JP3555274B2

JP3555274B2 - Power generator

Info

Publication number: JP3555274B2
Application number: JP24574095A
Authority: JP
Inventors: 和彦麻田; 秀和山下; 英樹大森
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-09-25
Filing date: 1995-09-25
Publication date: 2004-08-18
Anticipated expiration: 2015-09-25
Also published as: JPH0993977A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、家庭用および産業用に使用されるモータやリニアモータなど、機械的にパワーを取り出して負荷に供給する装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術における、一般にＤＣブラシレスモータと呼ばれる動力発生装置の主要構成図を図１２に示す。図１２の動力発生装置は、一般に固定子と呼ばれる第１の物体１と、第１の物体１の内側に回転自在に設けられ、一般に回転子と呼ばれる第２の物体２を有している。第２の物体２は、第１の永久磁石３、第２の永久磁石４、磁性体５、出力軸６により成り立っていて、第１の永久磁石３は磁性体５の表面にＮ極が外側になるように接着されており、第２の永久磁石４は磁性体５の表面にＳ極が外側になるように接着されている。出力軸６は、磁性体５の中心に取り付けられていて、回転の動力を外部の機械的な負荷に取り出すために設けられている。
【０００３】
第１の物体１は、鉄心７、巻線８ａ〜１０ｂはいずれも、第２の物体２が回転した場合、第１の永久磁石３および第２の永久磁石４が発生する磁束を受ける位置に巻かれ、巻線８ａと巻線８ｂ、巻線９ａと巻線９ｂ、巻線１０ａと巻線１０ｂは各々直列に接続されている。鉄心７は、磁気回路の磁気抵抗を減らす作用をするもので、第１の永久磁石３および第２の永久磁石４から発生する磁束が巻線８ａ〜１０ｂに作用する際、その磁束を大にする作用をしている。
【０００４】
交流電源１１は、１００Ｖ６０Ｈｚで、一般に商用電源とも呼ばれるものである。交流電源１１の出力は、全波の整流回路１２に接続されている。整流回路１２は、ダイオード１３〜１６によって構成され、交流電源１１の全波整流波形を出力するものである。
【０００５】
インバータ１７は、整流回路１２の出力に接続されていて、一般に３相インバータと呼ばれる構成となっている。インバータ１７は、トランジスタ１８〜２３、ダイオード２４〜２９によって構成されている。
【０００６】
また、フィルタ回路４０は、電解式の平滑コンデンサ４１とチョークコイル４２によって構成され、整流回路１２の出力電圧をリプルが少ない、ほぼ完全な直流にすることができるものとなっている。
【０００７】
制御回路３０は、駆動回路３１と、論理回路３２によって構成され、各トランジスタのベース端子は、すべて駆動回路３１に接続されている。第２の物体２上には、位置検知手段であるホールＩＣ３４が設けられ、第２の物体２が回転運動する際、第１の永久磁石３および第２の永久磁石４の位置を検知して電気的に出力している。
【０００８】
論理回路３２は、ホールＩＣ３４からの信号を受け、それに応じて各トランジスタのオンオフ信号を作り出す仕組みとなっている。
【０００９】
以上の構成により、従来の技術の動力発生装置は、第２の物体２の回転に応じて、ホールＩＣ３４から信号が出力され、その出力信号に応じた信号が論理回路３２から出力され、その結果、駆動回路３１が作用して、トランジスタ１８〜２３の中から選択されたトランジスタに必要な信号を供給するものである。この際、選択されたトランジスタによって、電流が所定の巻線に供給されるが、当該巻線は第１の永久磁石３または第２の永久磁石４の磁束と作用し、反作用でトルクを生み、出力軸６からそのトルクを取り出すことができる。従って、外部の負荷はそのトルクで回転運動を起こし、第２の物体２もそれと連動して回転運動を行うが、ある角度だけ回転すると、ホールＩＣ３４の作用により、論理回路３２への信号が変化し、論理回路３２の出力信号も変化して、インバータ１７を構成する各トランジスタのオンオフ状態を変化させ、各巻線への電流供給状態が変化させ、継続的にトルクを発生させるようにする。
【００１０】
このような動作を繰り返すことにより、従来の技術の動力発生装置は、出力軸６から連続的に機械的な回転パワーを外部の負荷に供給することができるものである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の技術においては、インバータ１７に入力される電圧波形を十分に平滑するため、平滑コンデンサ４１の静電容量を非常に大きくする必要があり、また、交流電源１１から供給される電流の高調波成分が大きくなりやすいという欠点を改善するために、チョークコイル４２のインダクタンスは十分大きなものが必要となることから、平滑コンデンサ４１とチョークコイル４２で構成されたフィルタ回路４０は、非常に形状が大きく、重量も大きく、コスト的にも非常に高価なものとなっていた。
【００１２】
本発明は、上記の課題を解決するもので、交流電源の谷間の位相において、別段の平滑コンデンサを設けずに、所定の動力を確保することを第１の目的とする。
【００１３】
また、第２の目的は、インバータに流入する電流を検出することで、交流電源の谷間の位相における動力を確保することである。
【００１４】
また、第３の目的は、簡易的な電圧検知手段を得ることである。
【００１５】
また、第４の目的は、交流電源と同期したリプル波形を出力させることにより、簡単な構成で、制御回路を構成することである。
【００１６】
また、第５の目的は、交流電源の周波数によらずに、交流電源の谷間の位相における動力を確保することである。
【００１７】
また、第６の目的は、脈流電源のリプルの谷間の位相においても、十分に動力を取り出すことである。
【００１８】
さらに、第７の目的は、リラクタンスによるトルク（あるいは推力）をプラスして、交流電源等の谷間の位相においても、十分に動力を取り出すことである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するために、本発明は、巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体に対して相対的に可動し、前記巻線に磁束が作用するように位置した永久磁石を有する第２の物体と、前記永久磁石の位置を検出する位置検知手段と、略正弦波電圧を出力する交流電源と、前記交流電源を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力に接続され前記巻線に接続された少なくとも１個のスイッチング素子を有するインバータと、前記交流電源の出力電圧の瞬時値を検知する電圧検知手段とスイッチングタイミング制御手段を有し前記位置検知手段の出力に応じて前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路とを備え、前記スイッチングタイミング制御手段は、前記交流電源の位相に応じて進み位相角を変化させ、前記巻線に前記永久磁石による磁束を弱める向きの電流が流れるように、前記電圧検知手段の出力に応じて前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御してなるものである。
【００２０】
また、上記第２の目的を達成するために、本発明は、巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体に対して相対的に可動し、前記巻線に磁束が作用するように位置した永久磁石を有する第２の物体と、前記永久磁石の位置を検出する位置検知手段と、略正弦波電圧を出力する交流電源と、前記交流電源を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力に接続され前記巻線に接続された少なくとも１個のスイッチング素子を有するインバータと、インバータの入力電流の瞬時値を検知する電流検知手段とスイッチングタイミング制御手段を有し前記位置検知手段の出力に応じて前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路とを備え、前記スイッチングタイミング制御手段は、前記交流電源の位相に応じて進み位相角を変化させ、前記巻線に前記永久磁石による磁束を弱める向きの電流が流れるように、前記電流検知手段の出力に応じて前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御してなるものである。
【００２１】
また、上記第３の目的を達成するために、本発明は、特に、交流電源に直列に接続された第１及び第２の抵抗と、前記両抵抗の接続点と整流回路のマイナス端子間に接続された第３の抵抗とを備え、電圧検知手段は、前記第３の抵抗の両端を出力端子としてなるものである。
【００２２】
また、上記第４の目的を達成するために、本発明は、巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体に対して相対的に可動し、前記巻線に磁束が作用するように位置した永久磁石を有する第２の物体と、前記永久磁石の位置を検出する位置検知手段と、略正弦波電圧を出力する交流電源と、前記交流電源を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力に接続され前記巻線に接続された少なくとも１個のスイッチング素子を有するインバータと、前記交流電源と同期したリプル波形を出力する波形発生回路とスイッチングタイミング制御手段を有し前記位置検知手段の出力に応じて前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路とを備え、前記スイッチングタイミング制御手段は、前記交流電源の位相に応じて進み位相角を変化させ、前記巻線に前記永久磁石による磁束を弱める向きの電流が流れるように、前記波形発生回路の出力瞬時値に応じて前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御してなるものである。
【００２３】
また、上記第５の目的を達成するために、本発明は、特に、交流電源の周波数を検知する周波数検知手段を備え、波形発生回路は、前記周波数検知手段の出力に応じたリプル波形を出力してなるものである。
【００２４】
また、上記第６の目的を達成するために、本発明は、特に、電圧検知手段を、脈流電源のリプル電圧源のみを検知してなるものである。
【００２５】
また、上記第７の目的を達成するために、本発明の第２の物体は、特に、逆突極構造としてなるものである。
【００２６】
【作用】
本発明は、上記の構成により、交流電源の谷間の位相において、別段の平滑コンデンサを設けずに、所定の動力を確保することができる。
【００２７】
また、インバータに流入する電流を検出することで、簡易的に交流電源の谷間の位相における動力を確保することができる。
【００２８】
また、交流電源に直列に接続された２つの抵抗と、その接続点と整流回路のマイナス側端子間に接続された抵抗を用いることで、簡易的な電圧検知手段を得ることができ、装置の小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる。
【００２９】
また、交流電源と同期したリプル波形を出力させることにより、簡単な構成で、制御回路を構成することができ、装置の性能を最大限に引き出すことができる。
【００３０】
また、周波数検知手段を設けることで、交流電源の周波数によらずに、交流電源の谷間の位相における動力を確保することができる。
【００３１】
また、脈流電源のリプル分を検知する電圧検知手段を用いることで、脈流電源のリプルの谷間の位相においても、十分に動力を取り出すことができる。
【００３２】
さらに、第２の物体を逆突起構造とすることで、リラクタンスによるトルク（あるいは推力）をプラスして、交流電源等の谷間の位相においても、十分に動力を取り出すことができる。
【００３３】
【実施例】
（実施例１）
本発明の第一の実施例における動力発生装置の主要構成図を図１に示す。図１においては、第１の物体５１と、第２の物体５２と、交流電源５３と、整流回路５４と、インバータ５５と、制御回路１００と、位置検知手段であるホールＩＣ６６からなり、第２の物体５２は、第１の物体５１に対して相対的に回転運動が可能なように設けられ、第１の物体５１は、エナメル線によって構成した巻線６０ａ〜６２ｂを有していて、巻線６０ａと巻線６０ｂ、巻線６１ａと巻線６１ｂ、巻線６２ａと巻線６２ｂは各々直列に接続されている。また、第２の物体５２は、第１の永久磁石６３、第２の永久磁石６４、磁性体６５で構成されている。
【００３４】
巻線６０ａ〜６２ｂは、第１の永久磁石６３および第２の永久磁石６４の磁束が作用する位置に設けられ、ホールＩＣ６６は、第１の永久磁石６３および第２の永久磁石６４の位置を検出するものである。
【００３５】
インバータ５５は、スイッチング素子６９〜７４、ダイオード７５〜８０によって構成され、各スイッチング素子は、バイポーラ式のトランジスタで構成されている。上下に接続された各スイッチング素子の接続点は、８ａ〜１０ｂの各巻線に接続されている。また、各スイッチング素子は、制御回路１００によってオンオフ制御され、インバータ５５の入力端子は、整流回路５４の出力に接続されている。
この、整流回路５４は、整流用のダイオード１２０〜１２３によって構成され、全波整流を行うものである。また、制御回路１００は、電圧検知手段８１と、スイッチングタイミング制御手段８２とを備え、ホールＩＣ６６からの出力を受け、第２の物体５２と第１の物体５１の間に向かって所定方向のトルクが発生するように、スイッチング素子６９〜７４のオンオフ制御を行うものである。また、電圧検知手段８１は、交流電源５３の出力電圧の瞬時値を検知し、スイッチングタイミング制御手段８２により、電圧検知手段８１の出力値に応じて、スイッチング素子６９〜７４のオンオフのタイミングを制御している。更に、出力軸１３０は、第２の物体５２の回転を取り出すために設けられたもので、磁性体６５の中心に取り付けられている。
【００３６】
以上の構成において、次にその動作説明を行う。図２は、図１の動力発生装置の動作波形図である。図２においては、（ア）は交流電源５３の出力電圧波形、（イ）はインバータ５５の入力電圧波形、（ウ）は、図３に示されるように、永久磁石による磁束φ０の直角方向に対する進み位相角θであり、スイッチングタイミング制御手段８２の制御タイミングを示した波形、（エ）は出力軸１３０に発生するのトルクの波形である。
【００３７】
本実施例においては、（ア）のＡ点、すなわち交流電源５３の出力電圧が零となる時刻付近で、（ウ）に示す様にスイッチングタイミング制御手段８２の進み位相角θを最大５５度まで増加させていて、その結果として（エ）に示す本実施例のトルクを得ている。これに対し、従来の技術においては、このような進み位相角θの変化は行わず、つねに進み位相角θ＝０として制御しており、その結果、特に交流電源５３の電圧の瞬時値が低い時に巻線に発生する誘導起電力が、回転速度だけによって定まる高い値となり、インバータ５５からのパワー注入能力が著しく低下してしまうことから、（エ）の破線に示すようなトルク波形となり、平均トルクが低くなっていた。
【００３８】
本実施例は、進み位相角θを特に交流電源５３の出力電圧の瞬時値が低い時に大きくすることによって、十分なトルクを得ることが可能となるものである。
【００３９】
図３は、本実施例で、進み位相角θの場合の動作ベクトル図である。図３においては、第１の永久磁石６３および第２の永久磁石６４によって生ずる磁束φ０に対して、巻線に供給される電流Ｉの位相が、９０度以上進んでいることから、Ｉに進み位相角θの正弦を乗じた電流による起磁力が、φ０とは逆向きの磁束φＩｄを発生させ、このφＩｄは、もとのφ０を弱める作用をする（φ０−φＩｄとなったのと等価となる。）。よって、巻線に発生する誘導起電力の値は、φ０がそのまま作用する場合と比して小となり、これによってインバータ５５からの電流の流れ込み、すなわちパワー注入が促進される。
【００４０】
この様に、本実施例では、交流電源５３の出力電圧の瞬時値に応じて、スイッチングタイミング制御手段が、進み位相角θを速やかに変化させ、動力発生性能向上を促している。
【００４１】
加えて、本実施例では、交流電源５３の出力電流が流れる期間がピーク付近だけでなく、瞬時値の低い期間にも及ぶため、交流電源５３から見た力率が高くなり、いわゆる電源高調波の発生も少なくすることができる。したがって、交流電源５３にムリがかかることも少なく、また交流電源５３の電圧ひずみも小さくすることができることから、交流電源５３を他の装置と共用する場合にも、その装置が電源電圧ひずみによって誤動作等を起こす心配もなくなる。
【００４２】
また、進み位相角θを脈動させることにより、出力軸１３０に発生するトルクの脈動も抑えられるので、負荷および第２の物体５２の慣性モーメントが小さい場合でも、特に、交流電源５３の周波数の２倍の周波数成分の速度ムラを抑えることができ、良好な定速特性も実現することができ、トルク脈動に起因する騒音も低減することができる。
【００４３】
また、従来の技術において、用いられていた大容量の電解コンデンサなどによる平滑コンデンサは、特に高温条件においては寿命が短くなるという性質のものであったが、本実施例においては、平滑コンデンサを全く使用しない構成としていることから、高温で装置を使用する場合にあっても十二分な寿命を得られるといった効果もある。
【００４４】
（実施例２）
本発明の第２の実施例における動力発生装置の主要構成図を図４に示す。図４においては、図１と以下の点が異なっているが、その他の点については、図１と同じ構成となっている。制御回路１０１は、スイッチングタイミング制御手段８２と、電流検知手段８４により構成されており、電流検知手段８４は、例えばマンガニン線等を用いた抵抗８３によって構成されている。スイッチングタイミング制御手段８２は、電流検知手段８４からの信号が小となった時に、スイッチング素子６９〜７４のオンオフのタイミングをホールＩＣ６６の出力に応じて制御（進み位相角θを制御）するものである。
【００４５】
以上の構成において、次にその動作説明を行う。交流電源５３の電圧の瞬時値が高い時には、各巻線に発生する誘導起電力よりも交流電源５３の電圧の方が高いことから、各巻線に対してインバータ５５による電流の注入が行われるため、インバータ５５の入力電流が大きく、よってスイッチングタイミング制御手段８２は進み位相角θ＝０で動作している。
【００４６】
交流電源５３の位相が変わり、電圧の瞬時値が低下した場合、誘導起電力は第２の物体５２の回転数が同一であれば交流電源５３の位相によらず同一であるため、インバータ５５による電流の注入が減り、発生するトルクが減少する。しかし、このときインバータ５５の入力電流も減少することから、電流検知手段８４の出力が低下し、これがスイッチングタイミング制御手段８２に作用し、スイッチングタイミング制御手段８２により進み位相角θを増加させる。
【００４７】
すると、図３と同様の現象で、各巻線に発生する誘導起電力の値が減少することから、交流電源５３の出力電圧の瞬時値が低い場合でも、インバータ５５から各巻線への電流の注入が促進され、トルクを確保することができる。
【００４８】
（実施例３）
本発明の第３の実施例における動力発生装置の主要構成図を図５に示す。図５においては、図１と以下の点が異なっているが、その他の点については、図１と同じ構成となっている。制御回路１０２は、スイッチングタイミング制御手段８２と電圧検知手段８５によって構成させており、この内スイッチングタイミング制御手段８２については図１と同じものが使用されているが、電圧検知手段８５は、１００ｋΩの抵抗値を持った第１の抵抗８６と、同じく１００ｋΩの抵抗値を持った第２の抵抗８７、および５ｋΩの抵抗値を持った第３の抵抗８８によって構成されている。
【００４９】
以上の構成において、動作の説明を行う。なお、電圧検知手段８５の部分以外の動作は、図１の場合と全く同じで異なるものはない。したがって、ここでは電圧検知手段８５の部分の動作についてのみ説明を行う。
【００５０】
まず交流電源５３の極性がＹよりＸの方が高電位になっている状態においては、Ｘから第１の抵抗８６、第３の抵抗８８を通り、ダイオード１２３を経て交流電源５３のＹ側に戻る経路が活性化し、同時に第２の抵抗８７が、前述の第３の抵抗８８とダイオード１２３の直列回路と並列に接続された状態になる。
【００５１】
ここで、スイッチングタイミング制御手段８２に出力する電圧は、ピークで数ボルト程度としているため、交流電源５３のピーク電圧に対してはかなり低い値となる。よって、本実施例では、第１の抵抗値を第２の抵抗値よりもかなり大きな値とし、電圧検知手段８５の分圧比は１対１よりもかなり低いものとしている。
【００５２】
つぎに、ＸよりＹの方が高電位となっている状態においては、Ｙから第２の抵抗８７、第３の抵抗８８を通り、ダイオード１２２を経て交流電源５３のＸ側に戻る経路が活性化し、同時に第１の抵抗８６が、前述の第３の抵抗８８とダイオード１２２の直列回路と並列に接続された状態になる。
【００５３】
したがって、抵抗を３本使用するだけの簡単な構成でありながら、いずれの位相においても（ＸとＹの電位の高低関係によらず）、常に一定の分圧比をえることができるものとなっている。
【００５４】
しかも、本実施例では、回転速度が上昇し、巻線の誘導起電力が交流電源５３の電圧の瞬時値よりも大きくなった場合にも、ダイオード１２０、１２１により電圧検知手段８５の出力への影響を防止することができる。もし、電圧検知手段が巻線の誘導起電力の影響を受けるものであれば、交流電源の電圧の瞬時値が低下しても、それを検知することができず、結局交流電源からインバータを通じてのパワー注入は、促進されない可能性が発生する。その点、本実施例は、交流電源５３の電圧を誤差無く検知することができることから、適切にスイッチングタイミング制御手段８２に指令を出すことができる。
【００５５】
なお、本実施例では、交流電源５３が単相のものを使用していることから、第１の抵抗は、２本用いているが、特に交流電源は単相に限るものではなく、例えば３相でもよい。その場合には、整流回路もダイオード６本を用いたものを使用し、３本の第１の抵抗をそれぞれの相に接続すればよい。
【００５６】
（実施例４）
本発明の第４の実施例における動力発生装置の主要構成図を図６に示す。図６においては、図１と以下の点が異なっているが、その他の点については、図１と同じ構成となっている。制御回路１０３は、スイッチングタイミング制御手段８２と波形発生回路８９によって構成させており、スイッチングタイミング制御手段８２については図１と同じものが使用されているが、波形発生回路８９はマイクロコンピュータを使用し、交流電源５３の電圧の瞬時値が零となる点を検出し、その時点から、交流電源５３の半周期分（６０ＨＺの場合は８．３ミリ秒）の間に、マイクロコンピュータ内に半導体マスクで製造されるＲＯＭ（リードオンリーメモリー）に蓄えられたテーブルを順々に読み出し、そのディジタル値をＤＡ変換して、スイッチングタイミング制御手段８２に出力する構成となっている。
【００５７】
ＲＯＭに蓄えられているデータは、本実施例では合計４．１７ミリ秒分であり、これを交流電源５３の出力の瞬時値が零となった時点を起点として、順序よく読み出していく。データの傾向としては、初めの方が小さく、後の方が大きな値となっている。読み出しをスタートしてから４．１７ミリ秒経た時点では、交流電源５３の電圧の瞬時値は、最高となっており、その後マイクロコンピュータは、データの読み出し方向を逆とし、４．１７秒から後戻りして読み出していき、次の零電圧点が検知される頃にほぼデータの初めに戻る。スイッチングタイミング制御手段８２は、このような値を入力しながら、図１の場合と同様の進み位相角θの制御を行っていく。
【００５８】
本実施例では、波形発生回路８９内にＲＯＭでデータを書き込んでいることから、製造時に自由自在に進み位相角θの変化波形を書き込むことができ、したがって動力発生装置として、性能が最も良くなるように、データを設定することが簡単に実現できる。更に、本実施例では、交流電源の半波分のさらに半分のデータだけをＲＯＭに書き込む構成としていることから、ＲＯＭの容量が少なくても十分な波形が実現でき、装置の一層の小型化、軽量化、低コスト化が可能となっている。
【００５９】
（実施例５）
本発明の第５の実施例における動力発生装置の主要構成図を図７に示す。図７においては、図６と以下の点が異なっているが、その他の点については、図６と同じ構成となっている。制御回路１０４は、スイッチングタイミング制御手段８２、波形発生回路９５、周波数検知手段９６によって構成させており、この内スイッチングタイミング制御手段８２については図６と同じものが使用されている。
【００６０】
周波数検知手段は、交流電源５３の電圧の瞬時値が零になってから、次に再び零になるまでの時間間隔から、交流電源５３の周波数が５０ＨＺであるか、６０ＨＺかを判定し、５０ＨＺであればＨＩＧＨ信号を出力し、６０ＨＺであればＬＯＷ信号を出力するものである。
【００６１】
波形発生回路９５はマイクロコンピュータを使用し、交流電源５３の電圧の瞬時値が零となる点を検出し、その時点から、ＲＯＭに蓄えられたテーブルを順々に読み出し、そのディジタル値をＤＡ変換して、スイッチングタイミング制御手段８２に出力する構成となっている。
【００６２】
本実施例においては、波形発生回路９５が内部のＲＯＭに蓄えられているデータを読み出す速度は、周波数検知手段９６からの信号がＨＩＧＨかＬＯＷかで異ならせている。すなわち、周波数検知手段９６からの信号がＨＩＧＨの場合には、図６の場合の約５／６倍の速度で、また周波数検知手段９６からの信号がＬＯＷの場合には、図６の場合と同じ速さで読み出すようにしている。
【００６３】
本実施例では、ＨＩＧＨ時には交流電源５３の出力の瞬時値が零となった時点を起点として、５ミリ秒分として順序よく読み出し、５ミリ秒後には逆に読み出す。またＬＯＷ時には図６の時と同様に、４．１７ミリ秒分として順序よく読み出し、４．１７ミリ秒後には逆に読み出す。いずれの場合にも、次に交流電源５３の電圧の瞬時値が零になるころに、ほぼデータを出し終わることになる。スイッチングタイミング制御手段８２は、このような値を入力しながら、図１の場合と同様の進み位相角θの制御を行っていく。本実施例では、波形発生回路８９内にＲＯＭでデータを書き込んでいることから、製造時に自由自在に進み位相角θの変化波形を書き込むことができ、したがって動力発生装置として、性能が最も良くなるように、データを設定することが簡単に実現でき、かつ日本の様に５０ＨＺと６０ＨＺの混在している場合にも、どちらの周波数でも使用できる装置が実現できる。
【００６４】
（実施例６）
本発明の第６の実施例における動力発生装置の主要構成図を図８に示す。図８においては、図１と以下の点が異なっているが、その他の点については、図１と同じ構成となっている。脈流電源１４０は、リプル電圧源１４１と直流電源１４２によって構成され、脈流電源１４０の出力は、インバータ５５に接続されている。
【００６５】
リプル電圧源１４１は、５０Ｈｚでピークが５０Ｖの正弦波交流電圧を発生するものであり、直流電源１４２は７０Ｖの一定電圧を発生するものである。したがって、脈流電源１４０の出力の瞬時値は、最低で２０Ｖ、最高で１２０Ｖに達するものとなっている。電圧検知手段は、脈流電源１４０のリプル電圧源の成分のみを検知する構成となっている。
【００６６】
以上の構成により、図３で説明したと同様の現象が発生し、結果として第１の永久磁石６３および第２の永久磁石６４によってできる磁束を弱める作用が起こる。それによって、各巻線に発生する誘導起電力の値は低くなり、よってＶＩＮが低い時でも、インバータ５５からの電流の流入が促されるので、トルクの発生も大となる。
【００６７】
したがって、出力に大きなリプルを有する脈流電源１４０を使用しながらも、十分な動力を発生することが可能となる。
【００６８】
なお、本実施例においては、脈流電源１４０は、リプル電圧源１４１と直流電源１４２で構成しているが、必ずしもこのようにして構成しなければならないと言うものではない。要するに、出力電圧が脈動（リプル）を含むものであれば何でもよく、例えば商用電源を整流し、その出力に平滑フィルタをいれないもの、あるいは平滑フィルタ回路は設けていても、十分な平滑を行わず、リプル分を多く含んだ状態で使用するものなどであってもよい。
【００６９】
（実施例７）
本発明の第７の実施例の動力発生装置における第２の物体の断面図を図９に示す。本実施例は、回路上の構成は、図８とまったくの同一であり、異なる部分がない。ただし、第２の物体について、その機械的な構成が異なっているにすぎないものである。即ち、図９に示すように、第１の磁性体１７０および第２の磁性体１７１で、永久磁石１７２をサンドイッチにした構成としている。永久磁石１７２は、Ｃ側（図面の左側）がＮ極、Ｄ側（図面の右側）がＳ極となるように設けている。そして、本実施例においては、永久磁石１７２は、減磁に対して十分な耐量があるものを使用している。
【００７０】
この構成によれば、Ｃ−Ｄ軸方向の磁束は、破線のａ、ｂ、ｃ、ｄに示すように、永久磁石１７２を通って流れることになるから、磁気抵抗が大であり、この方向のインダクタンスＬｄは小さくなる。逆にＡ−Ｂ軸方向の磁束は、破線のｅ、ｆ、ｇ、ｈに示すように、永久磁石１７２を通らなくても、第１の磁性体１７０および第２の磁性体１７１という、磁気抵抗の低い部分を通って流れることになることから、磁気抵抗が小であり、この方向のインダクタンスＬｑは大きくなる。このように、Ｌｄ＜Ｌｑとなるような構成は、一般には逆突極と呼ばれる。本実施例で、このような逆突極の特性をもった構成を第２の物体として設けることにより、次のような効果がある。
【００７１】
脈流電源１４０の出力電圧の瞬時値が小となった時に、制御回路１０５の作用により、進み位相角θとなると、巻線に流れる電流の位相も進み、そのために、巻線電流による磁束が、第２の物体５２に対して、ななめ方向に作用する。
【００７２】
ここで、Ｌｄ＝Ｌｑの非突極構造であるならば、ななめ方向からの磁束にたいしても、なんらのリラクタンストルクは発生しないが、本実施例においては、Ｌｄ＜Ｌｑの逆突極構造となっていることから、リラクタンストルクが発生し、かつその向きは、巻線電流と永久磁石による磁束により、フレミングの左手の法則によって発生しているトルクの向きと同一となる。
【００７３】
したがって、特に進み位相角θを正にとっている状態においては、フレミングの左手の法則によって発生しているトルクに、リラクタンストルクが手伝う形となり、トータルとしてのトルクが大きくなり、よって動力発生性能が高くなるという効果がある。
【００７４】
（実施例８）
本発明の第８の実施例の動力発生装置における第２の物体の断面図を図１０に示す。図９では、ＮとＳの２極であったのに対し、図１０においては、極数をＮ、Ｓ、Ｎ、Ｓの４極としている。図１０においては、第１の永久磁石１７７、１７８、第２の永久磁石１７９、１８０を、磁性体１７３〜１７６の中に埋め込んで設ける構成としている。
【００７５】
この場合にも、やはりａ、ｂ、ｃ、ｄの経路では、磁気抵抗が大きく、Ｌｄが小となり、逆にｅ、ｆ、ｇ、ｈの経路では、磁気抵抗が小さく、Ｌｑが大となり、逆突極の構成となるため、図９の説明で述べたのと同様の効果がある。ただし、図１０においては、４極としていることから、この第２の物体を使用して装置を構成する場合には、第１の物体の構成にも４極対応のために若干の変更が必要となる。
【００７６】
（実施例９）
本発明の第９の実施例の動力発生装置における第２の物体の断面図を図１１に示す。図１１においても、図１０と同様に極数をＮ、Ｓ、Ｎ、Ｓの４極としている。図１１においては、永久磁石１８５を、磁性体１８９に張り付け、さらにその上から磁性体１８１で覆い隠した構成としている。
【００７７】
この場合にも、やはりａ、ｂ、ｃ、ｄの経路では、磁気抵抗が大きく、Ｌｄが小となり、逆にｅ、ｆ、ｇ、ｈの経路では、磁気抵抗が小さく、Ｌｑが大となり、逆突極の構成となるため、図１０の説明で述べたのと同様の効果が得られる。
【００７８】
なお、各実施例では、交流電源を単相１００Ｖとしているが、３相であっても良い。３相からブリッジ整流回路を通した場合には、単相の交流電源を全波整流する場合に比べると、リプルが小さくなるが、それでもボトムの電圧がピークの５０％となることから、従来の技術によるとボトム部分での性能確保を行うために、単相の場合ほどではないにしても、やはりかなり大容量の平滑コンデンサが必要となる。本発明を使用することによって、この平滑コンデンサが不要になることから、同様の効果が期待できる。
【００７９】
また、各実施例では、基本的に第２の物体を２極としているが、特に２極にしなければならないというものではない。４極、６極、８極などでもかまわない。
【００８０】
また、各実施例では、位置検知手段としてホールＩＣを用いているが、かならずしもこのようなものを用いなければならないというものではなく、光学的に回転角を検知するものや、超音波を使用するもの、あるいは第１の物体には別段の素子を設けず、各巻線に誘起する電圧を用いて、第２の物体の回転角度を検知するものであってもよい。
【００８１】
また、スイッチング素子の種類についても、各実施例においては、バイポーラ式のトランジスタを使用しているが、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどを使用してもよい。
【００８２】
また、各実施例は、回転運動を負荷に伝えることによって動力を発生するものを示しているが、必ずしも回転に限るものではなく、例えばリニアモータの様に直線運動を行うもの、２次元的に動力を発生するものなどであっても良い。
【００８３】
加えて、各実施例は、すべて第１の物体を固定し、第２の物体が回転することによって動力を取り出しているが、必ずしもこうする必要はなく、逆に第２の物体を固定し、第１の物体の方から動力を取り出すようにしてもよい。
【００８４】
さらに、インバータ、制御回路、交流電源、整流回路等の構成要素については、実施例ではすべて第１の物体と同様に固定されているように示されている。しかし、特に固定する必要はなく、たとえばこれらの構成要素の一部またはすべてを第２の物体上に設け、電線をひきまわして最終的に、第１の物体に設けた巻線に接続してもよい。その際に必要であればブラシとスリップリング等で電流が供給できるように構成することもできる。
【００８５】
また、各実施例のインバータの構成としても、３方式のものとしているが、３相、２相、単相など、どのような構成でもよく、また、全波式、半波式のインバータ構成はすべて使用することができる。
【００８６】
また、インバータの入力として、全く平滑コンデンサを接続しない構成を示しているが、ある程度の静電容量値の平滑コンデンサを併用してもかまわない。その場合には、特に交流電源の谷間で完全にインバータ入力電圧が零まで低下するような状況から改善することができるので、性能向上が可能となる。その場合においても、本発明を使用することにより、平滑コンデンサの静電容量は、従来の技術に比して、小とした上で性能を確保することができるため、トータル的に装置の小型・軽量化、および低コスト化を行うことができる。
【００８７】
【発明の効果】
以上のように、本発明は、スイッチングタイミング制御手段が、第２の物体と第１の物体間に交流電源の位相に応じた所定の向きの電磁力が発生するように、電圧検知手段の出力に応じてスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御することにより、交流電源の谷間の位相において、別段の平滑コンデンサを設けずに、所定の動力を確保することができる。
【００８８】
また、インバータに流入する電流を検出することで、簡易的に交流電源の谷間の位相における動力を確保することができる。
【００８９】
また、交流電源に直列に接続された２つの抵抗と、その接続点と整流回路のマイナス側端子間に接続された抵抗を用いることで、簡易的な電圧検知手段を得ることができ、装置の小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる。
【００９０】
また、交流電源と同期したリプル波形を出力させることにより、簡単な構成で、制御回路を構成することができ、装置の性能を最大限に引き出すことができる。
【００９１】
また、周波数検知手段を設けることで、交流電源の周波数によらずに、交流電源の谷間の位相における動力を確保することができる。
【００９２】
また、脈流電源のリプル分を検知する電圧検知手段を用いることで、脈流電源のリプルの谷間の位相においても、十分に動力を取り出すことができる。
【００９３】
さらに、第２の物体を逆突起構造とすることで、リラクタンスによるトルク（あるいは推力）をプラスして、交流電源等の谷間の位相においても、十分に動力を取り出すことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の動力発生装置の主要構成図
【図２】同、動力発生装置の動作波形図
【図３】同、動力発生装置のベクトル図
【図４】本発明の第２の実施例の動力発生装置の主要構成図
【図５】本発明の第３の実施例の動力発生装置の主要構成図
【図６】本発明の第４の実施例の動力発生装置の主要構成図
【図７】本発明の第５の実施例の動力発生装置の主要構成図
【図８】本発明の第６の実施例の動力発生装置の主要構成図
【図９】本発明の第７の実施例の動力発生装置の第２の物体の構成図
【図１０】本発明の第８の実施例の動力発生装置の第２の物体の構成図
【図１１】本発明の第９の実施例の動力発生装置の第２の物体の構成図
【図１２】従来の動力発生装置の主要構成図
【符号の説明】
５１第１の物体
５２第２の物体
５３交流電源
５４整流回路
５５インバータ
６３第１の永久磁石
６４第２の永久磁石
６６ホールＩＣ
８１電圧検知手段
８２スイッチングタイミング制御手段
１００制御回路[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a device that mechanically extracts power and supplies it to a load, such as a motor or a linear motor used for home and industry.
[0002]
[Prior art]
FIG. 12 shows a main configuration diagram of a power generation device generally called a DC brushless motor in the related art. The power generating device in FIG. 12 includes a first object 1 generally called a stator, and a second object 2 provided rotatably inside the first object 1 and generally called a rotor. The second object 2 is made up of a first permanent magnet 3, a second permanent magnet 4, a magnetic body 5, and an output shaft 6. The first permanent magnet 3 has an N pole on the surface of the magnetic body 5 outside. The second permanent magnet 4 is bonded to the surface of the magnetic body 5 such that the S pole is on the outside. The output shaft 6 is attached to the center of the magnetic body 5 and is provided to extract the power of rotation to an external mechanical load.
[0003]
In the first object 1, the iron core 7 and the windings 8a to 10b are located at positions where the first permanent magnet 3 and the second permanent magnet 4 generate magnetic flux when the second object 2 rotates. The windings 8a and 8b, the windings 9a and 9b, and the windings 10a and 10b are connected in series, respectively. The iron core 7 acts to reduce the magnetic resistance of the magnetic circuit. When the magnetic flux generated from the first permanent magnet 3 and the second permanent magnet 4 acts on the windings 8a to 10b, the magnetic flux increases. Has the effect of doing.
[0004]
The AC power supply 11 has a frequency of 100 V and 60 Hz and is generally called a commercial power supply. The output of the AC power supply 11 is connected to a full-wave rectifier circuit 12. The rectifier circuit 12 includes diodes 13 to 16 and outputs a full-wave rectified waveform of the AC power supply 11.
[0005]
The inverter 17 is connected to the output of the rectifier circuit 12 and has a configuration generally called a three-phase inverter. The inverter 17 includes transistors 18 to 23 and diodes 24 to 29.
[0006]
The filter circuit 40 is composed of an electrolytic smoothing capacitor 41 and a choke coil 42, and is capable of converting the output voltage of the rectifier circuit 12 to a substantially complete DC with little ripple.
[0007]
The control circuit 30 includes a drive circuit 31 and a logic circuit 32, and all base terminals of the transistors are connected to the drive circuit 31. On the second object 2, a Hall IC 34 as a position detecting means is provided, and when the second object 2 rotates, the position of the first permanent magnet 3 and the second permanent magnet 4 is detected. Outputs electrically.
[0008]
The logic circuit 32 is configured to receive a signal from the Hall IC 34 and generate an on / off signal for each transistor in accordance with the signal.
[0009]
With the above-described configuration, the power generation device of the related art outputs a signal from the Hall IC 34 in response to the rotation of the second object 2, and outputs a signal corresponding to the output signal from the logic circuit 32. The drive circuit 31 operates to supply necessary signals to the transistors selected from the transistors 18 to 23. At this time, a current is supplied to a predetermined winding by the selected transistor, and the winding acts with the magnetic flux of the first permanent magnet 3 or the second permanent magnet 4 to generate a torque by a reaction, The torque can be extracted from the output shaft 6. Therefore, the external load causes a rotational motion by the torque, and the second object 2 also performs a rotational motion in conjunction with the torque. When the second object 2 rotates by a certain angle, the signal to the logic circuit 32 changes due to the action of the Hall IC 34. Then, the output signal of the logic circuit 32 also changes, so that the on / off state of each transistor constituting the inverter 17 is changed, the state of current supply to each winding is changed, and torque is continuously generated.
[0010]
By repeating such an operation, the power generating apparatus of the related art can continuously supply mechanical rotation power from the output shaft 6 to an external load.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional technique, it is necessary to make the capacitance of the smoothing capacitor 41 extremely large in order to sufficiently smooth the voltage waveform input to the inverter 17. Since the inductance of the choke coil 42 needs to be sufficiently large in order to improve the disadvantage that the harmonic component of the current tends to increase, the filter circuit 40 including the smoothing capacitor 41 and the choke coil 42 It has a very large shape, a large weight, and is very expensive in terms of cost.
[0012]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has as its first object to secure a predetermined power in a valley phase of an AC power supply without providing a separate smoothing capacitor.
[0013]
A second object is to secure power in a valley phase of the AC power supply by detecting a current flowing into the inverter.
[0014]
A third object is to obtain a simple voltage detecting means.
[0015]
A fourth object is to configure a control circuit with a simple configuration by outputting a ripple waveform synchronized with an AC power supply.
[0016]
A fifth object is to ensure power in the valley phase of the AC power supply, regardless of the frequency of the AC power supply.
[0017]
A sixth object is to sufficiently extract power even in the phase of the ripple valley of the pulsating power supply.
[0018]
Further, a seventh object is to add torque (or thrust) due to reluctance to sufficiently extract power even in a valley phase of an AC power supply or the like.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the first object, the present invention provides a first object having a winding and a position which is relatively movable with respect to the first object and which is actuated by a magnetic flux on the winding. A second object having a permanent magnet, a position detecting means for detecting a position of the permanent magnet, an AC power supply for outputting a substantially sinusoidal voltage, a rectifier circuit for full-wave rectifying the AC power supply, and the rectifier circuit. An inverter having at least one switching element connected to the output of the AC power supply and having at least one switching element; voltage detecting means for detecting an instantaneous value of an output voltage of the AC power supply; and switching position controlling means having the switching timing control means. And a control circuit for controlling the switching element to be turned on and off in accordance with the output of the switching power supply. Changing the advance phase angle The on / off timing of the switching element is controlled in accordance with the output of the voltage detecting means so that a current in a direction weakening the magnetic flux by the permanent magnet flows through the winding.
[0020]
Further, in order to achieve the second object, the present invention provides a first object having a winding, which is relatively movable with respect to the first object, and a magnetic flux acts on the winding. A second object having a permanent magnet positioned at a position, a position detecting means for detecting the position of the permanent magnet, an AC power supply for outputting a substantially sinusoidal voltage, a rectifier circuit for full-wave rectification of the AC power supply, An inverter having at least one switching element connected to the output of the rectifier circuit and connected to the winding; current detection means for detecting an instantaneous value of an input current of the inverter; and switching timing control means; And a control circuit for controlling the switching element to be turned on and off in accordance with the output of the switching power supply. Changing the advance phase angle The on / off timing of the switching element is controlled in accordance with the output of the current detecting means so that a current in a direction weakening the magnetic flux by the permanent magnet flows through the winding.
[0021]
In addition, in order to achieve the third object, the present invention provides, in particular, a first and a second resistor connected in series to an AC power supply, and a connection point between the two resistors and a minus terminal of the rectifier circuit. A third resistor connected thereto, and the voltage detecting means has both ends of the third resistor as output terminals.
[0022]
Further, in order to achieve the fourth object, the present invention is directed to a first object having a winding, which is relatively movable with respect to the first object, and a magnetic flux acts on the winding. A second object having a permanent magnet positioned at a position, a position detecting means for detecting the position of the permanent magnet, an AC power supply for outputting a substantially sinusoidal voltage, a rectifier circuit for full-wave rectification of the AC power supply, An inverter having at least one switching element connected to an output of a rectifier circuit and connected to the winding, a waveform generating circuit for outputting a ripple waveform synchronized with the AC power supply, and switching timing control means; A control circuit for controlling the switching element to be turned on / off in accordance with an output of the means, wherein the switching timing control means is provided in accordance with a phase of the AC power supply. Changing the advance phase angle The on / off timing of the switching element is controlled in accordance with the output instantaneous value of the waveform generating circuit so that a current in a direction weakening the magnetic flux by the permanent magnet flows through the winding.
[0023]
In order to achieve the fifth object, the present invention particularly includes frequency detecting means for detecting a frequency of an AC power supply, and the waveform generating circuit outputs a ripple waveform corresponding to an output of the frequency detecting means. It is made.
[0024]
In order to achieve the sixth object, the present invention particularly comprises a voltage detecting means for detecting only a ripple voltage source of a pulsating power supply.
[0025]
Further, in order to achieve the seventh object, the second object of the present invention has an inverted salient pole structure.
[0026]
[Action]
According to the present invention, with the configuration described above, predetermined power can be secured in the valley phase of the AC power supply without providing a separate smoothing capacitor.
[0027]
Also, by detecting the current flowing into the inverter, it is possible to easily secure the power in the valley phase of the AC power supply.
[0028]
Further, by using two resistors connected in series to the AC power supply and a resistor connected between the connection point and the negative terminal of the rectifier circuit, a simple voltage detecting means can be obtained, and The size, weight, and cost can be reduced.
[0029]
Also, by outputting a ripple waveform synchronized with the AC power supply, a control circuit can be configured with a simple configuration, and the performance of the device can be maximized.
[0030]
Further, by providing the frequency detecting means, power in the valley phase of the AC power supply can be ensured regardless of the frequency of the AC power supply.
[0031]
Further, by using the voltage detecting means for detecting the ripple component of the pulsating power source, it is possible to sufficiently extract power even in the phase of the valley of the ripple of the pulsating power source.
[0032]
Further, by making the second object have an inverted projection structure, torque (or thrust) due to reluctance can be added, and power can be sufficiently taken out even in the valley phase of an AC power supply or the like.
[0033]
【Example】
(Example 1)
FIG. 1 shows a main configuration diagram of a power generation device according to a first embodiment of the present invention. In FIG. 1, a first object 51, a second object 52, an AC power supply 53, a rectifier circuit 54, an inverter 55, a control circuit 100, and a Hall IC 66 as a position detecting means are provided. The object 52 is provided so as to be capable of rotating relative to the first object 51. The first object 51 has windings 60a to 62b formed of enameled wires. The wire 60a and the winding 60b, the winding 61a and the winding 61b, and the winding 62a and the winding 62b are connected in series. Further, the second object 52 includes a first permanent magnet 63, a second permanent magnet 64, and a magnetic body 65.
[0034]
The windings 60a to 62b are provided at positions where the magnetic fluxes of the first permanent magnet 63 and the second permanent magnet 64 act, and the Hall IC 66 determines the positions of the first permanent magnet 63 and the second permanent magnet 64. It is to detect.
[0035]
The inverter 55 is configured by switching elements 69 to 74 and diodes 75 to 80, and each switching element is configured by a bipolar transistor. The connection point of each switching element connected up and down is connected to each winding of 8a-10b. Each switching element is turned on and off by the control circuit 100, and the input terminal of the inverter 55 is connected to the output of the rectifier circuit 54.
The rectifier circuit 54 includes rectifying diodes 120 to 123 and performs full-wave rectification. Further, the control circuit 100 includes a voltage detection unit 81 and a switching timing control unit 82, receives an output from the Hall IC 66, and applies a torque in a predetermined direction between the second object 52 and the first object 51. The on / off control of the switching elements 69 to 74 is performed so as to generate the following. The voltage detecting means 81 detects the instantaneous value of the output voltage of the AC power supply 53, and the switching timing control means 82 controls the on / off timing of the switching elements 69 to 74 according to the output value of the voltage detecting means 81. are doing. Further, the output shaft 130 is provided to take out the rotation of the second object 52, and is attached to the center of the magnetic body 65.
[0036]
Next, the operation of the above configuration will be described. FIG. 2 is an operation waveform diagram of the power generation device of FIG. In FIG. 2, (a) is the output voltage waveform of the AC power supply 53, (a) is the input voltage waveform of the inverter 55, and (c) is, as shown in FIG. A leading phase angle θ is a waveform indicating the control timing of the switching timing control means 82, and (d) is a waveform of a torque generated on the output shaft 130.
[0037]
In the present embodiment, at the point A in (a), that is, near the time when the output voltage of the AC power supply 53 becomes zero, the leading phase angle θ of the switching timing control means 82 is increased up to 55 degrees as shown in (c). As a result, the torque of the present embodiment shown in (d) is obtained. On the other hand, in the related art, such a change in the advance phase angle θ is not performed, and the advance phase angle θ is always controlled as 0, and as a result, the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 is particularly low. The induced electromotive force generated in the winding sometimes becomes a high value determined only by the rotation speed, and the power injection capability from the inverter 55 is significantly reduced And As a result, the torque waveform was as shown by the broken line in (d), and the average torque was low.
[0038]
In the present embodiment, a sufficient torque can be obtained by increasing the advance phase angle θ particularly when the instantaneous value of the output voltage of the AC power supply 53 is low.
[0039]
FIG. 3 is an operation vector diagram in the case of the lead phase angle θ in the present embodiment. In FIG. 3, since the phase of the current I supplied to the winding leads 90 ° or more with respect to the magnetic flux φ0 generated by the first permanent magnet 63 and the second permanent magnet 64, the process proceeds to I. The magnetomotive force generated by the current multiplied by the sine of the phase angle θ generates a magnetic flux φId in the opposite direction to φ0, and this φId acts to weaken the original φ0 (equivalent to φ0−φId). Become.). Therefore, the value of the induced electromotive force generated in the winding is smaller than in the case where φ0 acts as it is, whereby the flow of current from inverter 55, that is, the power injection is promoted.
[0040]
As described above, in this embodiment, the switching timing control means promptly changes the advance phase angle θ in accordance with the instantaneous value of the output voltage of the AC power supply 53, and promotes the improvement of the power generation performance.
[0041]
In addition, in the present embodiment, since the period during which the output current of the AC power supply 53 flows extends not only near the peak but also during the period when the instantaneous value is low, the power factor viewed from the AC power supply 53 increases, and so-called power supply harmonics Can be reduced. Therefore, the AC power supply 53 is less likely to be distorted, and the voltage distortion of the AC power supply 53 can be reduced. Therefore, even when the AC power supply 53 is shared with another device, the device may malfunction due to the power supply voltage distortion. There is no need to worry.
[0042]
Further, by pulsating the advance phase angle θ, the pulsation of the torque generated on the output shaft 130 is also suppressed. Therefore, even when the load and the inertia moment of the second object 52 are small, the frequency of the AC power The speed unevenness of the double frequency component can be suppressed, good constant speed characteristics can be realized, and noise due to torque pulsation can be reduced.
[0043]
Further, in the prior art, the smoothing capacitor using a large-capacity electrolytic capacitor or the like used had a property of shortening the service life especially under high temperature conditions. Since the configuration is not used, there is an effect that a sufficient life can be obtained even when the device is used at a high temperature.
[0044]
(Example 2)
FIG. 4 shows a main configuration diagram of a power generation device according to a second embodiment of the present invention. FIG. 4 is different from FIG. 1 in the following points, but the other points are the same as those in FIG. The control circuit 101 includes a switching timing control unit 82 and a current detection unit 84. The current detection unit 84 includes, for example, a resistor 83 using a manganin wire or the like. The switching timing control means 82 controls the on / off timing of the switching elements 69 to 74 according to the output of the Hall IC 66 (controls the advance phase angle θ) when the signal from the current detection means 84 becomes small. is there.
[0045]
Next, the operation of the above configuration will be described. When the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 is high, since the voltage of the AC power supply 53 is higher than the induced electromotive force generated in each winding, the current is injected into each winding by the inverter 55. The input current of the inverter 55 is large, and thus the switching timing control means 82 operates at the advanced phase angle θ = 0.
[0046]
When the phase of the AC power supply 53 changes and the instantaneous value of the voltage decreases, the induced electromotive force is the same regardless of the phase of the AC power supply 53 if the rotation speed of the second object 52 is the same. The current injection is reduced and the generated torque is reduced. However, at this time, since the input current of the inverter 55 also decreases, the output of the current detecting means 84 decreases, which acts on the switching timing control means 82, and the switching timing control means 82 increases the advance phase angle θ.
[0047]
Then, the value of the induced electromotive force generated in each winding is reduced by the same phenomenon as in FIG. 3. Therefore, even if the instantaneous value of the output voltage of AC power supply 53 is low, the current is injected from inverter 55 to each winding. Is promoted, and torque can be secured.
[0048]
(Example 3)
FIG. 5 shows a main configuration diagram of a power generation device according to a third embodiment of the present invention. In FIG. 5, the following points are different from FIG. 1, but the other points are the same as those in FIG. The control circuit 102 includes a switching timing control means 82 and a voltage detection means 85. The same switching timing control means 82 as that shown in FIG. 1 is used, but the voltage detection means 85 has a voltage of 100 kΩ. It comprises a first resistor 86 having a resistance value, a second resistor 87 also having a resistance value of 100 kΩ, and a third resistor 88 having a resistance value of 5 kΩ.
[0049]
The operation of the above configuration will be described. The operation other than that of the voltage detecting means 85 is exactly the same as that of FIG. 1 and there is no difference. Therefore, only the operation of the voltage detecting unit 85 will be described here.
[0050]
First, in a state where the polarity of the AC power supply 53 is higher at X than at Y, it passes from the X through the first resistor 86 and the third resistor 88 to the Y side of the AC power supply 53 via the diode 123. The return path is activated, and at the same time, the second resistor 87 is connected in parallel with the above-described series circuit of the third resistor 88 and the diode 123.
[0051]
Here, since the voltage output to the switching timing control means 82 is about several volts at the peak, the voltage is considerably lower than the peak voltage of the AC power supply 53. Therefore, in this embodiment, the first resistance value is set to be much larger than the second resistance value, and the voltage dividing ratio of the voltage detecting means 85 is set to be much lower than 1: 1.
[0052]
Next, in a state in which Y is higher in potential than X, a path from Y to the X side of the AC power supply 53 via the second resistor 87 and the third resistor 88, through the diode 122, and to the active side is activated. At the same time, the first resistor 86 is connected in parallel with the series circuit of the third resistor 88 and the diode 122 described above.
[0053]
Therefore, in a simple configuration using only three resistors, a constant voltage division ratio can be always obtained in any phase (regardless of the relationship between the potential levels of X and Y). I have.
[0054]
Moreover, in the present embodiment, even when the rotational speed increases and the induced electromotive force of the winding becomes larger than the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53, the output to the output of the voltage detecting means 85 is controlled by the diodes 120 and 121. The effect can be prevented. If the voltage detection means is affected by the induced electromotive force of the winding, even if the instantaneous value of the voltage of the AC power supply decreases, it cannot be detected, and eventually the AC power supply passes through the inverter. Power injection may not be facilitated. In this regard, in the present embodiment, since the voltage of the AC power supply 53 can be detected without error, it is possible to appropriately issue a command to the switching timing control means 82.
[0055]
In this embodiment, since the single-phase AC power supply 53 is used, two first resistors are used. However, the AC power supply is not limited to a single-phase power supply. It may be phase. In that case, a rectifier circuit using six diodes may be used, and three first resistors may be connected to each phase.
[0056]
(Example 4)
FIG. 6 shows a main configuration diagram of a power generation device according to a fourth embodiment of the present invention. In FIG. 6, the following points are different from FIG. 1, but the other points are the same as those in FIG. The control circuit 103 comprises a switching timing control means 82 and a waveform generation circuit 89. The same switching timing control means 82 as that shown in FIG. 1 is used, but the waveform generation circuit 89 uses a microcomputer. A point at which the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 becomes zero is detected, and a semiconductor mask is provided in the microcomputer for a half cycle of the AC power supply 53 (8.3 milliseconds in the case of 60 Hz). Are sequentially read from a ROM (Read Only Memory) manufactured by the above-mentioned method, and the digital value is DA-converted and output to the switching timing control means 82.
[0057]
The data stored in the ROM is 4.17 milliseconds in total in this embodiment, and the data is read out in order from the time when the instantaneous value of the output of the AC power supply 53 becomes zero. The data tend to be smaller at the beginning and larger at the end. At 4.17 milliseconds after the start of reading, the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 is at the maximum, and then the microcomputer reverses the data reading direction and returns from 4.17 seconds. And read out, and almost return to the beginning of the data when the next zero voltage point is detected. The switching timing control means 82 controls the advance phase angle θ as in the case of FIG. 1 while inputting such values.
[0058]
In the present embodiment, since the data is written in the waveform generating circuit 89 by the ROM, it is possible to freely write the changing waveform of the phase angle θ at the time of manufacturing, and therefore, the performance becomes the best as a power generating device. As described above, setting data can be easily realized. Further, in the present embodiment, since only half the data of a half wave of the AC power supply is written into the ROM, a sufficient waveform can be realized even with a small capacity of the ROM, and further downsizing of the apparatus can be achieved. It is possible to reduce weight and cost.
[0059]
(Example 5)
FIG. 7 shows a main configuration diagram of a power generation device according to a fifth embodiment of the present invention. FIG. 7 is different from FIG. 6 in the following points, but the other points are the same as those in FIG. The control circuit 104 includes a switching timing control unit 82, a waveform generation circuit 95, and a frequency detection unit 96. Among them, the same switching timing control unit 82 as that shown in FIG. 6 is used.
[0060]
The frequency detecting means determines whether the frequency of the AC power supply 53 is 50 HZ or 60 HZ based on a time interval from when the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 becomes zero to when it becomes zero again. If it is 60 Hz, it outputs a HIGH signal, and if it is 60 Hz, it outputs a LOW signal.
[0061]
The waveform generation circuit 95 uses a microcomputer to detect a point at which the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 becomes zero, read the tables stored in the ROM in order from that point, and DA convert the digital value. Then, the data is output to the switching timing control means 82.
[0062]
In the present embodiment, the speed at which the waveform generating circuit 95 reads data stored in the internal ROM differs depending on whether the signal from the frequency detecting means 96 is HIGH or LOW. That is, when the signal from the frequency detecting means 96 is HIGH, the speed is about 5/6 times that of FIG. 6, and when the signal from the frequency detecting means 96 is LOW, the case of FIG. Reading is performed at the same speed.
[0063]
In the present embodiment, at the time of HIGH, reading is performed in order of 5 milliseconds starting from the instant when the instantaneous value of the output of the AC power supply 53 becomes zero, and is read in reverse after 5 milliseconds. At the time of LOW, as in the case of FIG. 6, reading is performed in order as 4.17 milliseconds, and after 4.17 milliseconds, reading is performed in reverse. In any case, the data is almost completely output when the instantaneous value of the voltage of the AC power supply 53 becomes zero next time. The switching timing control means 82 controls the advance phase angle θ as in the case of FIG. 1 while inputting such values. In the present embodiment, since the data is written in the waveform generating circuit 89 by the ROM, it is possible to freely write the changing waveform of the phase angle θ at the time of manufacturing, and therefore, the performance becomes the best as a power generating device. As described above, it is possible to easily realize the setting of data, and to realize an apparatus that can use any frequency even when 50 Hz and 60 Hz are mixed as in Japan.
[0064]
(Example 6)
FIG. 8 shows a main configuration diagram of a power generation device according to a sixth embodiment of the present invention. In FIG. 8, the following points are different from FIG. 1, but the other points are the same as those in FIG. The pulsating power supply 140 includes a ripple voltage source 141 and a DC power supply 142, and an output of the pulsating power supply 140 is connected to the inverter 55.
[0065]
The ripple voltage source 141 generates a sine wave AC voltage having a peak of 50 V at 50 Hz, and the DC power supply 142 generates a constant voltage of 70 V. Therefore, the instantaneous value of the output of the pulsating current power supply 140 reaches a minimum of 20V and a maximum of 120V. The voltage detecting means is configured to detect only the component of the ripple voltage source of the pulsating current power supply 140.
[0066]
With the above configuration, a phenomenon similar to that described with reference to FIG. 3 occurs, and as a result, an action of weakening the magnetic flux generated by the first permanent magnet 63 and the second permanent magnet 64 occurs. As a result, the value of the induced electromotive force generated in each winding decreases, and therefore, even when VIN is low, the flow of current from the inverter 55 is promoted, so that the generation of torque increases.
[0067]
Therefore, it is possible to generate sufficient power while using the pulsating power supply 140 having a large ripple in the output.
[0068]
In the present embodiment, the pulsating current power supply 140 is composed of the ripple voltage source 141 and the DC power supply 142, but it is not always necessary to configure in this way. In short, any output voltage including pulsation (ripple) may be used. For example, even if a commercial power supply is rectified and its output does not include a smoothing filter or a smoothing filter circuit is provided, sufficient smoothing is performed. Instead, it may be used in a state containing a large amount of ripple.
[0069]
(Example 7)
FIG. 9 is a sectional view of a second object in the power generating device according to the seventh embodiment of the present invention. In this embodiment, the configuration on the circuit is exactly the same as that of FIG. 8, and there is no difference. However, the mechanical structure of the second object is only different. That is, as shown in FIG. 9, the permanent magnet 172 is sandwiched between the first magnetic body 170 and the second magnetic body 171. The permanent magnet 172 is provided such that the C side (the left side in the drawing) has the N pole and the D side (the right side in the drawing) has the S pole. In this embodiment, a permanent magnet 172 having a sufficient resistance to demagnetization is used.
[0070]
According to this configuration, the magnetic flux in the CD axis direction flows through the permanent magnet 172 as shown by broken lines a, b, c, and d, so that the magnetic resistance is large. Has a smaller inductance Ld. On the other hand, the magnetic flux in the AB axis direction does not pass through the permanent magnet 172 as shown by broken lines e, f, g, and h, and is called the first magnetic body 170 and the second magnetic body 171. Since the current flows through a portion having a low resistance, the magnetic resistance is small, and the inductance Lq in this direction is large. Such a configuration in which Ld <Lq is generally called a reverse salient pole. In the present embodiment, the following effects are obtained by providing a configuration having such characteristics of the reverse salient pole as the second object.
[0071]
When the instantaneous value of the output voltage of the pulsating power supply 140 becomes small, the phase of the current flowing through the winding also advances when the advance phase angle θ is reached by the operation of the control circuit 105. , And acts on the second object 52 in the tanning direction.
[0072]
Here, if the non-salient pole structure of Ld = Lq, no reluctance torque is generated even with respect to the magnetic flux from the slanting direction, but in this embodiment, the reverse salient pole structure of Ld <Lq Therefore, the reluctance torque is generated, and its direction is the same as the direction of the torque generated by Fleming's left-hand rule due to the winding current and the magnetic flux generated by the permanent magnet.
[0073]
Therefore, particularly in a state where the advance phase angle θ is positive, the reluctance torque assists the torque generated by Fleming's left-hand rule, and the total torque increases, thereby increasing the power generation performance. This has the effect.
[0074]
(Example 8)
FIG. 10 is a sectional view of a second object in the power generating device according to the eighth embodiment of the present invention. In FIG. 9, two poles of N and S are used, whereas in FIG. 10, four poles of N, S, N, and S are used. In FIG. 10, the first permanent magnets 177 and 178 and the second permanent magnets 179 and 180 are provided so as to be embedded in the magnetic bodies 173 to 176.
[0075]
Also in this case, also in the paths a, b, c, and d, the magnetic resistance is large and Ld is small. On the other hand, in the paths e, f, g, and h, the magnetic resistance is small and Lq is large. Because of the configuration of the inverted salient poles, the same effect as described in the description of FIG. However, in FIG. 10, since the number of poles is four, if the device is configured using the second object, a slight change is required in the configuration of the first object in order to correspond to four poles. It becomes.
[0076]
(Example 9)
FIG. 11 is a sectional view of a second object in the power generator according to the ninth embodiment of the present invention. Also in FIG. 11, the number of poles is N, S, N, and S, as in FIG. FIG. 11 shows a configuration in which a permanent magnet 185 is attached to a magnetic body 189 and further covered by a magnetic body 181 from above.
[0077]
Also in this case, also in the paths a, b, c, and d, the magnetic resistance is large and Ld is small. On the other hand, in the paths e, f, g, and h, the magnetic resistance is small and Lq is large. Since the configuration is a reverse salient pole, the same effect as that described in the description of FIG. 10 can be obtained.
[0078]
In each embodiment, the AC power supply is a single-phase 100 V, but may be a three-phase AC power supply. When a three-phase bridge rectifier circuit is used, the ripple is smaller than when a single-phase AC power supply is full-wave rectified, but the bottom voltage is still 50% of the peak. According to the technology, a considerably large-capacity smoothing capacitor is required, if not as much as in the case of the single phase, in order to ensure the performance at the bottom portion. By using the present invention, the same effect can be expected because the smoothing capacitor becomes unnecessary.
[0079]
Further, in each of the embodiments, the second object basically has two poles. However, the second object is not particularly required to have two poles. Four poles, six poles, eight poles, etc. may be used.
[0080]
Further, in each embodiment, the Hall IC is used as the position detecting means. However, it is not always necessary to use such a means, but a means for optically detecting a rotation angle or using an ultrasonic wave is used. The object or the first object may not be provided with a separate element, and may detect the rotation angle of the second object by using a voltage induced in each winding.
[0081]
As for the type of switching element, a bipolar transistor is used in each embodiment, but a MOSFET, an IGBT, or the like may be used.
[0082]
In addition, although each embodiment shows an example in which power is generated by transmitting a rotational motion to a load, it is not necessarily limited to rotation, for example, a linear motor such as a linear motor, and a two-dimensional one. A device that generates power may be used.
[0083]
In addition, in each of the embodiments, the first object is fixed, and the power is taken out by the rotation of the second object. However, it is not always necessary to do so, and conversely, the second object is fixed. Power may be taken out from the first object.
[0084]
Further, in the embodiment, components such as an inverter, a control circuit, an AC power supply, and a rectifier circuit are all shown as being fixed similarly to the first object. However, there is no particular need to fix them. For example, some or all of these components are provided on the second object, and the wires are routed and finally connected to the winding provided on the first object. Is also good. At that time, if necessary, a configuration may be adopted in which current can be supplied by a brush and a slip ring.
[0085]
In addition, the configuration of the inverter in each embodiment is also of a three-system type, but may be of any configuration such as three-phase, two-phase, and single-phase. All can be used.
[0086]
Although a configuration is shown in which no smoothing capacitor is connected as an input to the inverter, a smoothing capacitor having a certain capacitance value may be used in combination. In this case, it is possible to improve the situation in which the inverter input voltage is completely reduced to zero particularly in the valley of the AC power supply, so that the performance can be improved. Even in such a case, by using the present invention, the capacitance of the smoothing capacitor can be reduced and the performance can be secured as compared with the conventional technology. The weight and cost can be reduced.
[0087]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the switching timing control means controls the output of the voltage detection means so that an electromagnetic force in a predetermined direction corresponding to the phase of the AC power supply is generated between the second object and the first object. By controlling the ON / OFF timing of the switching element according to the above, a predetermined power can be secured without providing a separate smoothing capacitor in the valley phase of the AC power supply.
[0088]
Also, by detecting the current flowing into the inverter, it is possible to easily secure the power in the valley phase of the AC power supply.
[0089]
Further, by using two resistors connected in series to the AC power supply and a resistor connected between the connection point and the negative terminal of the rectifier circuit, a simple voltage detecting means can be obtained, and The size, weight, and cost can be reduced.
[0090]
Also, by outputting a ripple waveform synchronized with the AC power supply, a control circuit can be configured with a simple configuration, and the performance of the device can be maximized.
[0091]
Further, by providing the frequency detecting means, power in the valley phase of the AC power supply can be ensured regardless of the frequency of the AC power supply.
[0092]
Further, by using the voltage detecting means for detecting the ripple component of the pulsating power source, it is possible to sufficiently extract power even in the phase of the valley of the ripple of the pulsating power source.
[0093]
Further, by making the second object have an inverted projection structure, torque (or thrust) due to reluctance can be added, and power can be sufficiently taken out even in the valley phase of an AC power supply or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main configuration diagram of a power generation device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation waveform diagram of the power generator.
FIG. 3 is a vector diagram of the power generator.
FIG. 4 is a main configuration diagram of a power generation device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a main configuration diagram of a power generation device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a main configuration diagram of a power generation device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a main configuration diagram of a power generation device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a main configuration diagram of a power generation device according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram of a second object of the power generation device according to the seventh embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram of a second object of the power generation device according to the eighth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram of a second object of the power generation device according to the ninth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a main configuration diagram of a conventional power generation device.
[Explanation of symbols]
51 First object
52 Second object
53 AC power supply
54 Rectifier circuit
55 inverter
63 1st permanent magnet
64 Second permanent magnet
66 Hall IC
81 Voltage detection means
82 Switching timing control means
100 control circuit

Claims

A first object having a winding, a second object having a permanent magnet movable relative to the first object and positioned so that magnetic flux acts on the winding, and a second object having a permanent magnet. Position detecting means for detecting a position, an AC power supply for outputting a substantially sinusoidal voltage, a rectifier circuit for full-wave rectification of the AC power supply, and at least one rectifier circuit connected to the output of the rectifier circuit and connected to the windings An inverter having a switching element, a control circuit having a voltage detection means for detecting an instantaneous value of the output voltage of the AC power supply and a switching timing control means, for controlling on / off of the switching element according to an output of the position detection means; wherein the switching timing control means, said changing the phase angle advances according to an AC power supply of the phase, the direction current flow of weakening the magnetic flux generated by the permanent magnet in the winding So that the said voltage power generating device formed by controlling the on-off timing of the switching element in response to the output of the sensing means.

A first object having a winding, a second object having a permanent magnet movable relative to the first object and positioned so that magnetic flux acts on the winding, and a second object having a permanent magnet. Position detecting means for detecting a position, an AC power supply for outputting a substantially sinusoidal voltage, a rectifier circuit for full-wave rectification of the AC power supply, and at least one rectifier circuit connected to the output of the rectifier circuit and connected to the windings An inverter having a switching element, a current detection means for detecting an instantaneous value of an input current of the inverter, and a control circuit having switching timing control means for controlling on / off of the switching element according to an output of the position detection means. , the switching timing control means, said changing the phase angle advances according to an AC power supply phase, current flows in the direction of weakening the magnetic flux generated by the permanent magnet to said winding As such, power generating device formed by controlling the on-off timing of the switching element in response to an output of said current detecting means.

A first resistor connected in series to the AC power supply; a third resistor connected between a connection point of the two resistors and a negative terminal of the rectifier circuit; 2. The power generator according to claim 1, wherein both ends of said resistor are output terminals.

A first object having a winding, a second object having a permanent magnet movable relative to the first object and positioned so that magnetic flux acts on the winding, and a second object having a permanent magnet. Position detecting means for detecting a position, an AC power supply for outputting a substantially sinusoidal voltage, a rectifier circuit for full-wave rectification of the AC power supply, and at least one rectifier circuit connected to the output of the rectifier circuit and connected to the windings An inverter having a switching element, a waveform generation circuit that outputs a ripple waveform synchronized with the AC power supply, and a control circuit that has switching timing control means and controls on / off of the switching element according to the output of the position detection means. wherein the switching timing control means, said changing the phase angle advances according to an AC power supply of the phases, the current direction to weaken the magnetic flux generated by the permanent magnet in the winding The way, the power generating device formed by controlling the on-off timing of the switching element in accordance with the output instantaneous value of the waveform generating circuit.

5. The power generating apparatus according to claim 4, further comprising frequency detecting means for detecting a frequency of the AC power supply, wherein the waveform generating circuit outputs a ripple waveform according to an output of the frequency detecting means.

A first object having a winding, a second object having a permanent magnet movable relative to the first object and positioned so that magnetic flux acts on the winding, and a second object having a permanent magnet. Position detecting means for detecting a position; a pulsating power supply having a DC power supply and a ripple voltage source; a rectifying circuit for rectifying the pulsating power supply; and at least one rectifying circuit connected to an output of the rectifying circuit and connected to the winding. An inverter having a plurality of switching elements, a voltage detection means for detecting only the instantaneous value of the ripple voltage source of the pulsating power supply, and a switching timing control means, the switching element being provided in accordance with an output of the position detection means. and a control circuit for on-off control, the switching timing control means, said changing the phase angle advances according to the phase of the pulsating power source, weakening the magnetic flux generated by the permanent magnet to said winding As the direction of the current flow, the power generating device formed by controlling the on-off timing of the switching element in response to an output of said voltage detecting means.

The power generator according to any one of claims 1 to 6, wherein the second object has a reverse salient pole structure.