JP3457280B2 - バイポーラデータストリームにおける妨害を抑圧するための方法及びこの方法を実施するための回路装置 - Google Patents
バイポーラデータストリームにおける妨害を抑圧するための方法及びこの方法を実施するための回路装置Info
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【０００１】本発明は、長い線路長においてバイポーラ
データストリームにおける妨害を抑圧するための方法に
関し、この方法においては、データストリームの信号
は、等化器における粗調整及び微調整に供給されならび
に後置接続されたレベル検出器に供給され、制御装置を
介してレベル検出器から等化器にフィードバックされ
る。さらに本発明はこの方法を実施するための回路装置
に関する。
データストリームにおける妨害を抑圧するための方法に
関し、この方法においては、データストリームの信号
は、等化器における粗調整及び微調整に供給されならび
に後置接続されたレベル検出器に供給され、制御装置を
介してレベル検出器から等化器にフィードバックされ
る。さらに本発明はこの方法を実施するための回路装置
に関する。
【０００２】ＩＳＤＮデータの受信に対する到達範囲要
求がとりわけ大きい場合、シンボル間干渉の問題、電圧
供給妨害源による振幅変調の問題、高周波妨害源の妨害
ならびに隣接する伝送線路からの直接クロストークの問
題が発生しうる。これに加えて、受信の中断なしの連続
動作は低いビットエラーレート（１Ｅ−７）を必要と
し、これによってその全動作時間に亘ってあらゆる温度
変動に曝される。さらに、関連規定は５０％までの送信
振幅変動及び±１３％のビットレート変動を許容してい
る。同時に特定の到達範囲内における任意のケーブル長
への自動的な適応能力も要求される。Ｔ１標準ではこれ
は例えばケーブルタイプに応じて０〜２０００メートル
又は０〜２８００メートルである。
求がとりわけ大きい場合、シンボル間干渉の問題、電圧
供給妨害源による振幅変調の問題、高周波妨害源の妨害
ならびに隣接する伝送線路からの直接クロストークの問
題が発生しうる。これに加えて、受信の中断なしの連続
動作は低いビットエラーレート（１Ｅ−７）を必要と
し、これによってその全動作時間に亘ってあらゆる温度
変動に曝される。さらに、関連規定は５０％までの送信
振幅変動及び±１３％のビットレート変動を許容してい
る。同時に特定の到達範囲内における任意のケーブル長
への自動的な適応能力も要求される。Ｔ１標準ではこれ
は例えばケーブルタイプに応じて０〜２０００メートル
又は０〜２８００メートルである。
【０００３】伝送区間の長さが増大するにつれて信号/
ノイズ間隔はますます悪化するので、等化器にますます
高度な要求を課さなければならず及び/又は連続動作に
おける絶え間ない再調整のために等化器自体によってビ
ットエラーが発生される。
ノイズ間隔はますます悪化するので、等化器にますます
高度な要求を課さなければならず及び/又は連続動作に
おける絶え間ない再調整のために等化器自体によってビ
ットエラーが発生される。
【０００４】これまでは、伝送の開始時にトレーニング
パルスとして又は基準パルスとして使用される標準信号
を送信し評価することが周知である。このような方法及
びこのような方法に所属する装置は IEEE Transactions
on Communications,Vol.COM-30,No.9,Sept.1982,p.207
4~2082 に記載された論文“Line Equalizer for a Digi
tal Subscriber Loop Employing Switched Capacitor T
echnology”,T.Suzulei et al.に記述されている。この
ような装置はＵＳ４７６８２０５からも公知である。
パルスとして又は基準パルスとして使用される標準信号
を送信し評価することが周知である。このような方法及
びこのような方法に所属する装置は IEEE Transactions
on Communications,Vol.COM-30,No.9,Sept.1982,p.207
4~2082 に記載された論文“Line Equalizer for a Digi
tal Subscriber Loop Employing Switched Capacitor T
echnology”,T.Suzulei et al.に記述されている。この
ような装置はＵＳ４７６８２０５からも公知である。
【０００５】また、絶え間なく連続的な再調整を必要す
る方法又は振幅変動及び許容ノイズに関する制限を必要
とする方法も使用される。
る方法又は振幅変動及び許容ノイズに関する制限を必要
とする方法も使用される。
【０００６】さらに多数の検出レベル及び/又は固定的
な検出レベルによって作動する方法が周知である。固定
的な検出レベルが閉ループ制御のために使用される方法
は、IEEE Journal of Solid State Circuits,Vol.SC-2
2,No.6,Dec.1987,p.1004~1010 に記載された論文“A 38
4-kbit/s ISDN Burst Tranceiver”,G.J.Smolka et al.
に記述されている。この最後に挙げた方法における欠点
は、使用されるテクノロジに依存して誤調整を事情によ
っては阻止できないことである。さらに、比較的大きな
到達範囲のための回路技術的なコストが大幅に増大す
る。さらに、このような場合にはパルス状の妨害波又は
個々の妨害イベントが等化器の受信区間において明らか
に目立つようになり、ビットエラーの原因となる。
な検出レベルによって作動する方法が周知である。固定
的な検出レベルが閉ループ制御のために使用される方法
は、IEEE Journal of Solid State Circuits,Vol.SC-2
2,No.6,Dec.1987,p.1004~1010 に記載された論文“A 38
4-kbit/s ISDN Burst Tranceiver”,G.J.Smolka et al.
に記述されている。この最後に挙げた方法における欠点
は、使用されるテクノロジに依存して誤調整を事情によ
っては阻止できないことである。さらに、比較的大きな
到達範囲のための回路技術的なコストが大幅に増大す
る。さらに、このような場合にはパルス状の妨害波又は
個々の妨害イベントが等化器の受信区間において明らか
に目立つようになり、ビットエラーの原因となる。
【０００７】本発明の課題は、回路装置が多数の妨害源
に曝されるにもかかわらずエラーのない受信を可能に
し、さらに、それにもかかわらず絶対的な妨害限度の違
反の際に即座に反応することに関連して十分な高分解能
を有する受信微調整を保障する、冒頭に挙げたタイプの
方法及び回路装置を提供することである。
に曝されるにもかかわらずエラーのない受信を可能に
し、さらに、それにもかかわらず絶対的な妨害限度の違
反の際に即座に反応することに関連して十分な高分解能
を有する受信微調整を保障する、冒頭に挙げたタイプの
方法及び回路装置を提供することである。
【０００８】上記課題は、方法に関しては請求項１の特
徴部分記載の構成によって解決される。回路装置に関し
ては請求項９の特徴部分記載の構成によって解決され
る。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記述されて
いる。
徴部分記載の構成によって解決される。回路装置に関し
ては請求項９の特徴部分記載の構成によって解決され
る。本発明の有利な実施形態は従属請求項に記述されて
いる。
【０００９】本発明は完全フィードバック原理（vollst
aendig rueckgekoppelte Prinzip）に基づき、さらに直
接的な入力信号を監視する必要がないという利点を有す
る。たった３つの基準レベルならびにデジタル入力信号
のリカバリから供給されるデータ信号が必要なだけであ
る。フィードバック路におけるメディアンフィルタリン
グの使用によって、検出能力が低下することなしに、パ
ルス妨害に対する大きな耐性が得られる。
aendig rueckgekoppelte Prinzip）に基づき、さらに直
接的な入力信号を監視する必要がないという利点を有す
る。たった３つの基準レベルならびにデジタル入力信号
のリカバリから供給されるデータ信号が必要なだけであ
る。フィードバック路におけるメディアンフィルタリン
グの使用によって、検出能力が低下することなしに、パ
ルス妨害に対する大きな耐性が得られる。
【００１０】本発明の基本思想は、従来技術において使
用されている固定的に予め設定された判定閾値を統計的
な評価に基づく判定閾値によって置換し、これによって
閾値違反のトレンドを対抗手段のための判定規準として
使用することである。従って、基準レベルの一度限りの
違反によって望ましくない調整が行われてしまうことは
ない。むしろ確率的な妨害は平均値形成によって相殺さ
れ、これによって正確に適合されて粗調整か又は微適応
だけかのいずれかが行われる。過剰な粗調整はこれによ
って回避される。この結果、給電電圧が低減される場合
には調整領域に対する要求は低減され、これによって比
較的大きい到達範囲における使用が可能となる。統計的
な評価及びこれに関連した不必要な粗調整の回避は、比
較的高い調整速度をもたらし、この結果、少ないビット
エラーレートで作動されうる。
用されている固定的に予め設定された判定閾値を統計的
な評価に基づく判定閾値によって置換し、これによって
閾値違反のトレンドを対抗手段のための判定規準として
使用することである。従って、基準レベルの一度限りの
違反によって望ましくない調整が行われてしまうことは
ない。むしろ確率的な妨害は平均値形成によって相殺さ
れ、これによって正確に適合されて粗調整か又は微適応
だけかのいずれかが行われる。過剰な粗調整はこれによ
って回避される。この結果、給電電圧が低減される場合
には調整領域に対する要求は低減され、これによって比
較的大きい到達範囲における使用が可能となる。統計的
な評価及びこれに関連した不必要な粗調整の回避は、比
較的高い調整速度をもたらし、この結果、少ないビット
エラーレートで作動されうる。
【００１１】本発明の方法によって使用可能な調整領域
の拡大が得られ、これによって回路技術的なコストの低
減が得られる。というのも、必要なスイッチング段が少
なく又は逆の方向性においては可能な動作電圧が低減さ
れるからである。よって、非常に大きい等化器レンジに
おいて低い動作電圧での適用例が開発可能である。
の拡大が得られ、これによって回路技術的なコストの低
減が得られる。というのも、必要なスイッチング段が少
なく又は逆の方向性においては可能な動作電圧が低減さ
れるからである。よって、非常に大きい等化器レンジに
おいて低い動作電圧での適用例が開発可能である。
【００１２】大きな利点は、本発明の方法の実施のため
にはもっぱら振幅測定が必要であるという点にある。ア
ンダーサンプリングの使用は、高周波基準クロックが必
要ないという利点及びカウントファクタ及びレジスタに
関するコストを僅少に保持できるという利点を有する。
フィードバック分岐路は小さいバンド幅で十分である。
にはもっぱら振幅測定が必要であるという点にある。ア
ンダーサンプリングの使用は、高周波基準クロックが必
要ないという利点及びカウントファクタ及びレジスタに
関するコストを僅少に保持できるという利点を有する。
フィードバック分岐路は小さいバンド幅で十分である。
【００１３】最適な統計データベースは、測定周期が３
個のゼロクロック長（Null-Taktlaenge）から成ること
によって得られる。これによって粗調整を実施するべき
か又は微調整を実施するべきかのさらに良好な判定が行
われる。なるほどゼロクロック長の個数をさらに多くす
ることによってさらに精度を大きくすることができる
が、他方で等化器の適応持続時間が大きくなる。この結
果、全体としてゼロクロック長の３倍が測定周期として
とりわけ適切であると思われる。
個のゼロクロック長（Null-Taktlaenge）から成ること
によって得られる。これによって粗調整を実施するべき
か又は微調整を実施するべきかのさらに良好な判定が行
われる。なるほどゼロクロック長の個数をさらに多くす
ることによってさらに精度を大きくすることができる
が、他方で等化器の適応持続時間が大きくなる。この結
果、全体としてゼロクロック長の３倍が測定周期として
とりわけ適切であると思われる。
【００１４】ゼロクロック長は最小密度の論理“１”信
号を有するデータストリーム、すなわち１５個の“０”
信号及び３個の“１”信号を有するデータストリームで
あると見なす。
号を有するデータストリーム、すなわち１５個の“０”
信号及び３個の“１”信号を有するデータストリームで
あると見なす。
【００１５】以下において本発明を図面に図示された実
施例に基づいて詳細に説明する。
施例に基づいて詳細に説明する。
【００１６】図１はバイポーラデータストリームにおけ
る妨害の抑圧のための回路装置のブロック回路図を概略
的に示す。
る妨害の抑圧のための回路装置のブロック回路図を概略
的に示す。
【００１７】図２は図１の回路装置において使用される
ような３つの基準レベルを概略的に示す。
ような３つの基準レベルを概略的に示す。
【００１８】図３は図２に相応する３つの基準レベルに
おける電圧経過のアンダーサンプリングを概略的に示
す。
おける電圧経過のアンダーサンプリングを概略的に示
す。
【００１９】図４及び図５はそれぞれ概略的に線図によ
って上側レベル評価乃至は下側レベル評価における図１
の回路装置の特性を示す。
って上側レベル評価乃至は下側レベル評価における図１
の回路装置の特性を示す。
【００２０】図６は概略的に目の形のパターンに基づく
データストリームの振幅変動の例を示す。
データストリームの振幅変動の例を示す。
【００２１】図１によれば、バイポーラ信号から成るデ
ータストリームは、ＡＧＣとも呼ばれる自動利得制御部
１０及び群遅延フィルタ１１を有する等化器９に供給さ
れる。この群遅延フィルタ１１の出力側は並列に電圧レ
ベル検出器１２及び電圧ピーク検出器１３に接続されて
いる。
ータストリームは、ＡＧＣとも呼ばれる自動利得制御部
１０及び群遅延フィルタ１１を有する等化器９に供給さ
れる。この群遅延フィルタ１１の出力側は並列に電圧レ
ベル検出器１２及び電圧ピーク検出器１３に接続されて
いる。
【００２２】電圧レベル検出器１２は３つの出力側を有
し、これら３つの出力側はフィードバックループを形成
して制御装置１４に接続されている。この制御装置１４
は自動利得制御部１０にも群遅延フィルタにも信号を印
加する。さらに、電圧ピーク検出器１３の出力側は受信
器１５に接続されており、この受信器１５の出力側には
次の伝送区間に供給するために再構成されたデータスト
リームが現れる。フィードバック線路１６を介してこの
再構成されたデータストリームが制御装置１４にフィー
ドバックされる。トレンド制御部１７は双方向性接続路
１８を介して制御装置１４に接続されている。
し、これら３つの出力側はフィードバックループを形成
して制御装置１４に接続されている。この制御装置１４
は自動利得制御部１０にも群遅延フィルタにも信号を印
加する。さらに、電圧ピーク検出器１３の出力側は受信
器１５に接続されており、この受信器１５の出力側には
次の伝送区間に供給するために再構成されたデータスト
リームが現れる。フィードバック線路１６を介してこの
再構成されたデータストリームが制御装置１４にフィー
ドバックされる。トレンド制御部１７は双方向性接続路
１８を介して制御装置１４に接続されている。
【００２３】伝送区間から受信路１９に印加されるデー
タストリームには伝送に起因する多数の典型的な妨害波
が付着している。利得制御部１０、すなわち後置接続さ
れた等化器において、振幅が再び一定の定格値に調整さ
れ、データ信号が再構成される。このために等化器出力
側２０における電圧経過は電圧レベル検出器１２によっ
て、３つの基準レベルａ，ｂ，ｃを使用して、図２に示
されているように、レベルａ，ｂ，ｃの違反が存在する
かどうかについて検査される。利得制御部１０及び群遅
延フィルタ１１の粗調整のための下側基準レベルａと上
側基準レベルｃとの間には、上側基準レベルｃからのレ
ベル間隔Ｄによって微調整のための中間基準レベルｂが
存在する。下側基準レベルａと上側基準レベルｃとの間
の間隔を決定する利得制御部１０及び群遅延フィルタ１
１の調整領域Ａにおいて、レベル間隔Ｄは、考慮される
べき全ての妨害の合計Ｓ及び利得制御部１０及び群遅延
フィルタ１１の微調整バンド幅Ｆによって、すなわちＤ
＝Ｆ＋Ｓによって、関係式Ｆ/２＋Ｓ＝Ａ/２により（対
数表示ではレベルＣ−Ｓ−Ｆ/２に関連して）決定され
る。
タストリームには伝送に起因する多数の典型的な妨害波
が付着している。利得制御部１０、すなわち後置接続さ
れた等化器において、振幅が再び一定の定格値に調整さ
れ、データ信号が再構成される。このために等化器出力
側２０における電圧経過は電圧レベル検出器１２によっ
て、３つの基準レベルａ，ｂ，ｃを使用して、図２に示
されているように、レベルａ，ｂ，ｃの違反が存在する
かどうかについて検査される。利得制御部１０及び群遅
延フィルタ１１の粗調整のための下側基準レベルａと上
側基準レベルｃとの間には、上側基準レベルｃからのレ
ベル間隔Ｄによって微調整のための中間基準レベルｂが
存在する。下側基準レベルａと上側基準レベルｃとの間
の間隔を決定する利得制御部１０及び群遅延フィルタ１
１の調整領域Ａにおいて、レベル間隔Ｄは、考慮される
べき全ての妨害の合計Ｓ及び利得制御部１０及び群遅延
フィルタ１１の微調整バンド幅Ｆによって、すなわちＤ
＝Ｆ＋Ｓによって、関係式Ｆ/２＋Ｓ＝Ａ/２により（対
数表示ではレベルＣ−Ｓ−Ｆ/２に関連して）決定され
る。
【００２４】さらに、群遅延フィルタ１１のアナログ出
力信号は電圧ピーク検出器１３及び受信器１５において
再生されたバイポーラデータ信号の形成のために変換さ
れる。この再生されたバイポーラデータ信号は出力側デ
ータ線路２１で取り出される。
力信号は電圧ピーク検出器１３及び受信器１５において
再生されたバイポーラデータ信号の形成のために変換さ
れる。この再生されたバイポーラデータ信号は出力側デ
ータ線路２１で取り出される。
【００２５】電圧検出器１２及び受信器１５の出力信号
に依存して、制御装置１４を介して利得制御部１０のス
イッチング段及び群遅延フィルタ１１の特性が調整さ
れ、これに関連して粗調整及び微調整が行われる。さら
に、この調整はトレンド制御部１７によって制御され
る。このトレンド制御部１７では電圧レベル検出器１２
及び受信器１５から来る信号に対する評価規準が開ルー
プ制御の方向性において固定的に予め設定されるか又は
閉ループ制御の方向性において選択可能な規準に従って
追従制御される。
に依存して、制御装置１４を介して利得制御部１０のス
イッチング段及び群遅延フィルタ１１の特性が調整さ
れ、これに関連して粗調整及び微調整が行われる。さら
に、この調整はトレンド制御部１７によって制御され
る。このトレンド制御部１７では電圧レベル検出器１２
及び受信器１５から来る信号に対する評価規準が開ルー
プ制御の方向性において固定的に予め設定されるか又は
閉ループ制御の方向性において選択可能な規準に従って
追従制御される。
【００２６】電圧レベル検出器１２における振幅のサン
プリングは図３の通り測定クロックＣｌｋ及び測定周期
Ｔによるアンダーサンプリングによって行われる。この
測定周期Ｔはゼロクロック長の３倍に相応する。３つの
基準レベルａ，ｂ，ｃのうちの１つに違反する場合には
その都度デジタル信号Ｖa、Ｖb、Ｖcがトリガされる。
クロック信号Ｔの立ち上がりエッジによってこれらの信
号はデジタル測定信号ａｂｃとして評価され、制御装置
１４に供給される。この図では、例として３つの測定時
点が示されており、これら３つの測定時点は３つのデジ
タル測定信号ａｂｃ１１０、００１及び１１１をわかり
やすく説明している。この場合、アンダーサンプリング
に基づくレベルの誤った解釈の確率的に与えられる可能
性がこの評価において考慮される。
プリングは図３の通り測定クロックＣｌｋ及び測定周期
Ｔによるアンダーサンプリングによって行われる。この
測定周期Ｔはゼロクロック長の３倍に相応する。３つの
基準レベルａ，ｂ，ｃのうちの１つに違反する場合には
その都度デジタル信号Ｖa、Ｖb、Ｖcがトリガされる。
クロック信号Ｔの立ち上がりエッジによってこれらの信
号はデジタル測定信号ａｂｃとして評価され、制御装置
１４に供給される。この図では、例として３つの測定時
点が示されており、これら３つの測定時点は３つのデジ
タル測定信号ａｂｃ１１０、００１及び１１１をわかり
やすく説明している。この場合、アンダーサンプリング
に基づくレベルの誤った解釈の確率的に与えられる可能
性がこの評価において考慮される。
【００２７】調整フェーズでは、このやり方で検出され
たレベル違反は制御装置１４においてこれら基準レベル
のイベントメディアンフィルタリング（Ereignis-Media
nfilterung）の原理に基づく確率的な評価に委ねられ
る。この評価はトレンド制御部１７によって供給される
スイッチング規準に基づく。
たレベル違反は制御装置１４においてこれら基準レベル
のイベントメディアンフィルタリング（Ereignis-Media
nfilterung）の原理に基づく確率的な評価に委ねられ
る。この評価はトレンド制御部１７によって供給される
スイッチング規準に基づく。
【００２８】制御装置１４の動作特性を図４及び５に例
として図示された上側基準レベルｃの評価乃至は下側基
準レベルａの評価に対する判定規準に基づいて説明す
る。この場合、粗及び微調整フェーズにおいて次のこと
が成り立つ。すなわち、第１及び第２の判定閾値Ｚ１乃
至はＺ４及びＺ２乃至はＺ３が固定され、これらの第１
及び第２の判定閾値Ｚ１乃至はＺ４及びＺ２乃至はＺ３
は、データストリームのシンボル密度に依存してパーセ
ンテージで予め設定されたレベル超過において粗又は微
調整又は補正なしを引き起こす。図４及び５に図示され
た例では、それぞれ判定閾値Ｚ１〜Ｚ４は予め設定され
ており、これら判定閾値Ｚ１〜Ｚ４は、５０％のパーセ
ンテージで表されたレベル超過を基礎とする。つまり、
その振幅が粗又は微調整フェーズの間に判定閾値を越え
るデータストリームのパルスの個数が５０％であるとい
うことを基礎とする。
として図示された上側基準レベルｃの評価乃至は下側基
準レベルａの評価に対する判定規準に基づいて説明す
る。この場合、粗及び微調整フェーズにおいて次のこと
が成り立つ。すなわち、第１及び第２の判定閾値Ｚ１乃
至はＺ４及びＺ２乃至はＺ３が固定され、これらの第１
及び第２の判定閾値Ｚ１乃至はＺ４及びＺ２乃至はＺ３
は、データストリームのシンボル密度に依存してパーセ
ンテージで予め設定されたレベル超過において粗又は微
調整又は補正なしを引き起こす。図４及び５に図示され
た例では、それぞれ判定閾値Ｚ１〜Ｚ４は予め設定され
ており、これら判定閾値Ｚ１〜Ｚ４は、５０％のパーセ
ンテージで表されたレベル超過を基礎とする。つまり、
その振幅が粗又は微調整フェーズの間に判定閾値を越え
るデータストリームのパルスの個数が５０％であるとい
うことを基礎とする。
【００２９】従って、上側基準レベルｃに対して第１の
判定閾値Ｚ１を下回る及び下側基準レベルａに対して第
４の判定閾値Ｚ４を上回るパルスの数が５０％になる場
合、微調整への切り換えが行われる。その後この微調整
フェーズにおいて５０％を有する判定閾値Ｚ２及びＺ３
に相応して中間レベルｂの超過が行われる時に、補正は
行われず利得制御部１０及び群遅延フィルタ１１が調整
済みの状態になる。この状態は、次いで検証フェーズに
おいて閉ループ制御に委ねられる。
判定閾値Ｚ１を下回る及び下側基準レベルａに対して第
４の判定閾値Ｚ４を上回るパルスの数が５０％になる場
合、微調整への切り換えが行われる。その後この微調整
フェーズにおいて５０％を有する判定閾値Ｚ２及びＺ３
に相応して中間レベルｂの超過が行われる時に、補正は
行われず利得制御部１０及び群遅延フィルタ１１が調整
済みの状態になる。この状態は、次いで検証フェーズに
おいて閉ループ制御に委ねられる。
【００３０】粗調整は例えば伝送区間の切り換え又は信
号振幅の突発的な減少の際に必要である。この場合、下
側基準レベルａを例えば比率でほんの５％だけ上回る。
これは、できるだけ迅速かつ明瞭な補正を必要とする。
号振幅の突発的な減少の際に必要である。この場合、下
側基準レベルａを例えば比率でほんの５％だけ上回る。
これは、できるだけ迅速かつ明瞭な補正を必要とする。
【００３１】微調整は、例えばこの回路装置の入力側に
信号を印加する送信器又はこの回路装置の電圧供給部が
予め設定された動作領域を離脱した場合又は回路技術的
にメディアンフィルタ長によって抑圧される周波数領域
の外側に存在する特定されない確率的な妨害波が現れる
場合に必要である。このような場合には、この動作はで
きるだけ長く維持されなければならない。しかるに下側
基準レベルを緩慢に違反する効果が現れるので、このメ
ディアンフィルタ装置の５０％閾値に達する際に微調整
がトリガされる。シンボル密度が小さくなればなるほ
ど、これがビットエラーを引き起こさない蓋然性はます
ます高まり、許容可能なビットエラーレートに違反しな
い。従って、上述の評価は制御装置１４のさらにロバス
トな動作特性をもたらし、しかも、この場合調整領域の
最大利用の要求、長時間安定性の要求及び粗調整に至る
までの激しい変化に対する反応速度の要求に反すること
はない。
信号を印加する送信器又はこの回路装置の電圧供給部が
予め設定された動作領域を離脱した場合又は回路技術的
にメディアンフィルタ長によって抑圧される周波数領域
の外側に存在する特定されない確率的な妨害波が現れる
場合に必要である。このような場合には、この動作はで
きるだけ長く維持されなければならない。しかるに下側
基準レベルを緩慢に違反する効果が現れるので、このメ
ディアンフィルタ装置の５０％閾値に達する際に微調整
がトリガされる。シンボル密度が小さくなればなるほ
ど、これがビットエラーを引き起こさない蓋然性はます
ます高まり、許容可能なビットエラーレートに違反しな
い。従って、上述の評価は制御装置１４のさらにロバス
トな動作特性をもたらし、しかも、この場合調整領域の
最大利用の要求、長時間安定性の要求及び粗調整に至る
までの激しい変化に対する反応速度の要求に反すること
はない。
【００３２】検証フェーズでは受信路の自然発熱又は送
信器の電圧レベルのドリフトのような長時間効果が監視
される。再構成された信号振幅はシステムに因って変動
し、振幅の許容されたバンドにおいて相対的に運動す
る。これらの振幅は下側基準レベルａと上側基準レベル
ｃによって制限されている。上記の３つの要求が最適に
満たされるように、この検証フェーズでは確率的な評価
が実施される。この確率的な評価は、予め設定された閾
値違反のパーセンテージを考慮し、従って粗調整と微調
整とでは異なる。検証フェーズでは、中間基準レベルｂ
は電圧レベル検出器１２の相応の出力信号によってはも
はや設定されず、フィードバック線路１６を介する再生
されたデータストリームによって設定される。
信器の電圧レベルのドリフトのような長時間効果が監視
される。再構成された信号振幅はシステムに因って変動
し、振幅の許容されたバンドにおいて相対的に運動す
る。これらの振幅は下側基準レベルａと上側基準レベル
ｃによって制限されている。上記の３つの要求が最適に
満たされるように、この検証フェーズでは確率的な評価
が実施される。この確率的な評価は、予め設定された閾
値違反のパーセンテージを考慮し、従って粗調整と微調
整とでは異なる。検証フェーズでは、中間基準レベルｂ
は電圧レベル検出器１２の相応の出力信号によってはも
はや設定されず、フィードバック線路１６を介する再生
されたデータストリームによって設定される。
【００３３】例えば区間アラームに基づく連続１信号
（Dauer-1-Signal）から最小信号１密度（minimale Sig
nal-1-Dichte）を有する休止データ信号（Ruhedatensig
nal）へのデータストリーム統計の激烈な変化の際に微
調整の破棄又は検証フェーズの終了が行われることを阻
止するために、データストリームにおける確率的に分布
された様々なパルス密度に基づいて振幅変動が許容され
る。このような振幅変動は図６に再構成された信号経過
の目の形のパターンに基づいて図示されている。この再
構成された信号経過の目の形のパターンは、等化器９の
動作の際に中間基準レベルｂを中心とする許容周縁領域
に存在する。Ｓ1によって比較的密度の高い信号の経過
（Pfad）が示され、Ｓ2によって個別パルス乃至は小さ
な信号密度の経過が示されている。振幅変動のために生
じる領域はΔＡによって示されている。
（Dauer-1-Signal）から最小信号１密度（minimale Sig
nal-1-Dichte）を有する休止データ信号（Ruhedatensig
nal）へのデータストリーム統計の激烈な変化の際に微
調整の破棄又は検証フェーズの終了が行われることを阻
止するために、データストリームにおける確率的に分布
された様々なパルス密度に基づいて振幅変動が許容され
る。このような振幅変動は図６に再構成された信号経過
の目の形のパターンに基づいて図示されている。この再
構成された信号経過の目の形のパターンは、等化器９の
動作の際に中間基準レベルｂを中心とする許容周縁領域
に存在する。Ｓ1によって比較的密度の高い信号の経過
（Pfad）が示され、Ｓ2によって個別パルス乃至は小さ
な信号密度の経過が示されている。振幅変動のために生
じる領域はΔＡによって示されている。
【００３４】従って、下側基準レベルａ及び上側基準レ
ベルｃのレベル違反の評価は、本発明の有利な実施形態
によれば図６に図示された可能な振幅変動を考慮して行
われる。
ベルｃのレベル違反の評価は、本発明の有利な実施形態
によれば図６に図示された可能な振幅変動を考慮して行
われる。
【００３５】さらに別の有利な実施形態では、トレンド
制御部１７を用いて、動作中の上側閾値違反及び下側閾
値違反の予め設定されたパーセンテージを切り換えるこ
とができる。これは、この方法は比較的マッシブな確率
的な妨害波に対してよりトレラントであるという利点を
有する。この評価の成果がまた（確率的に）この切り換
えに使用される場合には、閉ループ制御が得られる。こ
のような閉ループ制御において、予め設定可能な個数の
微調整は成功するかどうかに関して検査される。所定の
個数の後で成果が検出されない場合には、この試行のた
めに予め設定された閾値違反のパーセンテージを再び変
える。 ［図面の簡単な説明］
制御部１７を用いて、動作中の上側閾値違反及び下側閾
値違反の予め設定されたパーセンテージを切り換えるこ
とができる。これは、この方法は比較的マッシブな確率
的な妨害波に対してよりトレラントであるという利点を
有する。この評価の成果がまた（確率的に）この切り換
えに使用される場合には、閉ループ制御が得られる。こ
のような閉ループ制御において、予め設定可能な個数の
微調整は成功するかどうかに関して検査される。所定の
個数の後で成果が検出されない場合には、この試行のた
めに予め設定された閾値違反のパーセンテージを再び変
える。 ［図面の簡単な説明］
【図１】バイポーラデータストリームにおける妨害の抑
圧のための回路装置のブロック回路図を概略的に示す。
圧のための回路装置のブロック回路図を概略的に示す。
【図２】図１の回路装置において使用されるような３つ
の基準レベルを概略的に示す。
の基準レベルを概略的に示す。
【図３】図２に相応する３つの基準レベルにおける電圧
経過のアンダーサンプリングを概略的に示す。
経過のアンダーサンプリングを概略的に示す。
【図４】概略的に線図によって上側レベル評価乃至は下
側レベル評価における図１の回路装置の特性を示す。
側レベル評価における図１の回路装置の特性を示す。
【図５】概略的に線図によって上側レベル評価乃至は下
側レベル評価における図１の回路装置の特性を示す。
側レベル評価における図１の回路装置の特性を示す。
【図６】概略的に目の形のパターンに基づくデータスト
リームの振幅変動の例を示す。
リームの振幅変動の例を示す。
９ 等化器
１０ ＡＧＣ
１１ 群遅延フィルタ
１２ 電圧レベル検出器
１３ 電圧ピーク検出器
１４ 制御装置
１５ 受信器
１６ フィードバック線路
１７ トレンド制御部
１８ 双方向性接続路
１９ 受信路
２１ 出力側データ線路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０３Ｈ 17/00 ６１１ Ｈ０３Ｈ 17/00 ６１１Ａ
17/08 17/08 Ａ
(56)参考文献 特開 昭59−194538（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−136416（ＪＰ，Ａ)
特開 昭59−123342（ＪＰ，Ａ)
米国特許4459698（ＵＳ，Ａ)
米国特許5257286（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 25/03
H04B 3/04
H04B 15/00
H04L 1/00
H03H 17/00 601
H03H 17/00 611
H03H 17/08
Claims (10)
- 【請求項１】 長い線路長においてバイポーラデータス
トリームにおける妨害を抑圧するための方法において、
以下のステップ、すなわち、 ａ） 妨害されたバイポーラデータストリーム（１９）
は等化器（９）において粗調整又は微調整され、 ｂ） 前記データストリームは前記粗調整及び微調整
（２０）の後でレベル検出器（１２）において３つの基
準レベル（ａ，ｂ，ｃ）と比較され、 ｃ） 該基準レベルに違反する場合には信号（Ｖa,Ｖb,
Ｖc）が形成され、 ｄ） 該信号（Ｖa,Ｖb,Ｖc）は前記レベル検出器（１
２）において測定クロック（Ｔ）によってサンプリング
され、デジタルサンプル信号として制御装置（１４）に
供給され、 ｅ） 該制御装置（１４）において前記サンプル信号に
よって示されるレベル違反が確率的に評価され、この評
価の結果に依存して前記等化器（９）は前記制御装置
（１４）によって次のように調整される、すなわち、 ｆ）前記等化器（９）は、下側基準レベル（ａ）のレベ
ル超過のパーセンテージが第１の下側判定閾値（Ｚ４）
を下回る場合には又は上側基準レベル（ｃ）のレベル超
過のパーセンテージが第１の上側判定閾値（Ｚ１）を上
回る場合には粗調整され、 ｇ）前記等化器（９）は、前記上側基準レベル（ｃ）の
レベル超過のパーセンテージが前記第１の上側判定閾値
（Ｚ１）を下回る場合には又は前記下側基準レベル
（ａ）のレベル超過のパーセンテージが前記第１の下側
判定閾値（Ｚ４）を上回る場合には微調整されることを
特徴とする、長い線路長においてバイポーラデータスト
リームにおける妨害を抑圧するための方法。 - 【請求項２】 中間基準レベル（ｂ）のレベル超過のパ
ーセンテージが第２の上側判定閾値（Ｚ２）及び第２の
下側判定閾値（Ｚ３）によって予め設定されるレベル超
過のパーセンテージに相応する場合には、等化器（９）
は制御装置（１４）によって調整されず、適合済みであ
ることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 制御装置（１４）を制御するトレンド制
御器１７は、サンプル信号によって示されるレベル違反
を確率的に評価し、これに依存して前記制御装置におい
て予め設定される判定閾値（Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４）
を等化器（９）の粗調整又は微調整により適合がもたら
されるように閉ループ制御の方向性において変更するこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の方法。 - 【請求項４】 基準レベル（ａ，ｂ，ｃ）の違反によっ
て形成される信号（Ｖa,Ｖb,Ｖc）は測定クロック
（Ｔ）によってアンダーサンプリングされることを特徴
とする請求項１記載の方法。 - 【請求項５】 測定クロック（Ｔ）は１８個のバイナリ
信号のシーケンスのクロック長の３倍の長さに相応する
ことを特徴とする請求項１〜４のうちの１項記載の方
法。 - 【請求項６】 第３の基準レベル（ｂ）はレベル間隔Ｄ
＝Ｆ＋Ｓが厳守されるように上側基準レベル（ｃ）と下
側基準レベル（ａ）との間に設けられる、ただしここで
Ｓは考慮すべき全ての妨害の合計であり、Ｆは等化器の
微調整領域であり、 Ｆ及びＳは等化器の調整領域Ａ＝ｃ−ａに対してＦ/２
＋Ｓ＝Ａ/２のように設定されていることを特徴とする
請求項１〜５のうちの１項記載の方法。 - 【請求項７】 上側基準レベル（ｃ）及び下側基準レベ
ル（ａ）の違反の予め設定可能なパーセンテージはデー
タストリームの予め設定される振幅変動（ΔＡ）に依存
して調整されることを特徴とする請求項１〜６のうちの
１項記載の方法。 - 【請求項８】 等化器（９）の微調整の終了後に中間基
準レベル（ｂ）はデータストリーム（１６）によって制
御装置（１４）において置換され、前記データストリー
ム（１６）は前記等化器の後のデータストリーム（２
０）から電圧ピーク検出器（１３）及び後置接続された
受信器（１５）によって発生されることを特徴とする請
求項１〜７のうちの１項記載の方法。 - 【請求項９】 請求項１記載の方法を実施するための回
路装置であって、 該回路装置は等化器（９）、レベル検出器（１２）及び
制御装置（１４）を含み、前記等化器（９）は線路（２
０）を介して前記レベル検出器（１２）に接続され、該
レベル検出器（１２）は線路を介して前記制御装置（１
４）に接続されており、該制御装置（１４）は線路を介
して前記等化器（９）を制御する、請求項１記載の方法
を実施するための回路装置において、 ａ）前記等化器（９）は微調整のための自動利得制御部
（１０）及び信号振幅の粗調整のためのフィルタ（１
１）を有し、 ｂ）微調整及び粗調整の制御のためのトレンド制御部
（１７）は前記制御装置（１４）に双方向性線路（１
８）を介して接続されており、 ｃ）電圧ピーク検出器（１３）及び後置接続された受信
器（１５）は前記線路（２０）を介して前記等化器
（９）から送信されたデータストリームを処理し、この
処理されたデータストリームを線路（１６）を介して前
記制御装置（１４）にフィードバックし、ならびに線路
（２１）を介して後続処理のために伝送することを特徴
とする、請求項１記載の方法を実施するための回路装
置。 - 【請求項１０】 トレンド制御部（１７）は、サンプル
信号によって示されるレベル違反を確率的に評価する制
御装置（１４）を双方向性線路（１８）を介して制御
し、前記制御装置において予め設定される判定閾値（Ｚ
１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４）を等価器（９）の粗調整又は微
調整により前記等化器の適合がもたらされるように閉ル
ープ制御の方向性で変化させることを特徴とする請求項
９記載の回路装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19735752.0 | 1997-08-18 | ||
| DE19735752A DE19735752A1 (de) | 1997-08-18 | 1997-08-18 | Verfahren zur Störunterdrückung eines bipolaren Datenstroms und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens |
| PCT/DE1998/002180 WO1999009695A2 (de) | 1997-08-18 | 1998-07-30 | Verfahren zur unterdrückung von störungen in einem bipolaren datenstrom und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001516174A JP2001516174A (ja) | 2001-09-25 |
| JP3457280B2 true JP3457280B2 (ja) | 2003-10-14 |
Family
ID=7839302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000510240A Expired - Fee Related JP3457280B2 (ja) | 1997-08-18 | 1998-07-30 | バイポーラデータストリームにおける妨害を抑圧するための方法及びこの方法を実施するための回路装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6185262B1 (ja) |
| EP (1) | EP1005731A2 (ja) |
| JP (1) | JP3457280B2 (ja) |
| CN (1) | CN1134950C (ja) |
| DE (1) | DE19735752A1 (ja) |
| WO (1) | WO1999009695A2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6522707B1 (en) | 1999-04-30 | 2003-02-18 | Siemens Aktiengesellschaft | Method and device for disturbance suppression in a signal |
| US6331814B1 (en) * | 1999-11-25 | 2001-12-18 | International Business Machines Corporation | Adapter device for the transmission of digital data over an AC power line |
| TWI237971B (en) * | 2002-11-18 | 2005-08-11 | Ind Tech Res Inst | Automatically adjusting gain/bandwidth loop filter |
| US7761067B1 (en) * | 2003-05-15 | 2010-07-20 | Marvell International Ltd. | Iterative filter circuit calibration |
| TWI543571B (zh) * | 2014-01-23 | 2016-07-21 | 晨星半導體股份有限公司 | 信號接收裝置及其兩階段適性等化方法 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4355402A (en) * | 1978-10-19 | 1982-10-19 | Racal-Milgo, Inc. | Data modem false equilibrium circuit |
| JPS57152855U (ja) * | 1981-03-20 | 1982-09-25 | ||
| US4449102A (en) * | 1982-03-15 | 1984-05-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive threshold circuit |
| JPS61198909A (ja) * | 1985-02-28 | 1986-09-03 | Nec Corp | スイツチトキヤパシタ自動線路等化器 |
| US5481564A (en) * | 1990-07-20 | 1996-01-02 | Fujitsu Limited | Received data adjusting device |
| US5257286A (en) * | 1990-11-13 | 1993-10-26 | Level One Communications, Inc. | High frequency receive equalizer |
| EP0656694A3 (en) * | 1993-11-30 | 1999-12-01 | AT&T Corp. | Equalizer with line length detection |
| US5448589A (en) * | 1994-08-01 | 1995-09-05 | Tektronix, Inc. | Circuit for sensing cable effects for automatic equalization |
| US5880645A (en) * | 1997-07-03 | 1999-03-09 | Level One Communications, Inc. | Analog adaptive equalizer with gain and filter correction |
| US5991339A (en) * | 1998-01-16 | 1999-11-23 | Intel Corporation | Adaptive equalization using a minimum- jitter criterion |
-
1997
- 1997-08-18 DE DE19735752A patent/DE19735752A1/de not_active Withdrawn
-
1998
- 1998-07-30 WO PCT/DE1998/002180 patent/WO1999009695A2/de active Application Filing
- 1998-07-30 CN CNB988083051A patent/CN1134950C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-30 JP JP2000510240A patent/JP3457280B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-30 EP EP98948692A patent/EP1005731A2/de not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-02-18 US US09/507,357 patent/US6185262B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001516174A (ja) | 2001-09-25 |
| CN1134950C (zh) | 2004-01-14 |
| CN1267420A (zh) | 2000-09-20 |
| US6185262B1 (en) | 2001-02-06 |
| WO1999009695A2 (de) | 1999-02-25 |
| WO1999009695A3 (de) | 1999-05-20 |
| EP1005731A2 (de) | 2000-06-07 |
| DE19735752A1 (de) | 1999-02-25 |
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Legal Events
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| R250 | Receipt of annual fees |
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