JP3470341B2 - ディジタル信号再生回路 - Google Patents
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- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
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- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
- G11B20/10046—Improvement or modification of read or write signals filtering or equalising, e.g. setting the tap weights of an FIR filter
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- G11B20/10287—Improvement or modification of read or write signals bit detection or demodulation methods using probabilistic methods, e.g. maximum likelihood detectors
- G11B20/10296—Improvement or modification of read or write signals bit detection or demodulation methods using probabilistic methods, e.g. maximum likelihood detectors using the Viterbi algorithm
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、テープ上に記録され
たディジタル信号を再生するディジタル信号再生回路に
関し、特に、ビタビ復号を利用するものである。 【０００２】 【従来の技術】ディジタルＶＴＲのようなディジタル磁
気記録／再生において、磁気記録の高密度化、エラーレ
ートの向上のために、等化器を使用することが知られて
いる。さらに、等化器の特性を自動的に最適に制御する
構成が知られている。また、符号間干渉や非線形歪みを
オートマトンで表わし、これにビタビ・アルゴリズムを
適用することで、ビットごとの判別法に比較してより有
効な復号を実現することが提案されている。 【０００３】図６は、従来の自動等化器を有するディジ
タルＶＴＲの再生回路の一例である。再生ヘッド４１の
再生信号が再生アンプ４２を介して等化器４３に供給さ
れる。等化器４３の出力信号がチャンネル復号器４４で
チャンネル符号化の復号がされる。チャンネル復号器４
４の出力データがエラー訂正回路４５に供給される。エ
ラー訂正回路４５では、エラー訂正符号の復号がなされ
る。エラー訂正された再生データがディシャフリングお
よびエラー修整回路４６に供給される。ディシャフリン
グは、記録側でなされるシャフリングと逆の処理であっ
て、これによってデータの順序が元に戻される。エラー
修整は、エラー訂正符号によって訂正できなかったエラ
ーデータを近傍の正しいデータで修整する処理である。
この回路４６の出力データがＤ／Ａ変換器４７によりア
ナログ信号に変換され、出力端子４８には、アナログ再
生信号が得られる。 【０００４】上述のディジタルＶＴＲの再生回路におい
て、エラー訂正回路４５では、エラー訂正を行うため
に、再生データのエラーを検出し、エラーの有無と対応
するエラーフラグを発生する。このエラーフラグを参照
してエラー訂正がなされる。エラーフラグを取り出し
て、演算、制御回路４９に供給する。演算、制御回路４
９には、端子５０からのリセット信号（あるいはイネー
ブル信号）が供給され、所定期間のエラーレートが演算
される。例えばテープ上の１トラック当りのエラーレー
トが求められる。そして、このエラーレートを最小とす
るような制御信号が生成され、この制御信号によって等
化器４３のゲイン特性、位相特性が制御される。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】従来の構成により高精
度の制御を達成するには、エラーレートの検出精度を良
くする必要がある。そのためには、多くのデータが必要
となり、制御の応答性が悪い欠点があった。一例とし
て、２×１０-6のエラーレートの精度を得るために、１
０本のトラックの再生データを必要とすることが確かめ
られた。また、ドロップアウトの影響をエラーレートが
受けやすく、たとえエラーレートの検出のためのデータ
量を増やしても、等化器の制御の精度がそれ程改善され
ない欠点があった。 【０００６】従って、この発明の目的は、少ない量の再
生データで制御信号を形成することを可能とし、また、
ドロップアウトの影響を受けにくく、安定な制御を実現
する制御回路を提供することにある。 【０００７】 【課題を解決するための手段】この発明は、記録媒体上
に記録されたディジタル信号を再生するディジタル信号
再生回路において、再生ＲＦ信号が供給され、その利得
特性および位相特性の少なくとも一方が制御信号によっ
て可変可能な等化回路と、等化回路の出力信号が供給さ
れるビタビ復号器と、ビタビ復号器に含まれ、メトリッ
クの発散を防止するために、メトリックのＭＳＢを反転
させるメトリックリミッタと、 メトリックリミッタのＭ
ＳＢを反転させる回数を計数するカウンタと、 カウンタ
の計数値から等化回路に対する制御信号を発生する制御
器とを有し、制御器は、計数値が最小となるように等化
回路を制御する制御信号を発生することを特徴とするデ
ィジタル信号再生回路である。 【０００８】 【作用】ビタビ復号器のメトリックの増加量は、等化特
性およびノイズに強く関係し、このメトリック増加量が
最小となるように、等化特性を制御することによって、
高精度の自動調整を達成できる。 【０００９】 【実施例】以下、この発明の一実施例について図面を参
照して説明する。この一実施例は、ディジタルＶＴＲの
再生回路であって、図１において、１が再生用磁気ヘッ
ド、２が再生アンプ、３が等化器である。ディジタルＶ
ＴＲでは、記録データのビットレートが比較的高いの
で、複数の回転ヘッドが使用され、１フィールド分の記
録データが磁気テープ上に複数の斜めのトラックとして
記録される。しかしながら、図１では、簡単のために、
一つの磁気ヘッド１を示す。 【００１０】等化器３としては、積分等化器、パーシャ
ルレスポンス方式例えばＰＲ（１,０，−１）方式、デ
ュオバイナリ方式等のものを使用できる。この等化器３
は、後述の制御信号によって、そのゲイン対周波数特
性、および／または位相対周波数特性が可変されるもの
である。等化器３の出力信号がビタビ復号器４に供給さ
れる。ビタビ復号器４は、再生信号系列に対して、ビタ
ビ・アルゴリズムを適用し、尤度が高い状態遷移を求
め、それによって最も確からしい復号系列を選び出すも
のである。ビタビ復号器４から出力端子５に再生データ
が取り出される。 【００１１】演算，制御回路７は、等化器３に対する制
御信号を生成し、一例としてＣＰＵを用いたものであ
る。ビタビ復号器４と接続されたカウンタ６によってメ
トリック増加量が検出され、カウンタ６の出力が演算，
制御回路７に供給される。カウンタ６に対しては、カウ
ント動作の期間を規定するために、リセット信号が演
算，制御回路７から供給される。また、磁気ヘッド１の
回転位相と同期するスイッチングパルスが入力端子８か
ら演算，制御回路７に供給される。このスイッチングパ
ルスは、磁気ヘッドが１トラックを走査する毎にレベル
が反転するもので、メトリックの増加量の検出が１トラ
ック単位でなされる。 【００１２】図２は、ビタビ復号器４の一例である。等
化器３の出力信号が入力端子１１からＡ／Ｄ変換器１２
に供給され、再生データが量子化される。Ａ／Ｄ変換器
１２の出力データがブランチメトリック計算回路１３に
供給される。ブランチメトリック計算回路１３の出力信
号が加算比較演算回路１４に供給される。加算比較演算
回路１４では、ブランチメトリックが合計され、その結
果のパスメトリックが計算される。 【００１３】加算比較演算回路１４からは、パス選択信
号およびパスメトリックが発生する。パス選択信号がパ
スメモリ１５に供給される。パスメモリ１５からは、最
も確からしいと考えられるパスを最尤判定回路１６に出
力する。最尤判定回路１６には、加算比較演算回路１４
からのパスメトリックも供給される。最尤判定回路１６
は、パスメトリックをもとに生き残りパスの中から復号
出力を決定し、最尤判定回路１６の出力端子１７にデー
タ出力が得られる。かかるビタビ復号器に関しては、例
えば「日経エレクトロニクス」（1991.9.30,no.537, p3
16 〜p325および1991.10.14,no.538, p270 〜p278）に
記述されている。 【００１４】２状態に対する加算比較演算回路１４の一
例を図３に示す。加算器２１、２２、２３、２４によっ
て各状態遷移に対するメトリックが求められる。加算器
２１および２３の出力が比較器２５およびセレクタ２７
に供給される。比較器２５によってよりメトリックが小
さい側を選択するためのパス選択信号が形成される。パ
ス選択信号が出力されるとともに、これによってセレク
タ２７が制御される。セレクタ２７で選択されたより小
さいメトリックがラッチ２９を介してパスメトリックと
して出力される。比較器２６、セレクタ２８およびラッ
チ３０によって、同様にパス選択信号およびパスメトリ
ックが求められる。 【００１５】加算比較演算回路１４のラッチ２９および
３０からのメトリックの発散を抑制するために、破線が
囲んで示すメトリックリミッタ３１が設けられている。
メトリックリミッタ３１は、ラッチ２９および３０の出
力中のＭＳＢが供給されるＮＡＮＤゲート３２と、ＮＡ
ＮＤゲート３２の出力とラッチ２９の出力のＭＳＢが供
給されるＡＮＤゲート３３と、ＮＡＮＤゲート３２の出
力とラッチ３０の出力のＭＳＢが供給されるＡＮＤゲー
ト３４とで構成される。ＡＮＤゲート３３および３４の
出力がメトリックのＭＳＢとして出力される。メトリッ
クリミッタ３１は、二つのメトリックのＭＳＢが共に`
1' の時に、ＭＳＢを`0' に反転することによって、メ
トリックの発散を防止している。 【００１６】上述のメトリックリミッタ３１のＮＡＮＤ
ゲート３２の出力がカウンタ６に供給される。ＮＡＮＤ
ゲート３２の出力が`0' となる回数をカウンタ６がカウ
ントすることによって、メトリックの１トラックの再生
データ当りの増加量を検出することができる。今、ＰＲ
（１，０，−１）符号に対するビタビ復号において、量
子化器が±３１で制限され、アイ開口Ａ＝３１、ノイズ
および等化誤差の分散をσ、データレートを３０．４Ｍ
bps 、１トラックの周期を１０msecとすれば、１トラッ
クでのメトリック増加量ΔＭは、次式で表される。 【００１７】 【数１】 【００１８】一方、ビタビ復号によるエラー発生確率Ｐ
ｅは、次式で表される。 【００１９】 【数２】 【００２０】自己相関関するＲ（τ）がτ＝０に対して
τ＝±２でのみ値を持つものとして、Ｒ（２）＝−０．
５とした時のメトリックの増加量に対するシンボルのエ
ラーレートを計算した結果を図４に示す。 【００２１】さらに、本願発明者は、試作のディジタル
ＶＴＲを使用して、等化器における周波数特性を可変し
た時のメトリックの増加量とシンボルエラーレートの関
係を実測した結果を図５に示す。メトリックの増加量
は、１トラックの増加量であり、周波数特性を可変する
時は、等化器の位相は、最適なものに設定している。ま
た、図示を省略するが、周波数特性を最適なものに設定
して、等化器の位相を可変した時の実測した結果を得る
こともできる。 【００２２】これらの図４および図５から分かるよう
に、メトリックの増加量に対するシンボルエラーレート
は、単調増加特性である。すなわち、エラーレートが増
大すると、必ずメトリックの増加量も増加する。例えば
メトリックの１×１０5 の増加に対して、エラーレート
が２／３桁増加する。 【００２３】さらに、ドロップアウトの影響について検
討について考えてみる。今、仮に、１トラックの１０ms
ecの内、１０μsec がドロップアウトになったものとす
る。ドロップアウト部のノイズの分散は、最悪でもＡ＝
３１以下であるため、１トラックでのメトリックの増加
量ΔＭdoは、次の式で与えられる。 【００２４】 【数３】【００２５】例えば等化器の周波数特性および位相を最
適に設定した時のメトリック増加量ΔＭに対しての増加
分εは、次の式で与えられる。 【００２６】 【数４】 【００２７】このように、ΔＭの僅か0.75％の増加に留
まる。エラーレートが５×１０-6から１×１０-3に増加
することを考えれば、エラーレートが比較的良い状態で
もドロップアウトの影響は、非常に小さいと言える。 【００２８】図１の構成において、カウンタ６が加算比
較演算回路１４のメトリックリミッタ３１からの反転情
報を計数し、計数結果（カウント値）を演算，制御回路
７に入力する。このカウント値が最小となるように、等
化器３を制御し、ＲＦ系の自動調整がなされる。 【００２９】なお、この発明は、ディジタルＶＴＲの同
時録再モードでは、上述の再生ＲＦ系と同様に記録ＲＦ
系の自動調整にも容易に適用できる。 【００３０】 【発明の効果】この発明に依れば、従来のエラー訂正回
路のエラーフラグを参照する自動調整と比較して、より
短時間（すなわち、より少ないデータ量）の検出によっ
て、高精度の自動調整ができる。また、ドロップアウト
の影響をより少なくできる。
たディジタル信号を再生するディジタル信号再生回路に
関し、特に、ビタビ復号を利用するものである。 【０００２】 【従来の技術】ディジタルＶＴＲのようなディジタル磁
気記録／再生において、磁気記録の高密度化、エラーレ
ートの向上のために、等化器を使用することが知られて
いる。さらに、等化器の特性を自動的に最適に制御する
構成が知られている。また、符号間干渉や非線形歪みを
オートマトンで表わし、これにビタビ・アルゴリズムを
適用することで、ビットごとの判別法に比較してより有
効な復号を実現することが提案されている。 【０００３】図６は、従来の自動等化器を有するディジ
タルＶＴＲの再生回路の一例である。再生ヘッド４１の
再生信号が再生アンプ４２を介して等化器４３に供給さ
れる。等化器４３の出力信号がチャンネル復号器４４で
チャンネル符号化の復号がされる。チャンネル復号器４
４の出力データがエラー訂正回路４５に供給される。エ
ラー訂正回路４５では、エラー訂正符号の復号がなされ
る。エラー訂正された再生データがディシャフリングお
よびエラー修整回路４６に供給される。ディシャフリン
グは、記録側でなされるシャフリングと逆の処理であっ
て、これによってデータの順序が元に戻される。エラー
修整は、エラー訂正符号によって訂正できなかったエラ
ーデータを近傍の正しいデータで修整する処理である。
この回路４６の出力データがＤ／Ａ変換器４７によりア
ナログ信号に変換され、出力端子４８には、アナログ再
生信号が得られる。 【０００４】上述のディジタルＶＴＲの再生回路におい
て、エラー訂正回路４５では、エラー訂正を行うため
に、再生データのエラーを検出し、エラーの有無と対応
するエラーフラグを発生する。このエラーフラグを参照
してエラー訂正がなされる。エラーフラグを取り出し
て、演算、制御回路４９に供給する。演算、制御回路４
９には、端子５０からのリセット信号（あるいはイネー
ブル信号）が供給され、所定期間のエラーレートが演算
される。例えばテープ上の１トラック当りのエラーレー
トが求められる。そして、このエラーレートを最小とす
るような制御信号が生成され、この制御信号によって等
化器４３のゲイン特性、位相特性が制御される。 【０００５】 【発明が解決しようとする課題】従来の構成により高精
度の制御を達成するには、エラーレートの検出精度を良
くする必要がある。そのためには、多くのデータが必要
となり、制御の応答性が悪い欠点があった。一例とし
て、２×１０-6のエラーレートの精度を得るために、１
０本のトラックの再生データを必要とすることが確かめ
られた。また、ドロップアウトの影響をエラーレートが
受けやすく、たとえエラーレートの検出のためのデータ
量を増やしても、等化器の制御の精度がそれ程改善され
ない欠点があった。 【０００６】従って、この発明の目的は、少ない量の再
生データで制御信号を形成することを可能とし、また、
ドロップアウトの影響を受けにくく、安定な制御を実現
する制御回路を提供することにある。 【０００７】 【課題を解決するための手段】この発明は、記録媒体上
に記録されたディジタル信号を再生するディジタル信号
再生回路において、再生ＲＦ信号が供給され、その利得
特性および位相特性の少なくとも一方が制御信号によっ
て可変可能な等化回路と、等化回路の出力信号が供給さ
れるビタビ復号器と、ビタビ復号器に含まれ、メトリッ
クの発散を防止するために、メトリックのＭＳＢを反転
させるメトリックリミッタと、 メトリックリミッタのＭ
ＳＢを反転させる回数を計数するカウンタと、 カウンタ
の計数値から等化回路に対する制御信号を発生する制御
器とを有し、制御器は、計数値が最小となるように等化
回路を制御する制御信号を発生することを特徴とするデ
ィジタル信号再生回路である。 【０００８】 【作用】ビタビ復号器のメトリックの増加量は、等化特
性およびノイズに強く関係し、このメトリック増加量が
最小となるように、等化特性を制御することによって、
高精度の自動調整を達成できる。 【０００９】 【実施例】以下、この発明の一実施例について図面を参
照して説明する。この一実施例は、ディジタルＶＴＲの
再生回路であって、図１において、１が再生用磁気ヘッ
ド、２が再生アンプ、３が等化器である。ディジタルＶ
ＴＲでは、記録データのビットレートが比較的高いの
で、複数の回転ヘッドが使用され、１フィールド分の記
録データが磁気テープ上に複数の斜めのトラックとして
記録される。しかしながら、図１では、簡単のために、
一つの磁気ヘッド１を示す。 【００１０】等化器３としては、積分等化器、パーシャ
ルレスポンス方式例えばＰＲ（１,０，−１）方式、デ
ュオバイナリ方式等のものを使用できる。この等化器３
は、後述の制御信号によって、そのゲイン対周波数特
性、および／または位相対周波数特性が可変されるもの
である。等化器３の出力信号がビタビ復号器４に供給さ
れる。ビタビ復号器４は、再生信号系列に対して、ビタ
ビ・アルゴリズムを適用し、尤度が高い状態遷移を求
め、それによって最も確からしい復号系列を選び出すも
のである。ビタビ復号器４から出力端子５に再生データ
が取り出される。 【００１１】演算，制御回路７は、等化器３に対する制
御信号を生成し、一例としてＣＰＵを用いたものであ
る。ビタビ復号器４と接続されたカウンタ６によってメ
トリック増加量が検出され、カウンタ６の出力が演算，
制御回路７に供給される。カウンタ６に対しては、カウ
ント動作の期間を規定するために、リセット信号が演
算，制御回路７から供給される。また、磁気ヘッド１の
回転位相と同期するスイッチングパルスが入力端子８か
ら演算，制御回路７に供給される。このスイッチングパ
ルスは、磁気ヘッドが１トラックを走査する毎にレベル
が反転するもので、メトリックの増加量の検出が１トラ
ック単位でなされる。 【００１２】図２は、ビタビ復号器４の一例である。等
化器３の出力信号が入力端子１１からＡ／Ｄ変換器１２
に供給され、再生データが量子化される。Ａ／Ｄ変換器
１２の出力データがブランチメトリック計算回路１３に
供給される。ブランチメトリック計算回路１３の出力信
号が加算比較演算回路１４に供給される。加算比較演算
回路１４では、ブランチメトリックが合計され、その結
果のパスメトリックが計算される。 【００１３】加算比較演算回路１４からは、パス選択信
号およびパスメトリックが発生する。パス選択信号がパ
スメモリ１５に供給される。パスメモリ１５からは、最
も確からしいと考えられるパスを最尤判定回路１６に出
力する。最尤判定回路１６には、加算比較演算回路１４
からのパスメトリックも供給される。最尤判定回路１６
は、パスメトリックをもとに生き残りパスの中から復号
出力を決定し、最尤判定回路１６の出力端子１７にデー
タ出力が得られる。かかるビタビ復号器に関しては、例
えば「日経エレクトロニクス」（1991.9.30,no.537, p3
16 〜p325および1991.10.14,no.538, p270 〜p278）に
記述されている。 【００１４】２状態に対する加算比較演算回路１４の一
例を図３に示す。加算器２１、２２、２３、２４によっ
て各状態遷移に対するメトリックが求められる。加算器
２１および２３の出力が比較器２５およびセレクタ２７
に供給される。比較器２５によってよりメトリックが小
さい側を選択するためのパス選択信号が形成される。パ
ス選択信号が出力されるとともに、これによってセレク
タ２７が制御される。セレクタ２７で選択されたより小
さいメトリックがラッチ２９を介してパスメトリックと
して出力される。比較器２６、セレクタ２８およびラッ
チ３０によって、同様にパス選択信号およびパスメトリ
ックが求められる。 【００１５】加算比較演算回路１４のラッチ２９および
３０からのメトリックの発散を抑制するために、破線が
囲んで示すメトリックリミッタ３１が設けられている。
メトリックリミッタ３１は、ラッチ２９および３０の出
力中のＭＳＢが供給されるＮＡＮＤゲート３２と、ＮＡ
ＮＤゲート３２の出力とラッチ２９の出力のＭＳＢが供
給されるＡＮＤゲート３３と、ＮＡＮＤゲート３２の出
力とラッチ３０の出力のＭＳＢが供給されるＡＮＤゲー
ト３４とで構成される。ＡＮＤゲート３３および３４の
出力がメトリックのＭＳＢとして出力される。メトリッ
クリミッタ３１は、二つのメトリックのＭＳＢが共に`
1' の時に、ＭＳＢを`0' に反転することによって、メ
トリックの発散を防止している。 【００１６】上述のメトリックリミッタ３１のＮＡＮＤ
ゲート３２の出力がカウンタ６に供給される。ＮＡＮＤ
ゲート３２の出力が`0' となる回数をカウンタ６がカウ
ントすることによって、メトリックの１トラックの再生
データ当りの増加量を検出することができる。今、ＰＲ
（１，０，−１）符号に対するビタビ復号において、量
子化器が±３１で制限され、アイ開口Ａ＝３１、ノイズ
および等化誤差の分散をσ、データレートを３０．４Ｍ
bps 、１トラックの周期を１０msecとすれば、１トラッ
クでのメトリック増加量ΔＭは、次式で表される。 【００１７】 【数１】 【００１８】一方、ビタビ復号によるエラー発生確率Ｐ
ｅは、次式で表される。 【００１９】 【数２】 【００２０】自己相関関するＲ（τ）がτ＝０に対して
τ＝±２でのみ値を持つものとして、Ｒ（２）＝−０．
５とした時のメトリックの増加量に対するシンボルのエ
ラーレートを計算した結果を図４に示す。 【００２１】さらに、本願発明者は、試作のディジタル
ＶＴＲを使用して、等化器における周波数特性を可変し
た時のメトリックの増加量とシンボルエラーレートの関
係を実測した結果を図５に示す。メトリックの増加量
は、１トラックの増加量であり、周波数特性を可変する
時は、等化器の位相は、最適なものに設定している。ま
た、図示を省略するが、周波数特性を最適なものに設定
して、等化器の位相を可変した時の実測した結果を得る
こともできる。 【００２２】これらの図４および図５から分かるよう
に、メトリックの増加量に対するシンボルエラーレート
は、単調増加特性である。すなわち、エラーレートが増
大すると、必ずメトリックの増加量も増加する。例えば
メトリックの１×１０5 の増加に対して、エラーレート
が２／３桁増加する。 【００２３】さらに、ドロップアウトの影響について検
討について考えてみる。今、仮に、１トラックの１０ms
ecの内、１０μsec がドロップアウトになったものとす
る。ドロップアウト部のノイズの分散は、最悪でもＡ＝
３１以下であるため、１トラックでのメトリックの増加
量ΔＭdoは、次の式で与えられる。 【００２４】 【数３】【００２５】例えば等化器の周波数特性および位相を最
適に設定した時のメトリック増加量ΔＭに対しての増加
分εは、次の式で与えられる。 【００２６】 【数４】 【００２７】このように、ΔＭの僅か0.75％の増加に留
まる。エラーレートが５×１０-6から１×１０-3に増加
することを考えれば、エラーレートが比較的良い状態で
もドロップアウトの影響は、非常に小さいと言える。 【００２８】図１の構成において、カウンタ６が加算比
較演算回路１４のメトリックリミッタ３１からの反転情
報を計数し、計数結果（カウント値）を演算，制御回路
７に入力する。このカウント値が最小となるように、等
化器３を制御し、ＲＦ系の自動調整がなされる。 【００２９】なお、この発明は、ディジタルＶＴＲの同
時録再モードでは、上述の再生ＲＦ系と同様に記録ＲＦ
系の自動調整にも容易に適用できる。 【００３０】 【発明の効果】この発明に依れば、従来のエラー訂正回
路のエラーフラグを参照する自動調整と比較して、より
短時間（すなわち、より少ないデータ量）の検出によっ
て、高精度の自動調整ができる。また、ドロップアウト
の影響をより少なくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例のブロック図である。
【図２】ビタビ復号器の一例のブロック図である。
【図３】ビタビ復号器内の加算比較演算回路の一例のブ
ロック図である。 【図４】メトリック増加量とシンボルエラーレートの関
係の計算結果を示す略線図である。 【図５】等化器の周波数特性を可変した時のメトリック
増加量とシンボルエラーレートの関係の測定結果を示す
略線図である。 【図６】従来のディジタル信号再生回路の一例のブロッ
ク図である。 【符号の説明】 ３ 等化器 ４ ビタビ復号器 ６ カウンタ ７ 演算，制御回路 １４ 加算比較演算回路 ３１ メトリックリミッタ
ロック図である。 【図４】メトリック増加量とシンボルエラーレートの関
係の計算結果を示す略線図である。 【図５】等化器の周波数特性を可変した時のメトリック
増加量とシンボルエラーレートの関係の測定結果を示す
略線図である。 【図６】従来のディジタル信号再生回路の一例のブロッ
ク図である。 【符号の説明】 ３ 等化器 ４ ビタビ復号器 ６ カウンタ ７ 演算，制御回路 １４ 加算比較演算回路 ３１ メトリックリミッタ
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G11B 20/18
G11B 20/10
H03M 13/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 記録媒体上に記録されたディジタル信号
を再生するディジタル信号再生回路において、 再生ＲＦ信号が供給され、その利得特性および位相特性
の少なくとも一方が制御信号によって可変可能な等化回
路と、 上記等化回路の出力信号が供給されるビタビ復号器と、上記ビタビ復号器に含まれ、メトリックの発散を防止す
るために、メトリックのＭＳＢを反転させるメトリック
リミッタと、 上記メトリックリミッタのＭＳＢを反転させる回数を計
数するカウンタと、 上記カウンタの計数値から 上記等化回路に対する上記制
御信号を発生する制御器とを有し、 上記制御器は、上記計数値が最小となるように上記等化
回路を制御する上記制御信号を発生することを特徴とす
るディジタル信号再生回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32862092A JP3470341B2 (ja) | 1992-11-13 | 1992-11-13 | ディジタル信号再生回路 |
| US08/148,344 US5486956A (en) | 1992-11-13 | 1993-11-08 | Digital signal reproducing circuit which counts the increasing amount of branch metric to control an equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32862092A JP3470341B2 (ja) | 1992-11-13 | 1992-11-13 | ディジタル信号再生回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06162691A JPH06162691A (ja) | 1994-06-10 |
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Family
ID=18212304
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP32862092A Expired - Fee Related JP3470341B2 (ja) | 1992-11-13 | 1992-11-13 | ディジタル信号再生回路 |
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| DE69424908T2 (de) * | 1993-09-20 | 2000-11-09 | Canon K.K., Tokio/Tokyo | Signalverarbeitungsapparat |
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| WO2000042609A1 (fr) * | 1999-01-18 | 2000-07-20 | Fujitsu Limited | Procede et dispositif de commande de signal reproduit |
| US6137845A (en) * | 1999-04-16 | 2000-10-24 | Motorola, Inc. | Method of determining an encoding rate in a communication system |
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| KR100982510B1 (ko) | 2003-09-16 | 2010-09-16 | 삼성전자주식회사 | 신호 특성 측정 장치 및 방법 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2668455B2 (ja) * | 1990-12-20 | 1997-10-27 | 富士通株式会社 | ビタビ復調制御方式 |
| US5400189A (en) * | 1992-03-19 | 1995-03-21 | Hitachi, Ltd. | Magnetic recording and reproducing apparatus, reproduction signal processing apparatus, and reproduction signal processing method |
-
1992
- 1992-11-13 JP JP32862092A patent/JP3470341B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-11-08 US US08/148,344 patent/US5486956A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5486956A (en) | 1996-01-23 |
| JPH06162691A (ja) | 1994-06-10 |
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