JP3443448B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、共振コイルと共振コン
デンサからなる共振回路への通断電をスイッチング素子
のオンオフ制御により行って共振コイルに高周波出力を
発生させるインバータ回路を備えたインバータ装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】例えば、誘導加熱調理器に用いられるイ
ンバータ装置においては、共振コイルとしての加熱コイ
ルと共振コンデンサとにより構成される共振回路とトラ
ンジスタなどのスイッチング素子および逆導通用のフラ
イホールダイオードとを組み合わせてなる所謂シングル
エンド形式のインバータ回路を備えたものがあり、トラ
ンジスタをオンオフ動作させて共振回路に共振電流を発
生させ、これにより加熱コイルに高周波出力を与えるよ
うにしている。

【０００３】この場合、スイッチング素子を発振周波数
に対応してオンオフ動作させるので、そのオンタイミン
グがずれるとスイッチング素子の端子間に過電圧が印加
されて素子が破壊に至る場合がある。したがって、この
ような過電圧破壊からスイッチング素子を保護するため
に、スイッチング素子のオンタイミングを適切に設定す
る必要がある。

【０００４】そこで、従来では、このような不具合に対
処すべく、例えば特公昭５８−３６４７３号公報に示さ
れるようなインバータ装置が考えられている。すなわ
ち、このものは、スイッチング素子としてのトランジス
タのコレクタ電圧が直流電源電圧に達したことを検出
し、その結果に基づいて所定時間後にベースドライブ電
流を与えるようにしたものである。

【０００５】そして、この構成においては、トランジス
タのコレクタにかかる電圧がゼロになるタイミングを検
出するのではなく、直流電源電圧の変動に対応してスイ
ッチング素子のオンタイミングを設定することにより、
様々な負荷条件に対応して安定な発振状態を得ようとす
るものである。

【０００６】また、特公昭６１−４２３９２号公報に示
されるインバータ装置においては、スイッチング素子の
端子電圧を検出してその端子電圧を積分しておき、スイ
ッチング素子の端子電圧とその積分電圧とを比較して端
子電圧が積分電圧よりも低下したときにスイッチング素
子を導通させるように構成している。このような構成と
することにより、インバータ回路の発振周波数が変化し
た場合でも、これに追随してそのときの積分電圧を変化
させることができるので、スイッチング素子のオンタイ
ミングを一定に保ってスイッチング素子のオン動作時の
スイッチングロスを低くすることができ、動作効率の向
上を図ることができるものである。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来構成のものでは、次のような不具合がある。すなわ
ち、第１に、両方式共に、スイッチング素子のオンタイ
ミングを端子電圧に基づいて決定する構成としているた
め、例えば、雷サージなどのサージ電圧が直流電源回路
に重畳された場合には、そのサージ電圧により、直流電
源回路に設けられたチョークコイルを介して平滑コンデ
ンサが充電されるため、これによってインバータ回路の
入力電圧が急激に上昇してしまう。サージ電圧は一般に
立ち上がり時間が数μｓｅｃ程度の非常に速いもので、
誘導加熱時の発振周期（たとえば数十μｓｅｃ程度）に
比べて速い立ち上がりとなっている。

【０００８】また、サージ電圧が印加されたときに、チ
ョークコイルと平滑コンデンサとによって共振するため
に直流電源回路は高圧の高調波成分が重畳された直流電
圧を出力するようになる。したがって、スイッチング素
子がオンとなったときに加熱コイルに流れる電流の大き
さは正常状態の場合に比べて数倍程度大きい値となるの
で、スイッチング素子がオフされたときには加熱コイル
と共振コンデンサによりなる共振回路の共振電圧も大き
くなるため、スイッチング素子の端子電圧の振幅が非常
に大きい値となる。しかも、雷サージによる共振で発生
する高調波のタイミングによって共振電圧が変動すると
いう不具合がある。

【０００９】この場合、特公昭５８−３６４７３号公報
に示されたものにおいては、直流電源回路の出力電圧が
急激に変動することと、スイッチング素子のコレクタ電
圧が変動することにより、スイッチング素子のオンタイ
ミングが乱れてしまうため、ひいてはスイッチング素子
が破壊に至る虞がある。また、特公昭６１−４２３９２
号公報に示されたものにおいては、スイッチング素子の
コレクタ電圧を積分していることから、発振周期毎に変
動するコレクタ電圧に追随した積分電圧を得ることがで
きなくなり、上述同様にしてスイッチング素子のオンタ
イミングが乱れることによって破壊に至る虞がある。

【００１０】また、雷サージばかりではなく、例えば、
瞬時停電の発生や、単相３線式配線の構成におけるアー
ス電源ラインの断線事故などの発生によって生ずる電源
電圧の急激な変動によっても、上述と同様にしてスイッ
チング素子のオンタイミングの乱れが発生する不具合が
ある。

【００１１】第２に、直流電源回路においては、全波整
流回路により交流電源を全波整流した出力を平滑回路に
より平滑して直流出力電圧を得る構成としているが、実
際には、直流出力電圧は交流電源を全波整流したときの
波形に応じて変動した出力となっているので、交流電源
入力のゼロクロス時点では直流電源回路の出力が数ボル
ト程度の非常に低い値に低下する。一方、スイッチング
素子のオン状態における飽和電圧も数ボルト程度である
から、加熱コイルに実際に印加される電圧は、直流電源
回路の出力電圧とスイッチング素子がオンしたときの飽
和電圧との差となるので、前述した従来構成のようなス
イッチング素子の端子電圧を検出する方式のものでは、
正確なオンタイミングを得るための電圧検出が難しく、
この結果としてスイッチング素子のオンタイミングがず
れてしまう虞がある。

【００１２】第３に、インバータ回路の発振動作を開始
する時に、スイッチング素子のオン時間を非常に短く設
定した状態とし、その後、徐々にオン時間を長くするよ
うに制御するいわゆるスロースタート方式があるが、こ
のとき、オン時間が短いと加熱コイルに発生する共振電
圧の振幅が小さくなるため、従来構成のものでは、オン
タイミングの設定が正確に行えなくなってスイッチング
素子のオンタイミングがずれてしまう虞がある。

【００１３】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、その目的は、簡単な構成としながら、直流電源回路
にサージ電圧が印加されて直流電源回路の出力電圧が急
変する場合や、直流出力電圧が小さい場合や、あるい
は、スイッチング素子のオン時間が非常に短く設定され
る場合においても、スイッチング素子のオンタイミング
を適正に設定することができて、スイッチング素子のオ
ン時における過電圧破壊を防止でき、これにより安定し
た発振状態が得られるインバータ装置を提供することに
ある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
は、出力段に平滑コンデンサが接続された直流電源回路
と、この直流電源回路の直流出力を高周波電力に変換す
るように設けられ、共振コイルと、この共振コイルと共
に共振回路をなす共振コンデンサと、前記直流電源回路
の出力端子間に前記共振コイルを直列に介して接続され
たスイッチング素子と、このスイッチング素子に逆並列
接続された整流素子とを備えたインバータ回路と、前記
スイッチング素子のオフ時に前記共振コンデンサに流れ
る共振電流の変化を検出する共振電流位相検出手段と、
この共振電流位相検出手段の検出出力を入力し、共振コ
ンデンサから共振コイルに流れる共振電流の最大値を呈
するときの位相がゼロクロス位相となる出力信号を生成
する移相回路と、この移相回路の出力信号のゼロクロス
位相の検出時点に基づいて得られる前記スイッチング素
子のオフ時の端子間電圧がほぼゼロとなる期間内に設定
する前記スイッチング素子のオンタイミングであって前
記スイッチング素子を実際にオンさせるタイミングに対
して回路構成上で発生する遅延時間（ΔＴ）だけ遅れる
ことを考慮したタイミングを設定するオンタイミング設
定手段とを具備したところに特徴を有する。

【００１５】上記構成において、前記共振電流位相検出
手段を、共振コンデンサに流れる共振電流を分流する検
出用コンデンサを設けて、その検出用コンデンサの電流
の変化を検出することにより前記共振コンデンサの共振
電流の変化を検出する構成としても良い。

【００１６】また、前記共振電流位相検出手段を、検出
用コンデンサの電流の変化を検出する検出用抵抗を設け
て、その検出用抵抗の端子電圧に基づいて共振コンデン
サの共振電流の変化を検出する構成とすることもでき
る。

【００１７】そして、前記構成において、共振回路を共
振コイルに共振コンデンサを並列に接続した状態とし、
検出用コンデンサを、直流電源回路の平滑コンデンサを
介した状態で共振コンデンサの共振電流の変化を検出す
るように設けた構成としても良い。

【００１８】さらに、共振電流位相検出手段を、共振コ
ンデンサの共振電流を検出する変流器を設けて、この変
流器の検出出力に基づいて前記共振電流の変化を検出す
るように構成することができる。

【００１９】

【００２０】

【００２１】

【作用】請求項１記載のインバータ装置によれば、イン
バータ回路においては、スイッチング素子がオンされる
と共振コイルに直流電源回路から給電されるようにな
り、この後、スイッチング素子がオフされた時点では、
直流電源回路からの給電が停止されても共振コイルに流
れていた電流は急激にゼロにならず、共振回路を構成し
ている共振コンデンサ側に共振電流として流れ込むよう
になる。そして、この共振電流により共振コンデンサの
端子電圧が所定の電圧まで上昇すると、今度は共振コン
デンサ側から共振コイル側に逆に共振電流が流れるよう
になる。

【００２２】このとき、オフ状態にあるスイッチング素
子の端子間電圧がゼロになるまで共振コンデンサの端子
電圧が低下すると、その後は、スイッチング素子に逆並
列に接続された整流素子に順方向に電圧がかかることに
なるので、共振コンデンサの端子電圧はそれ以上低下す
ることがなくなって共振コンデンサから共振コイルに流
れ込む電流はゼロとなる。しかし、共振コイルにおいて
は、共振電流が急激にゼロになることはなく、その時点
からは直流電源および整流素子を介した経路から電流が
流れ続けるようになる。

【００２３】一方、移相回路は、共振コンデンサから共
振コイルに向けて流れる共振電流の最大値を呈するとき
の位相を、共振電流位相検出手段の検出信号を移相して
ゼロクロス位相で検出し、オンタイミング設定手段は、
共振電流位相検出手段により検出される共振コンデンサ
の共振電流の変化の検出信号に基づいて得られるスイッ
チング素子のオフ時の端子間電圧が設定値以下となる期
間内において前記スイッチング素子のオンタイミングを
設定するので、発振制御手段はその設定されたオンタイ
ミングと所定の発振周波数に対応したオン時間でスイッ
チング素子をオンオフ制御を行うようになる。これによ
り、スイッチング素子は、毎回共振電流に基づいた端子
間電圧が最小となるオンタイミングでオン動作されるよ
うになり、過電圧による破壊を防止して常に適切なオン
タイミングで共振動作を行なわせることができるように
なる。

【００２４】この結果、例えば、直流電源にサージ電圧
が重畳された場合でも、スイッチング素子のオン時に過
電圧が印加されることがなくなって、スイッチング素子
が破壊に至る虞がなく、確実に動作状態を保持させるこ
とができる。また、直流電源を交流電源を整流平滑して
生成する場合に、その直流電源回路の出力電圧が交流電
源の周波数に応じて低くなる場合でも、あるいは、設定
周波数に応じたスイッチング素子のオン時間が非常に短
く設定される場合でも、スイッチング素子に印加される
電圧を常に最小に設定した状態でオン動作させることが
でき、スイッチング素子の過電圧破壊を防止できるよう
になる。

【００２５】請求項２記載のインバータ装置によれば、
共振電流位相検出手段により、共振コンデンサの共振電
流を検出用コンデンサに分流してその電流の変化を検出
するので、共振コンデンサに流れる共振電流そのものよ
りも小さい電流を検出することができ、電流容量の小さ
い電流検出手段を用いた構成とするこができるようにな
る。

【００２６】請求項３記載のインバータ装置によれば、
共振電流位相検出手段により、共振コンデンサの共振電
流を検出用コンデンサに分流すると共に、その検出用コ
ンデンサに流れる電流を検出用抵抗の端子電圧に基づい
て検出するので、簡単な構成で共振電流の変化を検出す
ることができる。この場合、検出用抵抗は、分流される
電流が共振コンデンサの共振電流と位相がずれない程度
の抵抗値を設定することで共振電流の位相を支障なく検
出することができる。

【００２７】請求項４記載のインバータ装置によれば、
共振回路を共振コイルに共振コンデンサを並列に接続し
た状態として構成した場合に、その共振コンデンサに流
れる共振電流は検出用コンデンサを共振コンデンサに並
列に接続することで得られるが、検出用コンデンサを直
流電源回路の平滑コンデンサを含んだ状態で接続した場
合でも、平滑コンデンサが交流的に短絡されているのと
同等と見なせるので、共振電流を検出することができる
ようになる。そして、このように検出用コンデンサを接
続することにより、例えば、共振コンデンサの端子間に
接続する場合に比べて、一端側をアースする構成とする
ことができるようになるので、共振電流の位相を検出す
るための電気的構成を簡単なものとすることができる。

【００２８】請求項５記載のインバータ装置によれば、
共振電流位相検出手段において、共振コンデンサを流れ
る共振電流を変流器を設けることにより検出することが
できる。また、その変流器を検出用コンデンサを設ける
構成とした場合にはその検出用コンデンサの電流を検出
するように設けることにより、直接共振電流を検出する
場合に比べて小さい容量のものを使用することができる
ようになる。

【００２９】

【００３０】

【００３１】

【実施例】以下、本発明を誘導加熱調理器のインバータ
装置に適用した場合の第１の実施例について図１ないし
図３を参照して説明する。電気的構成を示す図１におい
て、商用電源１の出力端子は入力コンデンサ２の両端子
間に接続されると共にダイオードをブリッジ接続してな
る全波整流回路３の交流入力端子間に接続されている。
全波整流回路３の正の出力端子３ａはチョークコイル４
を介して直流電源ライン５ａに接続され、負の出力端子
３ｂは直流電源ライン５ｂに接続されている。直流電源
ライン５ａ，５ｂ間には平滑コンデンサ６が接続されて
いる。そして、全波整流回路３，チョークコイル４およ
び平滑コンデンサ６により直流電源回路７が構成されて
いる。

【００３２】共振コイルとしての加熱コイル８は共振コ
ンデンサ９と共に共振回路１０を構成するもので、この
共振回路１０とスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（絶
縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ；Insulated gate
bipolar transistor ）１１および整流素子としてのフ
ライホイールダイオード１２とからインバータ回路１３
が構成されている。なお、加熱コイル８の部分には、図
示しないトッププレーとを介して調理用のステンレス鍋
Ａが載置されるようになっており、加熱コイル８に通電
される高周波電流によってステンレス鍋Ａに誘導電流が
流れてその抵抗損によってステンレス鍋Ａを加熱するよ
うになっている。直流電源ライン５ａは加熱コイル８お
よびＩＧＢＴ１１を介して直流電源ライン５ｂに接続さ
れており、共振コンデンサ９は加熱コイル８に並列に接
続され、フライホイールダイオード１２はＩＧＢＴ１１
に逆並列接続されている。

【００３３】次に、制御系統の構成について述べる。入
力設定部１４は、入力電流を検出する変流器１５，入力
電流検出回路１６，入力設定回路１７および入力比較回
路１８とから構成されており、商用電源１からの入力電
流を検出し、あらかじめ設定された入力電流レベルとの
差を演算して出力側に入力設定信号として出力する。こ
の場合、入力電流検出回路１６は、商用電源１の一方の
出力ラインに設けられた変流器１５の検出信号に基づい
て入力電流レベルを検出する。入力比較回路１８は、入
力設定回路１７に設定された入力レベルと入力検出回路
１６により検出された入力電流レベルとを比較してその
差に相当するレベルの入力設定信号を出力するようにな
っている。

【００３４】発振制御部１９は、共振電流位相検出手段
としての変流器２０，オンタイミング設定手段としての
位相検出回路２１，発振回路２２，発振制御手段として
の出力制御回路２３および駆動回路２４から構成されて
おり、共振コンデンサ９の共振電流に基づいて後述する
ようにしてＩＧＢＴ１１のオンタイミングおよびオン時
間を設定するように構成されている。変流器２０は共振
コンデンサ９の共振電流を検出するように設けられてお
り、位相検出回路２１は変流器２０の検出信号に基づい
てその負の電流のピーク値を示す位相検出信号を出力す
るように構成されている。

【００３５】発振回路２２は、位相検出回路２１から出
力される位相検出信号に基づいてＩＧＢＴ１１に対する
オンタイミングを各周期毎に設定するのこぎり波信号と
して出力する。出力制御回路２３は、発振回路２２から
出力されるのこぎり波信号と入力比較回路１８から出力
される入力設定信号と比較してＩＧＢＴ１１のオンタイ
ミングとオン時間を設定する制御信号として駆動回路２
４を介してＩＧＢＴ１１のゲートに出力するようになっ
ている。

【００３６】図２は発振制御部１９の具体的な電気的構
成を示すもので、次のように構成される。位相検出回路
２１の入力端子２１ａ，２１ｂ間には変流器２０が接続
されている。この位相検出回路２１において、入力端子
２１ａ，２１ｂ間には抵抗２５が接続されており、入力
端子２１ｂはアースされている。また、入力端子２１ａ
は抵抗２６およびコンデンサ２７からなる移相回路２８
を介して入力端子２１ｂに接続されている。

【００３７】移相回路２８の出力端子２８ａ（抵抗２６
とコンデンサ２７との共通接続点）は、抵抗２９を介し
て比較回路３０の非反転入力端子に接続されている。比
較回路３０の非反転入力端子は、図示極性の保護用ダイ
オード３１を介して定電圧出力端子ＶＣＣに接続される
と共に、図示極性の保護用ダイオード３２を介してアー
スされており、反転入力端子はアースされている。ま
た、比較回路３０の出力端子はプルアップ抵抗３３を介
して定電圧出力端子ＶＣＣに接続されると共に、発振回
路２２の入力端子２２ａに接続されている。

【００３８】発振回路２２において、入力端子２２ａは
コンデンサ３４および抵抗３５からなる微分回路３６を
介して定電圧出力端子ＶＣＣに接続されており、その出
力端子３６ａは比較回路３７の非反転入力端子に接続さ
れている。比較回路３７の非反転入力端子は図示極性の
保護用ダイオード３８を介して定電圧出力端子ＶＣＣに
接続されており、反転入力端子は抵抗３９を介して定電
圧出力端子ＶＣＣに接続されると共に抵抗４０を介して
アースされている。

【００３９】発振動作を行う比較回路４１の反転入力端
子は、抵抗４２，４３を直列に介して定電圧出力端子Ｖ
ＣＣに接続されると共に、コンデンサ４４を介してアー
スされている。抵抗４２と４３との共通接続点は図示極
性の逆流阻止用ダイオード４５を介して比較回路３７の
出力端子に接続されている。また、比較回路４１の非反
転入力端子は抵抗４６を介して定電圧出力端子ＶＣＣに
接続されると共に、抵抗４７を介してアースされてい
る。比較回路４１の出力端子は、比較回路３７の出力端
子に接続されると共に、抵抗４８を介して非反転入力端
子に接続されている。

【００４０】出力制御回路２３は比較回路４９により構
成されているもので、その比較回路４９の反転入力端子
は比較回路４１の反転入力端子に接続されており、比較
回路４９の非反転入力端子は入力設定部１４の入力比較
回路１８の出力端子に接続されている（図１も参照）。
また、比較回路４９の出力端子は駆動回路２４の入力端
子に接続されている。

【００４１】次に本実施例の作用について図３に示す各
部の電流，電圧の時間変化を示す波形図をも参照して説
明する。まず、インバータ回路１３の発振動作について
説明する。すなわち、後述するオンタイミングＴｏｎで
駆動回路２４から「Ｈ」レベルのゲートオン信号Ｖｊ
（図３（ｊ）参照）が出力されると、ＩＧＢＴ１１はオ
ン動作して加熱コイル８に直流電源回路７の出力電圧Ｖ
ＤＣが印加されるようになる。これにより、加熱コイル
８には、同図（ａ）に示すように、徐々に電流値が増加
するような電流Ｉａが流れるようになる。このとき、Ｉ
ＧＢＴ１１には同図（ｂ）に示す電流Ｉｂ（図１中、Ｉ
ＧＢＴ１１に流れる電流をＩｂ１とし、フライホイール
ダイオード１２に流れる電流をＩｂ２としている）が流
れる。

【００４２】次に、この状態で駆動回路２４から後述す
るオフタイミングＴｏｆｆでゲートオン信号Ｖｊの出力
が「Ｌ」レベルに反転すると（同図（ｊ）参照）、ＩＧ
ＢＴ１１はオフして加熱コイル８から流れ込む電流Ｉａ
を遮断するようになる。ところが、加熱コイル８におい
ては、いま流れていた電流Ｉａが急激にゼロにならず、
その電流Ｉａは共振電流Ｉｃとして共振コンデンサ９に
流れ込むようになる（同図（ｃ）参照）。そして、この
共振電流Ｉｃは、共振コンデンサ９の端子電圧が所定電
圧に達すると、充電電荷が飽和するために逆方向に流す
電流を発生するようになる。

【００４３】このとき、ＩＧＢＴ１１の端子電圧Ｖｄ
は、同図（ｄ）に示すように、加熱コイル８から共振コ
ンデンサ９に流れ込む電流Ｉｃがゼロになる時点Ｔ１で
最高になり、この後、共振コンデンサ９から加熱コイル
８に向けて電流Ｉｃが流れるようになると、ＩＧＢＴ１
１の端子電圧Ｖｄは低下してゆく。そして、ＩＧＢＴ１
１の端子電圧Ｖｄが直流電源回路７の出力電圧ＶＤＣに
等しくなる時点Ｔ２、つまり共振コンデンサ９の両端子
間に印加されている電圧がゼロになる時点で、加熱コイ
ル８に流れ込む電流Ｉｃが負のピーク値となる。

【００４４】続いて、ＩＢＧＴ１１の端子電圧Ｖｄがゼ
ロになる時点Ｔ３になると、共振コンデンサ９から加熱
コイル８に向けてこれ以上電流Ｉｃが流れようとする
と、フライホイールダイオード１２がオンするために、
電流Ｉｃは停止され、代わってフライホイールダイオー
ド１２を介して平滑コンデンサ６側から加熱コイル８に
回生電流Ｉｂ２が流れるようになる。

【００４５】そして、このように回生電流Ｉｂ２が流れ
ている期間中の後述するオンタイミングＴｏｎで、再び
ＩＧＢＴ１１に駆動回路２４からゲートオン信号Ｖｊが
与えられるようになってＩＧＢＴ１１がオン動作され、
加熱コイル８に通電するようになる。以下、上述と同じ
動作が繰り返されるようになり、もって加熱コイル８に
高周波電流が通電されるようになり、鍋Ａに誘導電流を
発生させてその抵抗損失によって加熱動作が行われるよ
うになる。

【００４６】このように、駆動回路２４によりＩＧＢＴ
１１へのゲートオン信号Ｖｊが与えられるようになって
いるので、ＩＧＢＴ１１の端子電圧がほぼゼロのときに
オン動作されるようになり、ＩＧＢＴ１１はオン動作す
るときに、加熱コイル８側から共振コンデンサ９に流れ
込む充電電流が急激にドレイン・ソース間に流れたり、
あるいは、共振コンデンサ９に充電された電荷が加熱コ
イル８側に流れるときにその充電電流が急激に流れるこ
とがなくなり、破壊に至ることがなくなるのである。

【００４７】さて、上述の高周波発振動作において、Ｉ
ＧＢＴ１１に与えるゲートオン信号Ｖｊの出力タイミン
グＴｏｎ，Ｔｏｆｆについて以下に詳述する。すなわ
ち、共振コンデンサ９に流れる電流Ｉｃは変流器２０に
より検出されており、入力電流検出回路１６の抵抗２５
の端子間にはその電流Ｉｃと同位相の検出電圧Ｖｃが得
られる（図３（ｃ）参照）。この検出電圧Ｖｃは移相回
路２８により９０°遅れるように移相され、電圧Ｖｅ
（同図（ｅ）参照）のようになる。

【００４８】つまり、共振コンデンサ９から加熱コイル
８に向かって流れる電流Ｉｃが最大となる時点Ｔ２で
は、電圧Ｖｅが正の値からゼロになり、時刻Ｔ３におい
ては電圧Ｖｅは負のピーク値を呈するようになる。比較
回路３０においては、電圧Ｖｅの出力が正の期間中
「Ｈ」レベルの信号Ｖｆ（同図（ｆ）参照）を出力する
ようになる。したがって、比較回路３０の出力信号Ｖｆ
は、電圧Ｖｅがゼロになる時点Ｔ２で「Ｌ」レベルに転
じるようになる。

【００４９】次に、発振回路２２においては、比較回路
３０から出力される信号Ｖｆを微分回路３６にて微分処
理を行い、続いてその出力信号を比較回路３７にて所定
の基準電圧と比較して信号Ｖｇを出力するようになる
（同図（ｇ）参照）。この場合、微分回路３６は、比較
回路３０からの出力信号Ｖｆが「Ｈ」レベルから「Ｌ」
レベルに変化する時点Ｔ２で負側に変化するパルスを生
じるので、比較回路３７の非反転入力端子への入力信号
のレベルが基準電圧よりも低下するようになって、その
出力信号Ｖｇとして、「Ｈ」レベルの出力状態で時刻Ｔ
２において短時間の「Ｌ」レベルのパルス信号を出力す
るようになる。

【００５０】さて、比較回路３７の出力信号Ｖｇが
「Ｈ」レベルの状態では、コンデンサ４４は抵抗４３，
４２を介した時定数で定電圧出力端子ＶＣＣから充電動
作が行われているので、コンデンサ４４の端子電圧Ｖｈ
は時間の経過と共に徐々に上昇する状態となっている
（同図（ｈ）参照）。比較回路４１の非反転入力端子に
は、定電圧出力端子ＶＣＣの電圧を抵抗４６，４７，４
８よりなる回路で分圧した電圧が印加されており、コン
デンサ４４の端子電圧Ｖｈがその電圧を超えるまでは比
較回路４１は「Ｈ」レベルの信号を出力している。

【００５１】ところが、比較回路３７の出力信号Ｖｇが
「Ｌ」レベルに反転すると、コンデンサ４４の充電電荷
が抵抗４２およびダイオード４５を介して急激に放電さ
れるようになり、このとき比較回路４１の出力端子は
「Ｌ」レベルに反転される。すると、比較回路４１の非
反転入力端子への入力電圧も低くなるので、コンデンサ
４４の端子電圧Ｖｈがそのときの電圧値に低下するまで
放電動作を継続した後、再び充電動作が開始されるよう
になる。

【００５２】この場合、コンデンサ４４の充電の時定数
はコンデンサ４４の容量値と抵抗４２，４３の抵抗値と
により設定され、放電の時定数はコンデンサ４４の容量
値と抵抗４２の抵抗値とにより設定されるので、放電動
作は急速に行われ、充電動作はそれよりも遅い速度で行
われる。そして、以後、比較回路３７から出力される負
のパルス信号の周期で上述の充放電の動作を繰り返すよ
うになり、コンデンサ４４の端子電圧Ｖｈが図３（ｈ）
に示すようなのこぎり歯状の信号として出力されるよう
になる。

【００５３】そして、出力制御回路２３においては、比
較回路４９により、入力設定部１４の入力比較回路１８
から出力される入力設定信号ＶＳのレベルに対して、コ
ンデンサ４４の端子電圧Ｖｈが大きくなるタイミング
（時刻ＴＳ〜ＴＥの間）で「Ｈ」レベルの制御信号Ｖｉ
を出力するようになる（同図（ｉ）参照）。この制御信
号Ｖｉは、駆動回路２４を介してＩＧＢＴ１１に与えら
れるようになるが、このとき、駆動回路２４において
は、駆動信号Ｖｊを生成するときに回路構成上で発生さ
れる所定の遅延時間ΔＴだけ遅れたタイミングで出力さ
れるようになる。したがって、このようにして得られた
駆動信号Ｖｊの立ち上がりタイミングが前述したＩＧＢ
Ｔ１１のオンタイミングＴｏｎとなり、立下りタイミン
グがオフタイミングＴｏｆｆとなるのである。上述の遅
延時間ΔＴの値は、回路定数を変化させることにより、
適宜大きく設定するように調整可能な値である。

【００５４】なお、上述の入力設定部１４にて生成され
る入力設定信号ＶＳは、次のようにして設定される。入
力電流を検出する変流器１５の出力信号は入力電流検出
回路１６に入力され、ここで、商用電源１から直流電源
回路７側に入力される電流のレベルが検出される。ま
た、入力設定回路１７には、加熱コイル８による設定加
熱量に応じたレベルの信号が入力されている。そして、
入力比較回路１８は、入力電流検出回路１６の検出信号
と入力設定回路１７の設定信号とのレベルを比較してそ
れらの差の値に相当する入力設定信号ＶＳを出力するの
である。これにより、入力比較回路１８からは、設定加
熱量に対する実際の加熱量の偏差に相当する入力設定信
号ＶＳが出力制御回路２３に出力されるようになり、常
に、設定加熱量に対応した入力設定信号ＶＳが出力され
るのである。

【００５５】このような本実施例によれば、ＩＧＢＴ１
１のオフ期間中に共振コイル９に流れる共振電流を変流
器２０により検出し、位相検出回路２１により、そのＩ
ＧＢＴ１１を端子電圧Ｖｄが設定値以下であるゼロとな
る時点でオンさせるようにオンタイミングＴｏｎを設定
するようにしたので、ＩＧＢＴ１１のオンタイミングを
共振電流の位相のみに基づいて設定することができ、し
たがって、入力電圧や負荷変動等の急激な変化にも対応
して常にＩＧＢＴ１１のオン動作時点で印加される電圧
を常に最小となるようにすることができるようになる。

【００５６】この結果、直流電源回路７側に雷サージ等
のサージ電圧が重畳された場合でも、そのときの電圧レ
ベルの変動による悪影響を受けることなくオンタイミン
グが設定されるようになり、ＩＧＢＴ１１のオン動作時
の過電圧破壊を防止して確実に発振動作を行わせること
ができるようになる。また、直流電源回路７の出力電圧
ＶＤＣつまりインバータ回路１３の入力電圧が小さい場
合でも、常に正確なオンタイミングを設定できる。さら
に、インバータ回路１３をスロースタートする場合のよ
うにＩＧＢＴ１１のオン期間が短い場合や急な変化をす
る場合でも常に正確なオンタイミングを設定できるよう
になる。

【００５７】そして、本実施例の構成の場合には、ＩＧ
ＢＴ１１のオンタイミングを直流電源回路７の出力電圧
ＶＤＣや、ＩＧＢＴ１１の端子電圧Ｖｄの積分電圧に基
づいて設定する構成ではないので、発振制御部１９の全
体の回路構成を簡単且つ安価なものとすることができ、
しかも、部品のばらつき等による悪影響を低減すること
ができるようになる。

【００５８】また、本実施例によれば、変流器２０の検
出信号に基づいてＩＧＢＴ１１のオンタイミングＴｏｎ
を設定するときに、位相検出回路２１により、共振コン
デンサ９から加熱コイル８に流れる共振電流が最大とな
る位相つまり、共振電流Ｉｃの負のピーク値の位相を検
出する構成とし、さらに、その負のピーク値の位相を移
相回路２８を用いて９０°移相した信号のゼロクロス位
相を検出することにより得るように構成し、そのゼロク
ロス位相の検出時点Ｔ２に基づいて所定の遅延時間を存
してオンタイミングＴｏｎを設定するようにしたので、
簡単な構成としながら、ＩＧＢＴ１１のオンタイミング
を確実に設定することができるようになる。

【００５９】図４は本発明の第２の実施例を示すもの
で、以下、第１の実施例と異なる部分について説明す
る。すなわち、本実施例においては、共振回路１０を構
成する共振コンデンサ９は、その両端子が加熱コイル８
と平滑コンデンサ６との直列回路に接続されており、そ
の共振コンデンサ９には検出用コンデンサ５０および検
出用抵抗５１の直列回路が並列に接続されている。

【００６０】この場合、検出用コンデンサ５０の容量
は、共振コンデンサ９の容量に比して非常に小さい値に
設定されており、また、検出用抵抗５１の抵抗値は共振
コンデンサ９のインピーダンスに比して非常に小さい値
に設定されている。したがって、検出用コンデンサ５０
に分流される共振電流は共振コンデンサ９に流れる共振
電流Ｉｃに比べて非常に小さくなり、その検出用コンデ
ンサ５０に分流された共振電流を検出用抵抗５１に発生
する端子電圧から検出するようになっている。

【００６１】上記構成によれば、共振回路１０の共振コ
ンデンサ９が、第１の実施例における共振コンデンサ９
に対して平滑コンデンサ６を含んで加熱コイル８に並列
に接続された構成となっているが、ＩＧＢＴ１１のオン
動作により発生する共振電流Ｉｃは商用電源１の周波数
に比べて非常に周波数の高い高周波電流であるから、交
流回路的にみると直流電源回路７の平滑コンデンサ６を
短絡しているものと見なせるので、発振動作としては第
１の実施例と全く同様にして動作することがわかる。

【００６２】そして、本実施例によれば、その共振コン
デンサ９を流れる共振電流Ｉｃを、検出用コンデンサ５
０に分流される同位相の小さい共振電流を電圧信号とし
て検出することができるので、第１の実施例に比べてさ
らに簡単且つ安価な構成とすることができる。

【００６３】なお、上述の構成の場合、検出用抵抗５１
により共振電流の位相をより正確に検出するために、そ
の抵抗値Ｒ51を、位相検出回路２１の移相回路２８に使
用している抵抗２５の抵抗値Ｒ25に対して非常に小さい
値となるように設定すると共に（Ｒ51＜＜Ｒ25）、同じ
く移相回路２８のコンデンサ２７のインピーダンスＸ27
（＝１／（ωＣ25））を抵抗２５の抵抗値Ｒ25より十分
に小さい値となるように設定すれば（Ｘ27＜＜Ｒ25）、
それらの値のばらつきによる位相検出誤差を小さくする
ことができるようになる。

【００６４】また、検出用コンデンサ５０のインピーダ
ンスＸ50と検出用抵抗５１の抵抗値Ｒ51との比の値Ｐ50
（＝Ｘ50／Ｒ51）を、移相回路２８のコンデンサ２７の
インピーダンスＸ27と抵抗２６の抵抗値Ｒ26との比の値
Ｐ28（＝Ｘ27／Ｒ26）とを同じ値となるように設定する
と（Ｐ50＝Ｐ28）、両者の間のインピーダンス整合がと
れるので、共振電流Ｉｃの正確な位相を検出することが
できるようになる。

【００６５】図５は本発明の第３の実施例を示すもの
で、以下、第１および第２の実施例と異なる部分につい
て説明する。すなわち、検出用コンデンサ５０および検
出用抵抗５１の接続態様は第２の実施例と同様の構成と
し、共振回路１０を第１の実施例と同じように加熱コイ
ル８に並列に接続する構成としたものである。

【００６６】そして、このような構成とした本実施例に
よっても、共振電流Ｉｃの検出過程においては、平滑コ
ンデンサ６を交流回路的にみて短絡状態にあるとみなす
ことができることにより、第２の実施例と同様にして共
振電流を検出することができるようになる。また、この
ように、共振回路１０が構成されている場合に、その共
振電流を検出用コンデンサ５０と検出用抵抗５１との直
列回路を、共振コンデンサ９に並列に接続するのではな
く、平滑コンデンサ６を介して接続しているのは、次の
理由による。

【００６７】すなわち、検出用コンデンサ５０と検出用
抵抗５１との直列回路を共振コンデンサ９に並列に接続
して共振電流を分流する構成とした場合には、その検出
用抵抗５１の端子電圧は直流電源回路７の出力電圧ＶＤ
Ｃとの差の電圧値として得られることになるが、位相検
出回路２１においては、本実施例の構成と異なり、アー
ス電位を基準とした電圧検出を行う構成とすることがで
きず、直流電源回路７の出力電圧ＶＤＣも検出してそれ
らの差の電圧を検出する構成とする必要があり、全体と
して回路構成が複雑になってしまうからである。

【００６８】換言すれば、共振回路１０をこのように構
成している場合でも、検出用コンデンサ５０と検出用抵
抗５１との直列回路を共振コンデンサ９に並列に接続す
る必要がなく、アースレベルを基準とした検出回路構成
とすることができ、検出回路の構成を簡単な構成とする
ことができるのである。

【００６９】図６は本発明の第４の実施例を示すもの
で、第３の実施例と異なるところは、検出用抵抗５１に
代えて検出用コンデンサ５０に流れる電流を検出する変
流器５２を設けたところである。これにより、第３の実
施例と同様にして共振電流を正確に検出できると共に、
共振コンデンサ９を流れる共振電流を直接検出する構成
の第１の実施例と異なり、変流器５２の電流容量を検出
用コンデンサ５０により分流された低いレベルの共振電
流を検出可能な程度とすることができ、安価な構成とす
ることができるものである。

【００７０】本発明は、上記実施例に限定されるもので
はなく、以下のように変形あるいは拡張することができ
る。スイッチング素子は、ＩＧＢＴ１１以外に、ＦＥＴ
やバイポーラトランジスタなどを用いる構成としても良
い。誘導加熱用のインバータ装置以外に、例えば電子レ
ンジのインバータ装置や、スイッチングレギュレータ等
のインバータ装置にも適用できる。移相回路は必要に応
じて適宜設けることができる。直流電源回路７の平滑回
路は、チョークコイル４に代えて抵抗を用いる構成とす
ることもできる。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のインバー
タ装置によれば以下のような効果を得ることができる。
すなわち、請求項１記載のインバータ装置によれば、共
振電流位相検出手段によりスイッチング素子のオフ時に
前記共振コンデンサに流れる共振電流の変化を検出する
と共に、移相回路により、共振コンデンサから共振コイ
ルに向けて流れる共振電流の最大値を呈するときの位相
を、共振電流位相検出手段の検出信号を移相してゼロク
ロス位相で検出し、オンタイミング設定手段により共振
電流位相検出手段の検出出力に基づいて前記スイッチン
グ素子のオフ時の端子間電圧が設定値以下となる期間内
において前記スイッチング素子のオンタイミングを設定
するようにしたので、スイッチング素子を、毎回共振電
流に基づいた端子間電圧が最小となるオンタイミングで
オン動作させることができるようになり、例えば、直流
電源にサージ電圧が印加された場合でも、オン時に過電
圧が印加されることがなくなって、スイッチング素子が
破壊に至る虞がなく、確実に動作状態を保持させること
ができる。また、直流電源を交流電源を整流平滑して生
成する場合に、その出力電圧が交流電源の周波数に応じ
て低くなる場合でも、あるいは、設定周波数に応じたス
イッチング素子のオン時間が非常に短く設定される場合
でも、スイッチング素子に印加される電圧を常に最小に
設定した状態でオン動作させることができるという優れ
た効果を奏する。

【００７２】請求項２記載のインバータ装置によれば、
検出用コンデンサを共振コンデンサに並列に接続し、共
振電流位相検出手段により、共振コンデンサの共振電流
を検出用コンデンサに分流してその電流の変化を検出す
るので、共振コンデンサに流れる電流よりも小さい電流
を検出する構成とするこができ、検出用コンデンサを流
れる共振電流を検出するための電流検出手段を小電流容
量のものとした構成とすることができるという優れた効
果を奏する。

【００７３】請求項３記載のインバータ装置によれば、
検出用コンデンサに直列に検出用抵抗を接続し、共振コ
ンデンサを流れる共振電流を検出用抵抗の端子電圧に基
づいて検出する構成としたので、簡単な構成で共振電流
の変化を検出することができ、その場合に、検出用抵抗
を、分流される電流が共振コンデンサの共振電流と位相
がずれない程度の抵抗値を設定することで共振電流の位
相を支障なく検出することができるという優れた効果を
奏する。

【００７４】請求項４記載のインバータ装置によれば、
検出用コンデンサを直流電源回路の平滑コンデンサを含
んだ状態で接続した場合でも、平滑コンデンサが交流的
に短絡されているのと同等と見なせるので、検出用コン
デンサにより共振電流を検出することができ、これによ
り、例えば、共振コンデンサの端子間に接続する場合に
比べて、一端側をアースする構成とすることができるよ
うになるので、共振電流の位相を検出するための電気的
構成を簡単なものとすることができるという優れた効果
を奏する。

【００７５】請求項５記載のインバータ装置によれば、
共振電流位相検出手段において、共振コンデンサを流れ
る共振電流を変流器により検出するようにしたので、小
容量の変流器を用いる簡単な構成としながらスイッチン
グ素子に過電圧が印加されないようなオンタイミングを
設定することができるという優れた効果を奏する。

【００７６】

【００７７】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す全体の電気的構成
図

【図２】インバータ発振制御回路の電気的構成図

【図３】各部の電流および電圧の時間的推移を説明する
ための図

【図４】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図５】本発明の第３の実施例を示す図１相当図

【図６】本発明の第４の実施例を示す図１相当図

【符号の説明】

１は商用電源、２は入力コンデンサ、３は全波整流回
路、４はチョークコイル、５ａ，５ｂは直流電源ライ
ン、６は平滑コンデンサ、７は直流電源回路、８は加熱
コイル（共振コイル）、９は共振コンデンサ、１０は共
振回路、１１はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、１２は
フライホイールダイオード（整流素子）、１３はインバ
ータ回路、１４は入力設定部、１５は変流器、１６は入
力電流検出回路、１７は入力設定回路、１８は入力比較
回路、１９は発振制御部（発振制御手段）、２０は変流
器（共振電流位相検出手段）、２１は位相検出回路（オ
ンタイミング設定手段）、２２は発振回路、２３は出力
制御回路、２４は駆動回路、２８は移相回路、３０，３
７，４１，４９は比較回路、３６は微分回路、５０は検
出用コンデンサ、５１は検出用抵抗、５２は変流器であ
る。

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 出力段に平滑コンデンサが接続された直
   流電源回路と、 この直流電源回路の直流出力を高周波電力に変換するよ
   うに設けられ、共振コイルと、この共振コイルと共に共
   振回路をなす共振コンデンサと、前記直流電源回路の出
   力端子間に前記共振コイルを直列に介して接続されたス
   イッチング素子と、このスイッチング素子に逆並列接続
   された整流素子とを備えたインバータ回路と、 前記スイッチング素子のオフ時に前記共振コンデンサに
   流れる共振電流の変化を検出する共振電流位相検出手段
   と、 この共振電流位相検出手段の検出出力を入力し、共振コ
   ンデンサから共振コイルに流れる共振電流の最大値を呈
   するときの位相がゼロクロス位相となる出力信号を生成
   する移相回路と、 この移相回路の出力信号のゼロクロス位相の検出時点に
   基づいて得られる前記スイッチング素子のオフ時の端子
   間電圧がほぼゼロとなる期間内に設定する前記スイッチ
   ング素子のオンタイミングであって前記スイッチング素
   子を実際にオンさせるタイミングに対して回路構成上で
   発生する遅延時間（ΔＴ）だけ遅れることを考慮したタ
   イミングを設定するオンタイミング設定手段とを具備し
   たことを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 共振電流位相検出手段は、 共振コンデンサに流れる共振電流を分流する検出用コン
   デンサを備え、 前記検出用コンデンサの電流の変化を検出することによ
   り前記共振コンデンサの共振電流の変化を検出するよう
   に構成されていることを特徴とする請求項１記載のイン
   バータ装置。
3. 【請求項３】 共振電流位相検出手段は、 検出用コンデンサの電流の変化を検出する検出用抵抗を
   備え、 前記検出用抵抗の端子電圧に基づいて共振コンデンサの
   共振電流の変化を検出することを特徴とする請求項２記
   載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 共振回路は、共振コイルに共振コンデン
   サを並列に接続した状態に形成され、 検出用コンデンサは、直流電源回路の平滑コンデンサを
   介した状態で共振コンデンサの共振電流の変化を検出す
   るように設けられていることを特徴とする請求項２また
   は３記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 共振電流位相検出手段は、 共振コンデンサの共振電流を検出する変流器を備え、 この変流器の検出出力に基づいて前記共振電流の変化を
   検出することを特徴とする請求項１，２または４のいず
   れかに記載のインバータ装置。