JP3439883B2

JP3439883B2 - オーディオ増幅回路

Info

Publication number: JP3439883B2
Application number: JP14119095A
Authority: JP
Inventors: 裕之船橋; 伊知郎横溝
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1995-05-16
Filing date: 1995-05-16
Publication date: 2003-08-25
Anticipated expiration: 2018-08-25
Also published as: JPH08316758A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ増幅回路
に関し、詳しくは、乾電池１本乃至２本で駆動されるよ
うなポータブル磁気テーププレーヤやポータブルＣＤプ
レーヤなどの携帯用音響機器において、ブーストアンプ
等の回路を削除しても低域や高域の音質の強調が選択で
き、しかも音質を向上させることができるような携帯用
の音響機器に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のヘッドホーンステレオやＤＣＣ、
ＤＡＴなどのポータブル磁気テーププレーヤやＭＤ、Ｃ
Ｄなどのポータブルディスクプレーヤでは、乾電池で駆
動され、その本数は、１本から２本程度である。したが
って、オーディオ回路の電源電圧は、１．２Ｖあるいは
２．４Ｖ程度でしかない。しかも、多くの場合ステレオ
機能を備えていて、その出力段の回路は、２系統になっ
ている。このようなポータブル形の音響機器では、最
近、低域ブーストアンプを備えていて、低域が強調でき
るようになっている。しかも、駆動電源を電池１本とす
るような要請が強く、長時間演奏を実現する要請も多
い。

【０００３】図５は、電池で駆動されるこの種のステレ
オオーディオ装置のオーディオ増幅回路２０を中心とす
る一例であって、出力回路１０は、左右の音を再生する
ためにオペアンプ（ＯＰ）で構成される左側に対応する
出力アンプ１１（Ｌ側）とオペアンプで構成される右側
に対応する出力アンプ１２（Ｒ側）、そして、ほぼＶcc
／２の基準電圧を発生する仮想接地状態を作り出すボル
テージフォロアのセンターアンプ１３とで構成されてい
る。なお、これらのアンプは、通常、オーディオ帯域で
は、ほぼフラットな増幅特性になっている。Ｌ側のアン
プ１１は、ボリューム１４を介して差動アンプで構成さ
れる低域ミックスアンプ１５からの出力信号を受ける。
同様に、Ｒ側のアンプ１２は、ボリューム１６を介して
差動アンプで構成される低域ミックスアンプ１７からの
信号を受ける。

【０００４】各低域ミックスアンプ１５，１７は、それ
ぞれＬ側，Ｒ側のプリアンプ１８，１９から、再生され
たオーディオ信号を（＋）入力側に受けるとともに、バ
スブーストアンプ２１から出力をバッファアンプ１５
ａ，１７ａを介して（−）入力側に受ける。バスブース
トアンプ２１は、プリアンプ１８，１９からのＬ側とＲ
側の両チャネルのＬ＋Ｒ信号を抵抗，コンデンサ（Ｒ
Ｃ）からなる低域フィルタ２２を通して受けてＬ＋Ｒの
低域成分を増幅して出力する。そこで、低域ミックスア
ンプ１５，１７の低域での増幅率がバスブーストアンプ
２１の出力に応じて大きくなる。Ｃ1，Ｃ2，Ｃ3，Ｃ4
は、それぞれカップリングコンデンサであり、２３，２
４は、それぞれ出力段のアンプ１０に接続された左右の
ヘッドホーンである。なお、電源としての乾電池は省略
してある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、通常、回路
規模と電源電圧に余裕あるいは制限がない、コンポーネ
ントステレオなどのオーディオ装置に比べて低電圧駆動
となるポータブル音響装置は音質が犠牲になり、それが
落ちるものとして許容されてきたが、最近では、多機能
化とともに、高音質化の傾向にある。しかし、低電圧駆
動での高音質の要求は、一般のオーディオ装置に比べて
厳しい。このような観点から前記の回路をみると、バス
ブーストアンプがＬ＋Ｒ信号を受けて低域の増幅率を大
きくする関係で、バスブースト時に左右のセパレーショ
ンが悪くなる欠点がある。また、低域成分を特別なアン
プで増幅する分ノイズが多くなる欠点がある。

【０００６】このようなことを回避するために、左右を
独立の系にすることも考えられるが、ポータブルオーデ
ィオ機器では、消費電力が増加するとともに回路規模の
増加をまねき、好ましくない。しかも、左右にそれぞれ
低域ミックスアンプが挿入される分だけ入力から出力ま
での増幅回路のパスが長くなり、ノイズが増加すること
になる。この発明の目的は、このような従来技術の問題
点を解決するものであって、ブーストアンプ等の回路を
削除しても低域や高域の音質を強調が選択でき、しかも
音質を向上することができるオーディオ増幅回路を提供
することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
のこの発明のオーディオ増幅回路の特徴は、負荷を共通
にし共通に入力信号を受けてそれぞれに電流源を有する
第１および第２の差動アンプと、負荷から取り出される
電圧信号あるいはこれに応じた信号を第１の差動アンプ
に実質的にフラットな周波数特性で負帰還させる第１の
負帰還回路と、電圧信号を前記第２の差動アンプに負帰
還させる低域成分の帰還量を低減するフィルタ特性を持
つ第２の負帰還回路と、第２の差動アンプの電流源の電
流値をＯＮ／ＯＦＦするスイッチ回路とを備えていて、
第１の負帰還回路の帰還率が第２の負帰還回路の帰還率
よりも大きく設定され、スイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦが
外部からの操作に応じて選択されるものである。

【０００８】

【作用】このように２つの差動アンプの負荷を共通にし
て出力を取り出し、少なくとも一方のアンプには低域成
分の帰還量を低減するフィルタ特性を持たせてそれぞれ
のアンプに出力を帰還させる。さらに、フラット側のア
ンプの帰還量をフィルタ特性を持たせた側の帰還率より
大きく設定する。このようにすることで、中域の周波数
特性においては、フラットに設定した側の特性が優先的
に現れて、中域にフラットな特性を含む低域成分だけ
が、強調された低域増強状態の特性が得られる。そこ
で、フィルタ特性で帰還する側のアンプの動作を１つの
スイッチのＯＮ／ＯＦＦで選択することで、専用のブー
ストアンプを用いなくても、ほぼ同等のブースト状態を
実現できる。さらに、複数のスイッチを設けて、フィル
タ特性を持ったアンプを単独で動作させるようにすれ
ば、単独動作と前記の組合わせ動作との選択により、フ
ラットから低域あるいは高域強調まで、段階的な特性を
得ることが容易にできる。

【０００９】

【実施例】図１は、この発明のオーディオ増幅回路を適
用した一実施例の回路図であり、図２は、その調整され
る周波数特性の説明図、図３は、この発明の他の一実施
例の回路図、図４は、電流源と周波数特性選択スイッチ
の関係の具体例の説明図である。３０は、オーディオ増
幅回路であって、９は、その出力回路である。１は、出
力回路９の入力段のイコライザ回路部であり、カレント
ミラー回路２のアクティブ負荷を共通に有する第１，第
２の差動アンプ３，４と、この共通の負荷から出力を取
り出すアンプ５、アンプ５の出力端子８ａに発生する出
力をそれぞれの差動アンプ３，４へと負帰還させる帰還
率の相違する負帰還回路６，７とで構成されている。そ
して、第１，第２の差動アンプ３，４のトランジスタＱ
1，Ｑ3のベースは、共通に入力端子８ｂに接続され、ア
ンプ５の出力は、出力端子８ａを経て電力出力段アンプ
９ａに入力される。

【００１０】第１の差動アンプ３は、差動トランジスタ
Ｑ1，Ｑ2の共通エミッタがスイッチ回路３ａを介して電
流源３ｂに接続されて接地され、さらに、共通エミッタ
がスイッチ回路３ｃを介して定電流源３ｄに接続されて
接地されいる。第２の差動アンプ４は、差動トランジス
タＱ3，Ｑ4の共通エミッタがスイッチ回路４ａを介して
電流源４ｂに接続されて接地されている。そして、スイ
ッチ回路３ａ，４ａは、スイッチ回路３ａがＯＮしたと
きには、スイッチ回路４ａはＯＦＦし、スイッチ回路３
ａがＯＦＦしたときには、スイッチ回路４ａはＯＮする
連動関係にある。ここで、第１の差動アンプ３は、トラ
ンジスタＱ1，Ｑ2とその定電流源３ｂ，電流源３ｄとで
構成され、カレントミラー２のトランジスタＱ5，Ｑ6を
それぞれのコレクタ側に負荷として有している。第２の
差動アンプ４は、トランジスタＱ3，Ｑ4とその電流源４
ｂとで構成され、前記のカレントミラー回路２のトラン
ジスタＱ5，Ｑ6をそれぞれのコレクタ側に負荷として有
している。

【００１１】出力端子８ａには、さらに最大振幅検出回
路２５が接続されていて、その検出信号が電流源３ｄ，
４ｂに加えられる。最大振幅検出回路２５は、出力端子
８ａと接地間に順方向で接続されたダイオードＤ25とコ
ンデンサＣ25と抵抗Ｒ25とからなる。その検出信号は、
ダイオードＤ25を導通させるに十分な電圧が出力端子８
ａに発生したときに、これがＯＮしてコンデンサＣ25に
所定の電荷が蓄積されることによる。そして、コンデン
サＣ25の電荷は、抵抗Ｒ25とコンデンサＣ25との容量で
決定される一定の時定数τで放電される。なお、図１の
回路は、左右（Ｒ，Ｌ）の１チャネルだけを示している
が、いずれのチャネルも同じ回路になるので他方は省略
してある。

【００１２】負帰還回路６は、出力端子８ａの電圧を分
圧する直列接続の抵抗Ｒ1，Ｒ2からなる回路であって、
その分圧点の電圧がトランジスタＱ2のベースに帰還さ
れる。負帰還回路７は、出力端子８ａの電圧を分圧する
抵抗Ｒ3とＣＲのフィルタ回路７ａとからなる直列回路
と、ＣＲのフィルタ回路７ａに並列に接続されたＣＲフ
ィルタ７ｂ、そして抵抗Ｒ3に並列に接続されたＣＲフ
ィルタ７ｃとにより構成されていて、抵抗Ｒ3とＣＲの
フィルタ回路７ａとによる分圧点がトランジスタＱ4の
ベースに接続されて、その分圧電圧が帰還される。ここ
で、負帰還回路７の帰還率は、負帰還回路６の帰還率よ
りも低くなるように各抵抗値やコンデンサの容量が選択
されている。

【００１３】ＣＲのフィルタ回路７ａとＣＲフィルタ７
ｃは、低域ゲインを設定するフィルタであって、ＣＲの
フィルタ回路７ａは、抵抗Ｒ4と電解コンデンサＣ1との
直列回路からなる。また、ＣＲフィルタ回路７ｃは、抵
抗Ｒ6とコンデンサＣ3との直列回路からなり、ＣＲフィ
ルタ７ｂは、高域ゲインを設定するフィルタであって、
抵抗Ｒ5とコンデンサＣ2との直列回路からなる。電流源
３ｄ，４ｂは、それぞれ最大振幅検出回路２５からのＤ
Ｃ電圧信号が発生した場合を除いて、その電流値が所定
値に設定されている。この所定値は、スイッチ回路３
ａ，３ｃがＯＦＦで、スイッチ回路４ａがＯＮしている
ときに（図示の状態）、差動アンプ４のみが動作して、
これによる増幅率の周波数特性が図２の特性のうちのｄ
mになるように電流源４ｂの電流値が選択されている。
そして、スイッチ回路３ａがＯＦＦで、スイッチ回路３
ｃとスイッチ回路４ａがＯＮしているときに、差動アン
プ３，４がともに動作して、これによる増幅率の周波数
特性が図２の特性のうちの特性ｄoと特性ｄmとの間の特
性、例えば、ｄ1が選択されるように電流源３ｄの電流
値が設定されている。さらに、スイッチ回路４ａがＯＦ
Ｆで、スイッチ回路３ａがＯＮしているときには、図２
の特性のうちのｄoが選択されるように定電流源３ｂの
定電流値が選択されている。

【００１４】スイッチ回路４ａがＯＮのとき、スイッチ
回路３ａと３ｃのＯＮ／ＯＦＦに応じて周波数特性が選
択される。すなわち、スイッチ回路３ａと３ｃがともに
ＯＦＦしていれば、図２の特性ｄmの周波数特性が選択
されて低音域と高音域とが最大限にしてブーストされ
る。さらに、スイッチ回路３ａがＯＦＦしていてスイッ
チ回路３ｃがＯＮされたときには、図２の特性のうちの
特性ｄoと特性ｄmとの間の特性ｄ1になり、低音部と高
音部とが適度にブーストされた周波数特性になり、スイ
ッチ回路３ｃがＯＦＦで、スイッチ回路３ａがＯＮされ
たときには、図２の特性のうちのｄ2が選択されて低音
域と高音域とが多少ブーストされた周波数特性になる。

【００１５】このような周波数特性が得られるイコライ
ザ回路部１の動作について説明すると、前記のように、
カレントミラー負荷２を共通としたアンプを持つイコラ
イザ回路部１にあっては、同じ出力端子８ａ側からそれ
ぞれの差動アンプ３，４へ電圧帰還させた場合に、第１
の差動アンプ３への帰還量は、出力電圧に対して抵抗Ｒ
１，抵抗Ｒ２の抵抗値の比で決定され、この差動アンプ
３とアンプ５の増幅率は、その開ループゲインをＡとす
ると、ゲインＧ＝Ａ／（１−Ａβ）≒（Ｒ１／Ｒ２）＋
１，ただし、β＝Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）になる。また、
第２の差動アンプ３への帰還量は、出力電圧に対して抵
抗Ｒ３と各ＣＲフィルタ７ｃとの並列回路インピーダン
スＺ１とＣＲのフィルタ回路７ａ，７ｂの並列回路の周
波数に応じたインピーダンスＺ２の比で決定され、この
差動アンプ４とアンプ５の増幅率は、その開ループゲイ
ンをＡとすると、ゲインＧ＝Ａ１／（１−Ａβ）≒｛Ｒ
３‖（Ｒ６＋１／ωＣ３）｝／Ｒ４＋１，ただし、β＝
Ｚ１／（Ｚ１＋Ｚ２）であり、Ｒ３‖（Ｒ６＋１／ωＣ
３）は、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ３の直列
回路のインピーダンスとによる並列抵抗値である。

【００１６】そこで、まず、差動アンプ３とアンプ５か
らなるアンプの入力信号に対する増幅特性について考え
てみると、帰還回路６は、抵抗Ｒ1，Ｒ2による帰還であ
るので、その周波数特性は、ゲインＧ≒（Ｒ1／Ｒ2）＋
１によるフラットな特性になる。その結果、このアンプ
により図２の特性ｄoが得られる。次に差動アンプ４と
アンプ５からなるアンプの入力信号に対する増幅特性に
ついて考えてみると、帰還回路７は、周波数特性を持
ち、入力信号の低域成分のうち、電解コンデンサＣ1の
抵抗値が無視できるような周波数帯域では、抵抗Ｒ3と
抵抗Ｒ4とにより決定される一番低い帰還率になって、
このアンプのゲインは、最大ゲインＧ≒（Ｒ3／Ｒ4）＋
１となる。周波数成分が周波数がこれより高くなるにつ
れて電解コンデンサＣ1の抵抗値が増加して抵抗Ｒ4と電
解コンデンサＣ1との直列回路の抵抗値により帰還電圧
が高くなり、このアンプのゲインＧが低下していく。入
力信号のうちその周波数成分の周波数がある程度高い中
域になると、電解コンデンサＣ1の抵抗値が増加し、さ
らに、ＣＲフィルタ７ｃの抵抗Ｒ6とコンデンサＣ3との
直列回路の抵抗値が減少して帰還電圧が増加する。そこ
で、このアンプのゲインは、ゲインＧ≒（Ｒ6／Ｒ4）＋
１となる。ただし、Ｒ6＜Ｒ3とする。一方、入力信号の
うち高域成分の周波数に対しては、抵抗Ｒ5とコンデン
サＣ2との直列回路の抵抗値が抵抗Ｒ4に並列に加わり、
これにより帰還電圧値がある程度制限されて高域のゲイ
ンも低く抑えられ、このアンプのゲインは、ゲインＧ≒
（Ｒ6／Ｒ4‖Ｒ5）＋１となる。そこで、電流源４ｂの
電流値を図２の特性ｄmが得られる電流値付近に設定す
る。

【００１７】さて、ここでは、アンプ５が差動アンプ
３，４の共通のカレントミラー２の負荷を介して入力信
号を受けて共通のアンプ５で入力信号を増幅するように
なっていてそれぞれの出力の和が出力電圧となる。この
ような状態のときには、動作電流が同じときには、出力
に接続された帰還回路のうちの帰還量の大きい回路の増
幅器の動作が優先される。その理由は、ワイヤドＯＲ出
力のときには、同じ出力電圧に対して帰還量の大きい方
が前記の式から増幅率の低下作用が大きくなり、それに
より出力が低下して帰還量の増加に応じてさらにアンプ
の増幅率が低下し、その低下した出力電圧に対してより
帰還量の大きい帰還回路が他のアンプの帰還よりも大き
く作用して再び帰還が行われるので、全体の増幅特性と
しては大きい帰還回路に設定されたアンプの側の特性が
他のアンプの帰還量に対する比率に応じた分だけ優先的
にその増幅特性に現れてくることになる。そこで、２つ
のアンプの帰還量と各電流源の電流値とを選択すること
でそれぞれの特性とそれぞれを所定の比率で組み合わせ
た特性を得ることが可能になる。これにより、図２に示
すように、周波数の特性選択に応じて中域部分を拡大し
てフラットな特性ｄ1，ｄ2を得る。

【００１８】すなわち、ここでは、負帰還回路６，７の
周波数特性の相違により差動アンプ３と差動アンプ４と
は周波数特性が相違していて、一方は、フラットな特性
であり、他方は低域と高域のゲインが高い周波数特性に
なっている。そこで、アンプ全体の周波数特性として
は、それぞれの帰還量に応じて差動アンプ３と差動アン
プ４との特性を合成した特性を得ることができる。負帰
還回路７の帰還率は負帰還回路６の帰還率よりもあらか
じめ低く設定してあるので、特に、中域の特性は、帰還
量の大きい差動アンプ３のフラットな特性になるように
してある。これにより音質強調が少ない状態での中域の
フラット特性の範囲を拡大している。そして、それぞれ
の実際の帰還量は、それぞれの差動アンプ３，４の動作
電流により決定される。

【００１９】各アンプの動作電流は、電流源３ｂ，３
ｄ，４ｂの値により決定され、これにより特性が選択で
きる。これら電流源３ｂ，４ｂが同じ動作電流に設定さ
れているときには、差動アンプ３の特性が優先してこの
イコライザ回路部１の特性は、図２に示すように、中域
のフラット部分が周波数強調の増加に応じて徐々に少な
くなる。また、電流源３ｂのみが動作して電流源４ｂの
電流が遮断されたときには、図２のｄoに示すような完
全なフラット特性になる。逆に、電流源３ｂよりも電流
源４ｂの電流が大きくなり、差動アンプ４側の帰還電圧
が差動アンプ３の帰還電圧より大きくなったときには差
動アンプ４側の特性が優先してくる。そのときには、各
ＣＲフィルタ７ａ，７ｂ，７ｃにより決定されるような
周波数特性を示す。このようなときには、電流源４ｂに
設定される動作電流に応じて図２のｄ1，ｄ2，…，ｄm
までの連続的に変化する周波数特性が得られる。

【００２０】そこで、スイッチ回路３ａのみがＯＮして
いて他のスイッチ回路がＯＦＦしているときには、イコ
ライザ回路部１のアンプは、ゲインＧ≒（Ｒ1／Ｒ2）＋
１のフラットな周波数特性の増幅器になっている。そし
て、スイッチ回路４ａのみがＯＮしているときには、低
域のゲインは、Ｇ≒（Ｒ3／Ｒ4）＋１、中域のゲイン
は、ゲインＧ≒（Ｒ6／Ｒ4）＋１、そして高域のゲイン
は、ゲインＧ≒（Ｒ6／Ｒ4‖Ｒ5）＋１になる。そし
て、スイッチ回路３ａのＯＮあるいはスイッチ回路４ａ
のＯＮとスイッチ回路３ａのＯＮ／ＯＦＦとの組合わせ
により前記のゲインの中間の値が選択される。

【００２１】ところで、電流源３ｄ，４ｂは、それぞれ
最大振幅検出回路２５からのＤＣ電圧信号が発生した場
合には、各電流源の電流値が設定された値よりも小さな
値になるように制限する。これにより出力波形が飽和す
るのを防止する。特に、低域や高域のブースト時に出力
波形がクリップされて歪むのを防止することができる。
したがって、前記のＤＣ電圧信号は、周波数特性ｄo，
ｄ2が選択されている状態で最大振幅時に出力波形に歪
みが発生しない電流値に電流源３ｄ，４ｂの電流値を強
制的に設定するものである。

【００２２】図３は、差動アンプ３を差動アンプ４と同
様な構成の差動アンプ４０にしたものであって、それぞ
れのアンプにはカレントミラー２が独立に設けられてい
て、その出力が出力端子８ａに共通に接続されている。
これは、それぞれのアンプ４，４０の周波数特性に応じ
てアンプ全体の周波数特性を大きく変化させるものであ
る。なお、差動アンプ４０の各ＣＲフィルタ７ａ’，７
ｂ’，７ｃ’は、ＣＲフィルタ７ａ，７ｂ，７ｃとは周
波数特性が異なるものである。これらの差動アンプ４と
差動アンプ４ｂの電流源４ａ，４０ａの動作電流が実質
的に等しく設定されているときには、アンプ４，４０の
周波数特性の組み合わせた周波数特性が得られる。差動
アンプ４の動作電流を増加させ、差動アンプ４０の動作
電流を減少させれば、差動アンプ４の周波数特性を強調
することができる。また、差動アンプ４の動作電流を減
少させ、差動アンプ４０の動作電流を増加させれば、差
動アンプ４０の周波数特性を強調することができる。

【００２３】図４は、差動増幅回路の下側に前記の周波
数特性選択の各スイッチ回路と定電流源とを設けない具
体的な回路の説明図である。電流源３ｂ，４ｂの電流値
は、電流源２６，２７，２８（２８’）とスイッチ回路
３ａ，３ｃ，４ａにより選択される。なお、２９，３０
は、選択された電流源２６，２７，２８により設定され
る動作電流値を電流源３ｄ（３ｂ），４ｂに設定する動
作電流値設定回路である。図中、ＮＯＲは、フラットな
周波数特性を選択するノーマル状態を示し、ＢＢは、低
域および高域をブーストする状態を示している。

【００２４】以上説明してきたが、この実施例のイコラ
イザ回路部をＩＣ化した場合には、低域フィルタを構成
するコンデンサＣ1あるいは抵抗Ｒ4とコンデンサＣ1の
直列回路が外付けされることになる。他のコンデンサあ
るいは抵抗は、ＩＣ化可能な容量である。しかも、従来
のような低域専用のブーストアンプが不要であり、回路
規模が小さくなる。また、実施例では、スイッチ回路を
３個用いているが、スイッチ回路４ａのみとし、スイッ
チ回路３ｃと電流源３ｄとを削除して定電流源３ｂをス
イッチ回路３ａを介すことなしに、差動アンプ３の共通
エミッタに直接接続すれば、スイッチ回路１つで、差動
アンプ３のみの動作によるフラットな特性と、差動アン
プ３，４の動作による低域、高域増強特性とを選択する
ことができる。ところで、これらのスイッチ回路は、説
明の都合上、電流源と差動アンプの共通エミッタとの間
に挿入しているが、これらのスイッチ回路は、図４の実
施例で示すように、各電流源の電流値をＯＮ／ＯＦＦす
るためのものであるので、このような目的で設ける限
り、どのような形で設けられていてもよい。

【００２５】

【発明の効果】以上の説明から理解できるように、この
発明にあっては、２つの差動アンプの負荷を共通にして
出力を取り出し、少なくとも一方のアンプには低域成分
の帰還量を低減するフィルタ特性を持たせてそれぞれの
アンプに出力を帰還させ、さらに、フラット側のアンプ
の帰還量をフィルタ特性を持たせた側の帰還率より大き
く設定するようにしているので、中域の周波数特性にお
いては、フラットに設定した側の特性が優先的に現れ
て、中域にフラットな特性を含む低域成分だけが、強調
された低域増強状態の特性が得られる。そこで、フィル
タ特性で帰還する側のアンプの動作を１つのスイッチの
ＯＮ／ＯＦＦで選択することで、専用のブーストアンプ
を用いなくても、ほぼ同等のブースト状態を実現でき
る。その結果、フィルタ特性のアンプの動作を１つのス
イッチでＯＮ／ＯＦＦさせて選択することで、ブースト
状態の選択が可能になり、専用のブースト増幅回路が不
要になることから部品点数が低減し、かつ、音質を向上
させることができる。また、回路規模を減少させること
ができるので、ＩＣ化に適した回路が実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のオーディオ増幅回路を適用
した一実施例の回路図である。

【図２】図２は、その調整される周波数特性の説明図で
ある。

【図３】図３は、この発明の他の一実施例の回路図であ
る。

【図４】図４は、電流源と周波数特性選択スイッチの関
係の具体例の説明図である。

【図５】図５は、従来の携帯用のオーディオ増幅回路の
オーディオ出力回路を中心としたブロック図である。

【符号の説明】

１…イコライザ回路部、２…カレントミラー回路、３，
４…差動アンプ、３ａ、３ｃ、４ａ…スイッチ回路、３
ｂ，３ｄ，４ｂ…電流源、５…アンプ、６，７…負帰還
回路、８…電力出力段アンプ、９，１０…出力回路、１
１，１２…出力段アンプ、１３…センターアンプ、１
４，１６…ボリューム、１７，１８…低域ミックスアン
プ、１９…バスブースト、２０，３０…オーディオ増幅
回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭58−115930（ＪＰ，Ａ) 特開平１−314007（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−193405（ＪＰ，Ａ) 実開平４−102311（ＪＰ，Ｕ) 実開昭59−101516（ＪＰ，Ｕ) 実開昭61−40026（ＪＰ，Ｕ) 実開平２−138916（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03G 5/02 H03F 1/34 H03F 3/181 H03G 5/12

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】負荷を共通にし共通に入力信号を受けてそ
れぞれに電流源を有する第１および第２の差動アンプ
と、前記負荷から取り出される電圧信号あるいはこれに応じ
た信号を前記第１の差動アンプに実質的にフラットな周
波数特性で負帰還させる第１の負帰還回路と、前記電圧信号を前記第２の差動アンプに負帰還させる低
域成分の帰還量を低減するフィルタ特性を持つ第２の負
帰還回路と、前記第２の差動アンプの電流源の電流値をＯＮ／ＯＦＦ
するスイッチ回路とを備え、前記第１の負帰還回路の帰
還率が前記第２の負帰還回路の帰還率よりも大きく設定
され、前記スイッチ回路のＯＮ／ＯＦＦが外部からの操
作に応じて選択されるオーディオ増幅回路。
【請求項２】前記スイッチ回路を第１のスイッチ回路と
し、前記第１の差動アンプの電流源の電流値をＯＮ／Ｏ
ＦＦする第２のスイッチ回路が設けられ、第２のスイッ
チ回路が前記外部操作に応じて前記第１のスイッチ回路
のＯＮ／ＯＦＦと逆の動作でＯＦＦ／ＯＮされる請求項
１記載のオーディオ増幅回路。
【請求項３】さらに、前記外部操作に応じて前記第１お
よび第２のスイッチ回路がともにＯＮにされる請求項２
記載のオーディオ増幅回路。
【請求項４】さらに、このオーディオ増幅回路の出力信
号の波形飽和を防止するために前記出力信号に応じて前
記第１および第２のアンプの電流源の電流値を制限する
飽和防止する回路を有する請求項１記載のオーディオ増
幅回路。