものにおいて、請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサを位相検波器として用いたものである。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１における偶高調波ミクサの構成図である。図１において、１０１はダイオードリングとしてＡＰＤＰ２を４つ用いたＡＰＤＰリング、１０２はＦＥＴを用い構成したアクティブバランであり、図２９や図３７に示した従来例と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。この構成で、出力信号（ＩＦ）は差動出力であり、端子３４ａと３４ｂとに逆相で出力される。
【００３８】
次に図２にアクティブバランの１構成例を示す。図２において、１０４は能動素子としての電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴ）、１０５ａ、１０５ｂは抵抗、１０６ａ、１０６ｂ、１０７及び１０８はＤＣカット用コンデンサ、１０９はＲＦチョーク用インダクタ、１１５ａ、１１５ｂはアクティブバランの出力端子である。また図３にその高周波的な等価回路を示す。図において、（ａ）は電流源で表示した等価回路で、（ｂ）は（ａ）を等価変換し電圧源で表示した等価回路であり、１１０はゲートソース間容量Ｃｇｓ、１１１はドレイン抵抗Ｒｄｓ、１１２は電流源、１１３ａ、１１３ｂは負荷抵抗ＲＬ、１１４は電源の内部抵抗Ｒｇｅｎ、１１７は電圧源である。
【００３９】
次に図１から図３を用いてこの実施の形態の動作について説明する。図３７のスロット線路８０の代わりにアクティブバラン１０２を用いている点が従来と異なる。ＲＦ端子３２に入力信号波である高周波信号を加えると、ＦＥＴ１０４のゲートと地導体間に電圧Ｖｓが加わる。するとＶｓは分圧され、ＦＥＴ１０４のゲートソース間容量Ｃｇｓ１１０に電圧Ｖｓ’が加わる。その結果、ドレインソース間の電流源１１２にｇｍＶｓ’が励振される。その結果、図３（ｂ）に示すようにドレインソース端子間の内部抵抗Ｒｄｓ１１１の電圧源ｇｍ・Ｖｓ’・Ｒｄｓと等価となる。従って、負荷抵抗ＲＬ１１３ａ、１１３ｂに入力信号電流（ＲＦ電流）が流れ、図３（ｂ）に示すようにアクティブバランの出力端子１１５ａ、１１５ｂに、地導体に対し逆位相のＲＦ電圧ＲＦ１及びＲＦ２が生じる。
【００４０】
この逆位相のＲＦ電圧は、図３７に示した従来例でのスロット線路８０とＡＰＤＰ２との２つの接点での電界と同様である。従って、図１に示した偶高調波ミクサとしては、従来と同様に動作する。図１のＡＰＤＰ２の接点に記入したａ、ｂ、ｃおよびｄと図３７のａ、ｂ、ｃおよびｄとは対応している。従って、ＲＦ端子３２に入力信号波である高周波信号、ＬＯ端子３３に局部発振波信号を加えると、高周波信号と局部発振波信号の２倍波とが周波数混合され、ＲＦチョーク３８ａ、３８ｂとを介し、ＩＦ端子３４ａ、３４ｂに逆位相（いわゆる差動出力）の中間周波信号が出力され、ダウンコンバータとして動作する。
【００４１】
以上の説明では、アクティブバラン１０２用の能動素子としてＦＥＴを使用しているが、トランジスタであっても良い。
【００４２】
以上の説明では、アクティブバラン１０２のゲートをＲＦ端子３２に接続したが、図４に示すように、入力信号波である高周波信号を出力している回路のインピーダンスとＦＥＴゲート側の入力インピーダンスを整合する整合回路１１６を設けても良く、より低いＲＦ電力で動作することができる。
【００４３】
以上のように、この実施の形態１によれば、アクティブバラン１０２により、以下の効果が得られる。
（１）スロット線路を用いないため小形化が容易。従って半導体基板上に偶高調波ミクサのモノリシック集積化が可能となる。
（２）アクティブバラン１０２に使用しているＦＥＴやトランジスタなどの能動素子の方向性により、ＡＰＤＰリング１０１からＲＦ端子３２への高調波などのスプリアス成分の逆流が抑制され、低スプリアスとなる。
（３）アクティブバラン１０２に使用しているＦＥＴやトランジスタなどの能動素子の方向性により、入力信号波である高周波信号を出力している回路のインピーダンスの変動によるＡＰＤＰリング１０１の終端インピーダンスの変動が生じない。従って動作が安定化される。
【００４４】
実施の形態２．
図５はこの発明の実施の形態２における偶高調波ミクサの構成図である。この実施の形態は、実施の形態１のダイオードリングとしてのＡＰＤＰリング１０１を、４つのダイオード１ａ〜１ｂからなるダイオードリング１２０におきかえて構成したものであり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。図３９の従来例でも述べたように、図５のように４つのダイオードからなるダイオードリングの場合であっても、偶高調波ミクサとして動作する。従って、実施の形態１と同様の効果が得られる。
【００４５】
実施の形態３．
アクティブバラン１０２では、図３の等価回路からも明らかなように、ドレインとソースは非対称である。そのため端子１１５ａと１１５ｂとに逆位相で分配される一方、そのインピーダンスが同一とならない。つまり、ＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０の接続点ａからみたアクティブバラン１０２のインピーダンスと、接続点ｂからみたアクティブバラン１０２のインピーダンスは異なる。そのため、ＲＦの入力信号波の励振位相にばらつきを生じる。その結果、不平衡成分が生じ、ＬＯ側とＲＦ／ＩＦ側とのアイソレーションが劣化する問題がある。
【００４６】
また、ＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０などを用いたダイオードミクサの欠点に、端子間インピーダンスの局部発振電力依存性がある。すなわち局部発振電力の大きさによりダイオードリングの端子間インピーダンスが変化する。これは局部発振電力によりダイオードミクサがＯＮ／ＯＦＦされるデューティー比が変動するためである。
【００４７】
このような、アイソレーションの劣化や、インピーダンスの変動が生じると、ＬＯ端子３３を介して、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じる。その結果、図６のような変換利得のリップルを生じ、通信の品質を劣化させる。
【００４８】
この発明の実施の形態３はこのようなアクティブバラン１０２の問題点を解消するためになされたものである。図７は実施の形態３における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１２２ａ、１２２ｂはアクティブバラン１０２とＡＰＤＰリング１０１との間に設けた緩衝増幅器であり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。また図８には緩衝増幅器１２２の一例としてソース接地ＦＥＴ１２３を示している。また図７の接点Ａ、Ｂと図８の接点Ａ、Ｂとは対応している。
【００４９】
次に動作について説明する。
アクティブバラン１０２とＡＰＤＰリング１０１との間に、緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂの一例として、ソース接地ＦＥＴ１２３を設ける。ソース接地ＦＥＴ１２３はゲートドレイン間が高アイソレーションであり、ＡＰＤＰリング１０１からはソース接地ＦＥＴ１２３の出力インピーダンスしか見えない。従って、ＡＰＤＰリング１０１からはアクティブバラン１０２の出力インピーダンスのばらつきは見えない。またソース接地ＦＥＴ１２３の入力インピーダンスは高くほぼ開放であるため、アクティブバラン１０２の出力インピーダンスのばらつきによる、緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂの入力電圧のばらつきはわずかである。
【００５０】
以上の説明では、緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂとしてソース接地ＦＥＴ１２３で説明したが、エミッタ接地トランジスタであっても、その他の増幅回路であっても良い。
【００５１】
また以上の説明では、実施の形態１に緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂを設けた場合について示したが、実施の形態２に緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂを設けても良い。
【００５２】
以上のように、この実施の形態３によれば、実施の形態１で示した効果の他に次のような効果がある。すなわちアクティブバラン１０２とＡＰＤＰリング１０１との間に緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂを設けることにより、アクティブバラン１０２の出力インピーダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制できる。その結果、ＲＦ側とＬＯ側とのアイソレーションを高めることができる効果が得られる。また局部発振電力などの変動によるＡＰＤＰリング１０１のインピーダンスの変動があっても、緩衝増幅器１２２によりＲＦ端子３２のインピーダンス変動が抑制でき、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じないという効果が得られる。
【００５３】
実施の形態４．
ＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０などを用いたダイオードミクサの欠点に、端子間インピーダンスの局部発振電力依存性がある。これは局部発振電力によりダイオードミクサがＯＮ／ＯＦＦされるデューティー比が変動するためである。このような、インピーダンス変動が生じると、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィル夕との間で多重反射を生じる。その結果、周波数によってＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０などにかかるＬＯ電圧に変動が生じ、利得が変動する問題が生じる。
【００５４】
この発明の実施の形態４ではこのような問題を解消するためになされたものである。図９は実施の形態４における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１２４はＬＯ端子３３とＡＰＤＰリング１０１との間に設けたＬＯ用緩衝増幅器であり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。また図１０には緩衝増幅器１２４の一例としてゲート接地ＦＥＴ１２５を示している。ここで図９の接点Ａ、Ｂと図１２の接点Ａ、Ｂとは対応している。
【００５５】
次に動作について説明する。
ゲート接地ＦＥＴ１２５は入力インピーダンスが低く、５０オームや７５オームに近い。そのため、外部の回路との電気的な接続性が良好である。また入出力端子間にはアイソレーション特性があるため、ＬＯ端子３３からはＡＰＤＰリング１０１のインピーダンスが見えない。従って、局部発振電力の変動によりＡＰＤＰリングの端子間インピーダンスが変動しても、偶高調波ミクサの各端子間インピーダンスは変化せず、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じない。
【００５６】
以上の説明では、ＬＯ用緩衝増幅器１２４としてゲート接地ＦＥＴ１２５で説明したが、ベース接地トランジスタやその他の増幅回路であっても良い。
【００５７】
また以上の説明では、実施の形態１にＬＯ用緩衝増幅器１２４を設けているが、実施の形態２に緩衝増幅器１２４を設けても良い。
【００５８】
以上のように、この実施の形態４によれば、実施の形態１で示した効果の他に次のような効果がある。すなわちＬＯ用緩衝増幅器１２４により利得の周波数リップルを抑制でき、伝送特性が向上する効果が得られる。また、ＬＯ用緩衝増幅器１２４のアイソレーション特性により、高周波信号や中間周波信号などのＬＯ端子３３への漏洩を抑制でき、低スプリアスとなる効果が得られる。
【００５９】
実施の形態５．
この発明の実施の形態５は、実施の形態４と同様、局部発振電力などの変動によるＡＰＤＰリング１０１やタイオードリング１２０のインピーダンス変動などの問題点を解消するためになされたものである。図１１は実施の形態５における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１２６ａ、１２６ｂはＩＦ端子３４ａ、３４ｂとＡＰＤＰリング１０１との間に設けた出力信号用緩衝増幅器であり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。また図１２には緩衝増幅器１２６ａ、１２６ｂの一例としてＦＥＴ１０４と抵抗１２７とからなるソースフロア１２８を示している。ここで図１１の接点Ａ、Ｂと図１２の接点Ａ、Ｂとは対応している。
【００６０】
次に動作について説明する。
ソースフロア１２８は出力インピーダンスが低く、５０オームや７５オームに近い。そのため、外部の回路との電気的な接続性が良好である。また入出力端子間にはアイソレーション特性があるため、出力端子からはＡＰＤＰリング１０１のインピーダンスが見えない。従って、局部発振電力の変動によりＡＰＤＰリング１０１の端子間インピーダンスが変動しても、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じない。
【００６１】
以上の説明では、出力信号用緩衝増幅器１２６ａ、１２６ｂとしてソースフロア１２８で説明したが、トランジスタによるエミッタフロアや、その他の増幅回路であっても良い。
【００６２】
また以上の説明では、実施の形態１に出力信号用緩衝増幅器１２６ａ、１２６ｂを設けた場合について示したが、実施の形態２に緩衝増幅器１２６ａ、１２６ｂを設けた場合であっても良い。
【００６３】
以上のように、この実施の形態５によれば、実施の形態１で示した効果の他に次のような効果がある。すなわち局部発振電力の変動によりＡＰＤＰリング１０１の端子間インピーダンスが変動しても、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じないという効果が得られる。
【００６４】
実施の形態６．
この発明の実施の形態６は、実施の形態７と同様、局部発振電力などの変動によるＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０のインピーダンス変動などの問題点を解消するためになされたものである。図１３は実施の形態６における偶高調波ミクサの構成図である。図において、アクティブバラン１０２とＡＰＤＰリング１０１との間に入力信号用緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂを、またＩＦ端子３４ａ、３４ｂとＡＰＤＰリング１０１との間に出力信号用緩衝増幅器１２６ａ、１２６ｂとを設けたものであり、実施の形態３と実施の形態５を同時に実現した構成である。ここで、入力信号用緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂの一例としてはソース接地ＦＥＴなどが、出力信号用緩衝増幅器１２６ａ、１２６ｂの一例としてはソースフロアなどが挙げられる。また図１３において、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００６５】
次に動作について説明する。
この実施の形態６は、実施の形態３と実施の形態５で説明した動作を同時に実現する。以上のように、外部の回路との電気的な接続性が良好であると共に、入出力端子間にはアイソレーション特性があるため、ＩＦ端子３４ａ、３４ｂやＲＦ端子３２からはＡＰＤＰリング１０１のインピーダンスが見えない。従って、局部発振電力の変動によりＡＰＤＰリング１０１の端子間インピーダンスが変動しても、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じない。
【００６６】
以上の説明では、緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂ、１２６ａ、１２６ｂとしてＦＥＴ回路で説明したが、トランジスタ回路であっても、その他の増幅回路であっても良い。
【００６７】
また以上の説明では、実施の形態１に緩衝増幅器１２２ａ、１２２ｂ、１２６ａ、１２６ｂ設けた場合について示したが、実施の形態２に緩衝増幅器を設けた場合であっても良い。
【００６８】
以上のように、この実施の形態６によれば、実施の形態１で示した効果の他に次のような効果がある。すなわち局部発振電力の変動によりＡＰＤＰリング１０１の端子間インピーダンスが変動しても、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じないという効果が得られる。
【００６９】
実施の形態７．
ＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０などを用いたダイオードミクサのその他の欠点に、変換効率が低く高損失となる点がある。この発明の実施の形態７ではこのようなＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０などの問題点を解消するためになされたものである。図１４は実施の形態７における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１２９は差動対のＩＦ端子３４ａ、３４ｂの間に接続された出力負荷抵抗Ｒｏｕｔ、１３０は演算増幅器であり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００７０】
一般にミクサ、特にダイオードミクサでは、５０オームの出力負荷を規定している。しかし、例えばＩＦ回路として演算増幅器の利用を想定する。演算増幅器は電力伝送でなく電圧伝送系を想定しているため、５０オームの終端抵抗は意味をなさない。また、偶高調波ミクサは通常のミクサと比較して、２次の混合を用いる理由で変換損が１から３ｄＢ程度高い。そこで、この実施の形態による偶高調波ミクサでは、出力負荷抵抗１２９を５０オームより高いインピーダンスとし、出力電圧の向上をねらっている。
【００７１】
次に動作について説明する。
この出力負荷抵抗Ｒｏｕｔ１２９の両端の電圧Ｖｏｕｔを、入力インピーダンスがほぼ開放とみなせる演算増幅器１３０で増幅する。この出力負荷抵抗１２９両端の電圧Ｖｏｕｔは、図１５に示すように、出力負荷抵抗Ｒｏｕｔ１２９を高めるほど高電圧となり、開放に近づくにつれ一定の値に収束する。また演算増幅器１３０は、端子間の電圧を増幅する機能を有する。したがって、出力負荷抵抗Ｒｏｕｔ１２９を高める程、ミクサの利得が高まることが分かる。ここで、これはエネルギー的な利得の高まりを意味するのではなく、電圧利得が高まることのみを意味している点に注意を要する。
【００７２】
以上の説明では、実施の形態１に、出力負荷抵抗１２９と演算増幅器１３０を設けた場合について示したが、実施の形態２に出力負荷抵抗１２９と演算増幅器１３０を設けた場合であっても良い。
【００７３】
以上のように、この実施の形態７によれば、実施の形態１で示した効果の他に、偶高調波ミクサの利得が高まり、例えば受信機の感度が改善されるなどの効果が得られる。
【００７４】
実施の形態８．
図１６に偶高調波ミクサの局部発振電力に対する変換利得を示す。通常の基本波ミクサは飽和特性を呈し局部発振電力に対し安定した変換利得が得られるが、偶高調波ミクサは局部発振電力に対し、図１６に示すように単峰特性を呈し安定しない。これはＡＰＤＰ２では局部発振電力を高めると、ＡＰＤＰ２を構成するミクサダイオード１ａ、１ｂの双方がＯＮされる時間が長くなり、ついにはミクサダイオード１ａ、１ｂの双方がＯＮされ、非線形性を失うため生じる現象である。そのため、温度などで局部発振電力が変動すると、変換利得が変動する問題がある。この発明の実施の形態８ではこのようなＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０を用いた偶高調波ミクサの問題点を解消するためになされたものである。
【００７５】
図１７は実施の形態８における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１３１はＬＯ端子３３とＡＰＤＰリング１０１の間に設けられたリミタであり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００７６】
次に動作について説明する。
リミタ１３１は図１８に示すような入出力特性を有しており、あるレベル以上の入力電力に対し、リミタ効果により出力を一定にしている。その結果、リミタ１３１の効果で、温度などの要因で局部発振電力が変動しても、図１９に示すように安定した変換利得が得られる。
【００７７】
また、リミタ１３１からは多数の高調波が発生するため、スプリアス成分となる。そこでリミタ１３１の出力に、スプリアス成分を抑制する高調波抑制用フィルタを設けても良い。
【００７８】
以上の説明では、実施の形態１にリミタ１３１を設けた場合について示したが、実施の形態２にリミタ１３１を設けても良い。
【００７９】
以上のように、この実施の形態８によれば、実施の形態１で示した効果の他に、ＬＯ端子３３とＡＰＤＰリング１０１の間に設けられたリミタ１３１により、安定した変換利得が得られるという効果がある。
【００８０】
実施の形態９．
ミクサに供給される局部発振波信号ｆｐには、通常高調波成分が含まれる。この高調波成分のうち、第２高調波２ｆｐは図２０に示すようにＲＦ波ｆｉｎに近接し、妨害波となる。とりわけダイレクトコンバージョン受信機のようにＩＦが低周波となり、ｆｉｎと２ｆｐが近接する場合に問題となる。この発明の実施の形態９ではこのような偶高調波ミクサの問題点を解消するためになされたものである。
【００８１】
図２１は実施の形態９における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１３２はＬＯ端子３３とＡＰＤＰリング１０１との間に設けられたフィルタであり、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００８２】
次に動作について説明する。
フィルタ１３２は局部発振波ｆｐの高調波２ｆｐを抑制する。その結果、偶高調波ミクサから出力されるスプリアスが低レベルとなる。
【００８３】
以上の説明では、実施の形態１にフィルタ１３２を設けた場合について示したが、実施の形態２にフィルタ１３２を設けても良い。
【００８４】
以上のように、この実施の形態９によれば、実施の形態１で示した効果の他に、ＬＯ端子３３とＡＰＤＰリング１０１との間に設けられたフィルタ１３２により、偶高調波ミクサから出力されるスプリアスが低レベルとなるという効果が得られる。
【００８５】
実施の形態１０．
偶高調波ミクサでは、局部発振波がＡＰＤＰ２で２逓倍される。従って、局部発振周波数として基本波動作のミクサの半分の周波数となる。また局部発振器としてシンセサイザを用いる場合、チャネル間隔も逓倍により２倍となる。そのため、あらかじめ半分のチヤネル間隔のシンセサイザが必要となる。通常シンセサイザとしてＰＬＬ構成のものが用いられ、チャネル間隔がＰＬＬの基準周波数となる。そのため、偶高調波ミクサを用いるとＰＬＬの基準周波数が半分となる。しかしながら、ＰＬＬの収束時間や雑音特性は基準周波数が高いほど良好であり、そのため偶高調波ミクサを用いるとＰＬＬの特性が劣化する問題がある。この発明の実施の形態１０ではこのような偶高調波ミクサの問題点を解消するためになされたものである。
【００８６】
図２２は実施の形態１０における偶高調波ミクサの構成図である。図において、１３３はＬＯ端子３３とＡＤＰＤリング１０１との間に設けられた分周器であり、図２９や図３７に示した従来例、図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００８７】
次に動作について説明する。
ＬＯ端子３３には、局部発振周波数として２ｆｐが入力される。そして分周器１３３は入力した局部発振波２ｆｐを２分周してｆｐとし、このｆｐをＡＤＰＤリング１０１に入力することにより、ミクサ内部での２逓倍の効果を相殺している。従って、外部からみて、あたかも基本波動作のミクサと同じように動作する。このような構成にすると、基本波動作のミクサと同様の局部発振器やシンセサイザを用いることができ、ＰＬＬの特性劣化を抑制できる。
【００８８】
以上の説明では、実施の形態１に分周器１３３を設けた場合について示したが、実施の形態２に分周器１３３をを設けても良い。
【００８９】
また分周器１３３からは多数高調波が発生するため、これがスプリアス成分となる。そこで分周器１３３の出力にスプリアス成分を抑制する高調波抑制用フィルタを設けても良い。
【００９０】
以上のように、この実施の形態１０によれば、実施の形態１で示した効果の他に、ＬＯ端子３３とＡＤＰＤリング１０１との間に設けられた分周器１３３により、ＰＬＬ構成の局部発振器やシンセサイザの基準周波数を高くすることができ、ＰＬＬの特性劣化を抑制できるという効果が得られる。
【００９１】
実施の形態１１．
この発明の実施の形態１１は、実施の形態１から１０の偶高調波ミクサのいずれか２つを用い、直交ミクサを構成したものである。図２３は実施の形態１１における直交ミクサの構成図である。図において、１３４は９０度分配回路、１３５は同相分配回路、３００ａ、３００ｂは偶高調波ミクサであり、２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂのＲＦ端子３２ａ、３２ｂを９０度分配回路１３４に接続し、ＬＯ端子３３ａ、３３ｂを同相分配回路１３５に接続している。また図１に示した実施の形態１と同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００９２】
次に動作について説明する。
このミクサは例えば、ＲＦ端子３２ｃにＱＰＳＫなどの変調波（周波数２ｆｐ）を入力し、ＬＯ端子３３ｃに搬送波成分（周波数ｆｐ）を入力すると、２つのＩＦ端子３４ａ、３４ｂにＱＰＳＫの複素包絡線成分が出力され、直交復調器として動作する。ＲＦ端子３２ｃに入力された入力信号波は、９０度分配回路１３４により、２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂのＲＦ端子３２ａ、３２ｂに、互いに９０度の位相差をもって出力される。またＬＯ端子に入力された局部発振波は、同相分配回路１３５により、２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂのＬＯ端子３３ａ、３３ｂに、互いに同相で出力される。２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂは、実施の形態１と同様に動作するが、中間周波信号の出力端子３４ａ、３４ｂには、互いに９０度の位相差をもって中間周波信号が出力される。
【００９３】
また以上の説明では、ＬＯ端子３３ａ、３３ｂに同相分配回路１３５を接続したものであるが、直接接続したり、アクティブバランやウィルキンソン分配器など同位相あるいは逆位相の分配回路を用いても良い。
【００９４】
以上のように、この実施の形態１１によれば、実施の形態１で示した効果の他に、実施の形態１から１０の偶高調波ミクサのいずれか２つをを用いているため、直交ミクサとして小形に構成できるという効果が得られる。
【００９５】
実施の形態１２．
この発明の実施の形態１２は、実施の形態１１と同様に、実施の形態１から１０の偶高調波ミクサのいずれか２つを用い、直交ミクサを構成したものである。実施の形態１１との違いはＬＯ側で４５度の位相差の分配を行い、ＲＦ端子で同位相あるいは逆位相の分配回路１３５を用いている点である。４５度の位相差の局部発振波は偶高調波ミクサでの２逓倍により９０度の位相差となる。図２４は実施の形態１２における直交ミクサの構成図である。図において、１３６は４５度分配回路であり、図２３に示したものと同一ないしは相当部分には同一符号を付している。２つの偶高調波ミクサのＬＯ端子３３ａ、３３ｂを４５度分配回路１３６に接続し、ＲＦ端子３２ａ、３２ｂを同位相あるいは逆位相の分配回路１３５で接続している。
【００９６】
次に動作について説明する。
このミクサは例えば、ＲＦ端子３２ｃにＱＰＳＫなどの変調波（周波数２ｆｐ）を入力し、ＬＯ端子３３ｃに搬送波成分（周波数ｆｐ）を入力すると、２つのＩＦ端子３４ａ、３４ｂにＱＰＳＫの複素包絡線成分が出力され、直交復調器として動作する。ＲＦ端子３２ｃに入力された入力信号波は、同位相あるいは逆位相の分配回路１３５により、２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂのＲＦ端子３２ａ、３２ｂに、互いに同相又は逆位相で出力される。またＬＯ端子に入力された局部発振波は、４５度分配回路１３６により、２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂのＬＯ端子３３ａ、３３ｂに、互いに４５度の位相差をもって出力される。２つの偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂは、実施の形態１から１０と同様に動作するが、４５度の位相差の局部発振波は偶高調波ミクサでの２逓倍により９０度の位相差となり、中間周波信号の出力端子３４ａ、３４ｂには、互いに９０度の位相差をもって中間周波信号が出力される。
【００９７】
以上のように、この実施の形態１２によれば、実施の形態１で示した効果の他に、実施の形態１から１０の偶高調波ミクサのいずれか２つをを用いているため、直交ミクサとして小形に構成できるという効果が得られる。
【００９８】
実施の形態１３．
この発明の実施の形態１３は、実施の形態１１または１２の直交ミクサにＩＦの９０度移相回路を接続したイメージリジェクションミクサに関するものである。図２５は実施の形態１３におけるイメージリジェクションミクサの構成図である。図において、１３７はＩＦの９０度移相回路、３０１は直交ミクサであり、直交ミクサ３０１の２つのＩＦ端子３４ａ、３４ｂとＩＦの９０度移相回路１３７を演算増幅器１３０ａ、１３０ｂを介して接続されている。また図において、図２３や図２４に示したものと同一ないしは相当部分には同一符号を付している。
【００９９】
次に動作について説明する。
演算増幅器１３０ａ、１３０ｂは偶高調波ミクサ３００ａ、３００ｂの出力の差動対を合成する。そして９０度移相回路１３７は、端子Ｘ，Ｙに入力された互いに９０度の位相差のある中間周波信号を、９０度移相させて同相に戻して端子３４に出力する。また中間周波信号のイメージ信号は、この９０度移相回路１３７の移相動作によりキャンセルされる。
【０１００】
以上にように、この実施の形態１３によれば、実施の形態１で示した効果の他に次のような効果がある。すなわち実施の形態１１又は１２の直交ミクサを用いているため、イメージリジェクションミクサとして小形に構成できる効果が得られる。また小形に構成できるため、接続部での位相の回転を抑制でき、イメージ抑圧比を高める効果もある。
【０１０１】
実施の形態１４．
以上述べた実施の形態１から１３までの偶高調波ミクサ、直交ミクサおよびイメージリジェクションミクサは半導体基板上にモノリシック集積化しても良く、実施の形態１から１３と同様の効果が得られる。さらにＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０の特性を揃えることができ、アクティブバラン１０２とＡＰＤＰリング１０１やダイオードリング１２０との接続長のばらつきを抑えることができ、製造精度を向上させることが可能となる。従って、偶高調波ミクサではＬＯ端子とＲＦ／ＩＦ端子とのアイソレーションを高めることができる効果がある。また直交ミクサでは復調精度を高めることができる効果がある。さらにイメージリジェクションミクサではイメージ抑圧比を高める効果がある。
【０１０２】
実施の形態１５．
この発明の実施の形態１５は、実施の形態１から１４に記載のミクサを適用した受信装置であり、図２６に直交ミクサを適用した受信装置の構成例を示す。図において、２００はアンテナ、２０１は低雑音増幅器（ＬＮＡ）、２０２は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２０３は実施の形態１１または１２の直交ミクサ、２０４は局部発振器、２０５ａ、２０５ｂは低域通過フィルタ、２０６ａ、２０６ｂはベースバンド増幅器である。実施の形態１から１４に記載のミクサを適用しているため、実施の形態１から１４と同様の効果が得られ、さらに受信装置全体を小形化できる効果が得られる。
【０１０３】
実施の形態１６．
この発明の実施の形態１６は、実施の形態１から１０に記載のミクサを位相検波器として適用した位相同期発振器であり、図２７と図２８にその構成例を示す。図において、２０８は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、２０９は分周器、２１０は位相比較器として用いた偶高調波ミクサ、２１１は基準発振器、２１２はループフィルタ、２１３はカプラであり、基準発振器２１１の出力信号に電圧制御発振器（ＶＣＯ）２０８の出力信号を位相同期させている。
【０１０４】
アナログの位相比較器の特徴の１つに、ディジタルの位相比較器を用いるものと比較して、搬送波近傍の位相雑音が低レベルとなる点にある。一方、アナログの位相比較器の欠点の１つに直流成分の漏れがある。これは、ミクサの不平衡成分であり、温度などによりこの直流成分は変動する。そのため、検波感度の変動や同期はずれの原因となっている。偶高調波ミクサ２１０では、式（１）より直流成分は抑制され出力されない。従って、偶高調波ミクサ２１０をＰＬＬに適用すると動作が安定化する効果がある。また実施の形態１から１０に記載のミクサを適用しているため、実施の形態１から１４と同様の効果が得られ、さらに位相同期発振器全体を小形化できる効果がある。
【０１０５】
【発明の効果】
以上のように、請求項１から請求項３記載の発明によれば、アクティブバランを使用しているので、小形化が容易となり、ダイオードリングから高周波信号の入力端子への高調波などのスプリアス成分の逆流が抑制されて低スプリアスとなり、高周波信号波を出力している回路のインピーダンスの変動によるダイオードリングの終端インピーダンスの変動が生じないため動作が安定となる効果がある。また、アクティブバランとダイオードリングとの間に緩衝増幅器を設けているので、アクティブバランの出力インピーダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制でき、高周波信号側と局部発振波信号側とのアイソレーションを高めることができる効果があり、局部発振電力などの変動によるダイオードリングのインピーダンスの変動があっても、高周波信号の入力端子のインピーダンス変動を抑制でき、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じない効果がある。
【０１０６】
請求項４記載の発明によれば、上記高周波信号を整合回路を介し入力しているので、よりレベルの低い高周波信号でも動作することができる効果がある。
【０１０８】
請求項５記載の発明によれば、ダイオードリングへの局部発振波信号の入力を緩衝増幅器を介して行っているので、請求項１から請求項３記載の発明による効果に加えて、変換利得の周波数リップルを抑制でき、伝送特性が向上する効果がある。また、緩衝増幅器のアイソレーション特性により、高周波信号や中間周波信号の局部発振波信号側への漏洩を抑制でき、低スプリアスとなる効果がある。
【０１０９】
請求項６記載の発明によれば、ダイオードリングからの中間周波信号を、緩衝増幅器を介して出力しているので、請求項１から請求項３記載の発明による効果に加えて、局部発振電力の変動によりダイオードリングの端子間インピーダンスが変動しても、この偶高調波ミクサの前後に接続される増幅器やフィルタとの間で多重反射を生じない効果がある。
【０１１１】
請求項７記載の発明によれば、ダイオードリングの第３の端子及び第４の端子を高負荷抵抗で接続し、この高負荷抵抗の両端を演算増幅器の入力に接続し、この演算増幅器の出力より中間周波信号を出力しているので、請求項１から請求項３記載の発明による効果に加えて、偶高調波ミクサの利得が高まる効果がある。
【０１１２】
請求項８記載の発明によれば、局部発振波信号の入力を、局部発振波信号の電力変動を抑制するリミタを介して行っているので、請求項１から請求項３記載の発明による効果に加えて、局部発振電力が変動しても、リミタにより局部発振電力が安定化され、変換利得が変動せず安定化する効果がある。
【０１１３】
請求項９記載の発明によれば、局部発振波信号の入力を、局部発振波信号の高調波を抑制するフィルタを介して行っているので、請求項１から請求項３記載の発明による効果に加えて、偶高調波ミクサから出力されるスプリアスが低レベルとなる効果がある。
【０１１４】
請求項１０記載の発明によれば、局部発振波信号の入力を、局部発振波信号の周波数を分周する分周器を介して行っているので、請求項１から請求項３記載の発明による効果に加えて、基本波動作のミクサと同様の局部発振器やシンセサイザを用いることができる効果がある。
【０１１５】
請求項１１記載の発明によれば、偶高調波ミクサをモノリシック集積化しているので、ダイオードリングの特性を揃えることができ、アクティブバランとダイオードリングとの接続長のばらつきを抑えることができ、製造精度を向上させることが可能となる。従って、局部発振信号側と高周波信号／中間周波信号側とのアイソレーションを高めることができる効果がある。
【０１１６】
請求項１２及び請求項１３記載の発明によれば、請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサを用いて、直交ミクサを構成しているので、直交ミクサとして請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の発明の効果があると共に、直交ミクサとして小型にできる効果がある。
【０１１７】
請求項１４記載の発明によれば、直交ミクサをモノリシック集積化しているので、ダイオードリングの特性を揃えることができ、アクティブバランとダイオードリングとの接続長のばらつきを抑えることができ、復調精度を高めることができる効果がある。
【０１１８】
請求項１５記載の発明によれば、請求項１２又は請求項１３記載の直交ミクサを用いて、イメージリジェクションミクサを構成しているので、イメージリジェクションミクサとして請求項１２又は請求項１３記載の発明の効果があると共に、イメージリジェクションミクサとして小型に構成でき、イメージ抑圧比を高める効果がある。
【０１１９】
請求項１６記載の発明によれば、イメージリジェクションミクサをモノリシック集積化しているので、ダイオードリングの特性を揃えることができ、アクティブバランとダイオードリングとの接続長のばらつきを抑えることができ、イメージ抑圧比を高める効果がある。
【０１２０】
請求項１７記載の発明によれば、請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサ、請求項１２から請求項１４のうちのいずれか１項記載の直交ミクサ、又は請求項１５若しくは請求項１６記載のイメージリジェクションミクサを用いて、受信装置を構成しているので、受信装置として請求項１から請求項１６のうちのいずれか１項記載の発明の効果があると共に、受信装置全体を小型化できる効果がある。
【０１２１】
請求項１８記載の発明によれば、請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサを用いて、位相同期発振器を構成しているので、位相同期発振器として請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の発明の効果があると共に、位相同期発振器全体を小型化できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図２】この発明のアクティブバランを示す構成図である。
【図３】この発明のアクティブバランの等価回路である。
【図４】この発明のアクティブバランを示す構成図である。
【図５】この発明の実施の形態２による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図６】周波数リップルの説明図である。
【図７】この発明の実施の形態３による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図８】この発明の実施の形態３による緩衝増幅器を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態４による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態４による緩衝増幅器を示す図である。
【図１１】この発明の実施の形態５による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図１２】この発明の実施の形態５による緩衝増幅器を示す図である。
【図１３】この発明の実施の形態６による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図１４】この発明の実施の形態７による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図１５】出力負荷抵抗に対する偶高調波ミクサの出力電圧の説明図である。
【図１６】局部発振電力に対する偶高調波ミクサの変換利得の説明図である。
【図１７】この発明の実施の形態８による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図１８】リミタの特性の説明図である。
【図１９】リミタ付き偶高調波ミクサの特性の説明図である。
【図２０】偶高調波ミクサの出力スペクトラムの説明図である。
【図２１】この発明の実施の形態９による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図２２】この発明の実施の形態１０による偶高調波ミクサを示す構成図である。
【図２３】この発明の実施の形態１１による直交ミクサを示す構成図である。
【図２４】この発明の実施の形態１２による直交ミクサを示す構成図である。
【図２５】この発明の実施の形態１３によるイメージリジェクションミクサを示す構成図である。
【図２６】この発明の実施の形態１５による受信装置を示す構成図である。
【図２７】この発明の実施の形態１６による位相同期発振器を示す構成図である。
【図２８】この発明の実施の形態１６による位相同期発振器を示す構成図である。
【図２９】偶高調波ミクサの一般的な構成図である。
【図３０】ＡＰＤＰのＬＯ電流の説明図である。
【図３１】ＡＰＤＰのＬＯ電流の説明図である。
【図３２】偶高調波ミクサの周波数の説明図である。
【図３３】従来の偶高調波ミクサの構成図である。
【図３４】従来の偶高調波ミクサの構成図である。
【図３５】従来の偶高調波ミクサの分波回路の説明図である。
【図３６】従来の偶高調波ミクサの分波回路の説明図である。
【図３７】従来の偶高調波ミクサの構成図である。
【図３８】ＡＰＤＰに加わる波の位相を説明する図である。
【図３９】従来の偶高調波ミクサの構成図である。
【図４０】ダイオードに加わる波の位相を説明する図である。
【符号の説明】
１ａ，１ｂ，１ｃ，１ｄ ダイオード、２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ アンチパラレルダイオードペア、１０１ ＡＰＤＰリング（ダイオードリング）、１０２ アクティブバラン、１１６ 整合回路、１２０ ダイオードリング、１２２ａ，１２２ｂ，１２４，１２６ａ，１２６ｂ 緩衝増幅器、１３０ 演算増幅器、１３１ リミタ、１３２ フィルタ、１３３ 分周器、１３４ ９０度分配回路、１３５ 分配回路、１３６ ４５度分配回路、１３７ ９０度移相回路、２０３直交ミクサ、２０８ 電圧制御発振器、２１０ 偶高調波ミクサ、２１１ 基準発振器。

Claims (18)

1. リング状に接続された複数個のダイオードにより形成され、局部発振波信号を入力する第１の端子、高周波的に地導体に接続され上記第１の端子と対角となる第２の端子、互いに逆位相の高周波信号を入力すると共に上記高周波信号と上記局部発振波信号に対応した互いに逆位相の中間周波信号を出力する第３の端子及び第４の端子を有するダイオードリングを備えた偶高調波ミクサにおいて、
   高周波信号を入力する第１の端子、互いに逆位相の高周波信号を出力する第２の端子及び第３の端子を有する能動素子により構成されたアクティブバランと、上記能動素子の第２の端子と上記ダイオードリングの第３の端子の間に接続され上記アクティブバランの出力インピーダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制する第１の緩衝増幅器と、
   上記能動素子の第３の端子と上記ダイオードリングの第４の端子の間に接続され上記アクティブバランの出力インピーダンスのばらつきによる不平衡成分を抑制する第２の緩衝増幅器とを備えたことを特徴とする偶高調波ミクサ。
2. ダイオードリングは、逆極性の２つのダイオードを並列接続したアンチパラレルダイオードペアを４つリング状に接続することを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
3. ダイオードリングは、ダイオードを４つリング状に接続することを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
4. 能動素子の第１の端子に接続され、高周波信号を出力している側の出力インピーダンスと上記能動素子の第１の端子の入力インピーダンスとを整合する整合回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
5. 局部発振波信号を入力してダイオードリングの第１の端子に出力すると共に変換利得の周波数リップルを抑制する第３の緩衝増幅器を備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
6. ダイオードリングの第３の端子からの中間周波信号を入力して出力すると共に前後の回路との間の多重反射を防ぐ第４の緩衝増幅器と、
   ダイオードリングの第４の端子からの中間周波信号を入力して出力すると共に 前後の回路との間の多重反射を防ぐ第５の緩衝増幅器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
7. ダイオードリングの第３の端子及び第４の端子を接続する高抵抗の負荷抵抗と、
   この負荷抵抗の両端からの中間周波信号を入力して出力する演算増幅器とを備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
8. 局部発振波信号を入力してダイオードリングの第１の端子に出力すると共に上記局部発振波信号の電力変動を抑制するリミタを備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
9. 局部発振波信号を入力してダイオードリングの第１の端子に出力すると共に上記局部発振波信号の高調波を抑制するフィルタを備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
10. 局部発振波信号を入力し周波数を分周してダイオードリングの第１の端子に出力する分周器を備えたことを特徴とする請求項１記載の偶高調波ミクサ。
11. モノリシック集積化したことを特徴とする請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサ。
12. 高周波信号を入力し、互いに９０度位相の異なる高周波信号を出力する第１及び第２の出力端子を有する９０度分配回路と、
    局部発振波信号を入力し、互いに同相の局部発振波信号を出力する第３及び第４の出力端子を有する同相分配回路と、
    上記第１の出力端子より出力された高周波信号と、上記第３の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、第１の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサと、
    上記第２の出力端子より出力された高周波信号と、上記第４の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、上記第１の中間周波信号と位相が９０度異なる第２の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサとを備えたことを特徴とする直交ミクサ。
13. 高周波信号を入力し、互いに同相又は逆位相の高周波信号を出力する第１及び第２の出力端子を有する分配回路と、
    局部発振波信号を入力し、互いに４５度位相の異なる局部発振波信号を出力する第３及び第４の出力端子を有する４５度分配回路と、
    上記第１の出力端子より出力された高周波信号と、上記第３の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、第１の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサと、
    上記第２の出力端子より出力された高周波信号と、上記第４の出力端子より出力された局部発振波信号を入力し、第２の中間周波信号を出力する請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサとを備えたことを特徴とする直交ミクサ。
14. モノリシック集積化したことを特徴とする請求項１２又は請求項１３記載の直交ミクサ。
15. 請求項１２又は請求項１３記載の直交ミクサの第１の中間周波信号を増幅する第１の演算増幅器と、
    請求項１２又は請求項１３記載の直交ミクサの第２の中間周波信号を増幅する第２の演算増幅器と、
    上記第１及び第２の演算増幅器より出力された第１及び第２の中間周波信号を入力し、位相を９０度移相して出力する９０度移相回路とを備えたことを特徴とするイメージリジェクションミクサ。
16. モノリシック集積化したことを特徴とする請求項１５記載のイメージリジェクションミクサ。
17. 受信した高周波信号を中間周波信号に変換して所望の信号を検出する受信装置において、請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサ、請求項１２から請求項１４のうちのいずれか１項記載の直交ミクサ、又は請求項１５若しくは請求項１６記載のイメージリジェクションミクサを備えたことを特徴とする受信装置。
18. 基準発振器の出力信号に電圧制御発振器の出力信号を位相同期させる位相同期発振器において、請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の偶高調波ミクサを位相検波器として用いたことを特徴とする位相同期発振器。

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