JP3387919B2

JP3387919B2 - データ伝送方法及び装置

Info

Publication number: JP3387919B2
Application number: JP2002548905A
Authority: JP
Inventors: 尚加來; 博康村田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2000-12-05
Filing date: 2000-12-05
Publication date: 2003-03-17
Anticipated expiration: 2020-12-05
Also published as: EP1341332A1; US20030117647A1; WO2002047304A1; JPWO2002047304A1; EP1341332A4

Description

【発明の詳細な説明】技術分野本発明はデータ伝送方法及び装置に関し、特に多様に
変化する伝送媒体におけるデータ伝送方法及び装置に関
するものである。

データ伝送は、その用途、目的に応じた様々な伝送媒
体が４登場して来ている。これらの伝送媒体の特性は、
例えば、マルチパスの環境では送信点から出力された信
号は様々な経路を経由して変動し受信点で合成され受信
レベルや位相の変動を伴い、接続される機器の特性によ
り複雑に変化する。

また、伝送媒体によっては、外部からの雑音や接続さ
れた装置に起因する雑音を伴う。この結果、伝送される
データ品質は著しく損なわれることになる。

このような環境にも関わらず、高品質な通信を確保す
るデータ伝送方法及び装置は、以下に示すような多岐に
渡る産業上の利用分野においてその必要性が顕著になっ
て来ている。

・電力線搬送のように雑音の多い環境下で高速なデー
タ伝送を実現しようとする電力線搬送モデム分野・CATV モデム、ADSL モデム、VDSL モデム分野・2.4G の無線 LAN、無線伝送分野、光伝送分野など・高記録密度の磁気デスクや光ディスクの分野・半導体による多値伝送技術・バーコードスキャナ以下、上記の特性を有する伝送媒体として、電力線に
よるデータ伝送を例にとって説明するが、上記のような
その他の分野についても同様である。

電力線モデムは、柱上変圧器から家庭に供給される 1
00V/200V の家庭用電力線を伝送路としたモデムであ
り、電柱上に設置された親機ととユーザ宅内に設置され
た子機で構成されている。

これらの間は、電柱間の低圧配電線、この低圧配電線
から家庭までの引込線、及び屋内配線で接続されてい
る。通常、１台の親機には、最大５台程度の子機が接続
される。

以下に、電力線モデムにおけるデータ伝送の問題点を
図 26 に基づいて説明する。同図(2)は、親機から見た
家庭用電力線の回線特性を示しており、150m の低圧配
電線は、約 150μ H のインダクタ L に見え、50m の引
込線は、約0.1μF のコンデンサ C1 に見え、各種家電機
器の雑音防止用のコンデンサが接続された屋内配線は、
コンデンサ C2 に見える。

この結果、回線特性は、低域通過型のローパスフィル
タに見えることになり、親機が、同図(1)に示したスペ
クトラムを有する送信信号 TX を送信した場合、子機は
同図(2)に示した高域が大きく減衰したスペクトラムを
有する受信信号 RX を受信する。このため、最悪の場合
には、受信信号 RX の高域は、雑音 N に埋もれてしま
う。

一方、受信信号 RX の低域も、高域ほどの減衰は無い
が、例えば家電機器のインバータ等による雑音 N に埋
もれてしまう。

また、電力線モデムにおいては、１台の親機に複数の
家庭に配置された子機を接続するため、無線伝送の場合
と同様に、信号の反射等によるマルチパスの問題が発生
する。

背景技術図 27(1)は、従来のデータ伝送装置（モデム） 10 の
構成例を示している。このモデム 10 は、スクランブラ
・S/P 変換部(SCR・S/P)11 において、シリアルな送信信
号 SD をスクランブル処理するとともにパラレル信号に
変換する。

このパラレル信号は、G/N 変換・和分演算部 12 にお
いて、グレイコード(G)であった送信信号 SD を演算可
能なナニュラルコード(N)に変換し、さらに、受信側で
位相検出するために用いる差分演算部 28 に対応したベ
クトル和分演算を行った後、信号点発生部 13 からナイ
キスト伝送路 70 （網掛け部）に送出する。

ナイキスト伝送路 70 は、透過伝送路に相当し、同
(2)に示すように、送信信号点の間隔がナイキスト間隔
(同図においては、384kB で送信されるものである。

ナイキスト伝送路 70 において、送信信号は、ロール
オフフィルタ(ROF)14 で波形整形される、このロールオ
フフィルタ 14 の出力信号は変調回路(MOD)15 によって
変調を受け、さらにD/A変換器 16 でデジタル信号から
アナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ(LPF)1
7 で電力搬送波の周波数帯域(10〜450kHz)を含む低周波
帯域のみの信号を抽出して送信線路に送り出す。

このような送信線路からの送信信号を受信線路を介し
て受信したとき、まずバンドパスフィルタ(BPF)19 にお
いて所定の周波数帯域成分 (電力搬送モデムの場合は 1
0〜450kHz)のみを抽出し、A/D 変換器 20 においてデジ
タル信号に戻す。

このデジタル信号は、復調回路(DEM)21 でベースバン
ドの信号に復調され、ロールオフフィルタ(ROF)22 で波
形整形される。

そして、このロールオフフィルタ 22 の出力は、等化
器(EQL)25 及びタイミング抽出部 23 に送られ、抽出部
23 及び PLL 制御回路・電圧制御水晶発振器(PLL・VCXO
(Voltage Controlled Crystal Oscillato))24 はタイミ
ング信号が抽出し、A/D変換器 20 及び受信クロック分
配部(RX-CLK)30ににタイミング信号を与えている。

等化器 25 は、符号間干渉を取り除き、キャリア自動
位相制御器(CAPC)26 で位相合わせを行い、さらに判定
部(DEC)27 で雑音を取り除いた信号成分のみを出力す
る。

そして、差分演算・N/G 変換部(差分・N/G)28におい
て、ナニュラルコードでベクトル和分演算の逆のベクト
ル差分演算を行った後、グレイコードに戻し、P/S変換
・デスクランブラ(P/S ・ DSCR)29 において、このパラ
レルグレイコードをシリアル信号に変換してデスクラン
ブル処理し、受信信号 RD として出力する。

このモデム 10 において、上記のような問題を解決す
る従来技術として(1)回線等化及びガードタイム、(2)不
要帯域の除去、並びに(3)雑音の平均化について、その
問題点を含めて以下に説明する。

(1)回線等化及びガードタイム複雑に変化する伝送路を等化するために、DMT(Discre
te MultiTone)方式やOFDM(Orthogonal Frequency Divis
ion Multiplexing)方式に見られるマルチキャリア伝送
方式がある。

マルチキャリア方式は、使用する周波数帯域を、狭い
複数のサブチャネルに分割し、それぞれのサブチャネル
を直交振幅変調 (Quadrature Amplitude Modulation：
以後、QAM と略称する。) 方式で伝送するものであり、
各サブキャリア毎に送信電力や、送信データに割り当て
るビット数を独立に決定できる。

これにより、マルチキャリア方式は、電力線のように
複雑に変化する回線特性、例えば、信号減衰周波数特性
や雑音の周波数特性等の回線特性の等化に対して、キャ
リア毎に独立に対応することで（例えば、雑音が顕著な
キャリア帯域を除去することにで）柔軟に対応すること
ができる。

また、マルチキャリア方式は、複数の伝送チャネルで
データを並列に伝送することによって、等価的に伝送速
度を低減したことになり、マルチパス問題の解決策であ
るガードタイムを設けることが容易になる。

しかし、DMT方式及びOFDM方式は、共に IFFT(Inverse
Fast Fourier Transform)及び FFT(Fast Fourier Trans
form)技術を用いており、処理サイクルの数の点で負荷
が重い。

(2)不要帯域の除去 DMT 方式及び OFDM 方式の帯域は、図 28 に示すよう
に１つのサブチャネルの不要帯域が、等間隔のキャリア
点で直交しているが、各サブチャネルの不要帯域(サイ
ドローブ) は sinx/x の波形で減少して行く形で低減及
び高域に広がっている。

この不要帯域は、外部にフィルタを設けて除去するこ
とが可能である。

(3)雑音の平均化伝送路には、上述したように、外部から誘導される雑
音や伝送路に接続された機器が発生する雑音が乗ってい
る。この雑音を低減する方式として、QAM 伝送路におけ
る周波数軸の井化（積分化、又は平均化）やスペクトラ
ム拡散方式における時間軸/周波数軸の平均化等があ
る。

この雑音の平均化を図 29 に示した原理図で以下に説
明する。

同図(1)は、受信信号 RX に乗った雑音 N1 を示して
おり、周波数帯域によって異なる強さの雑音が発生し、
局所的には大きな雑音が発生している。一般に、雑音N1
によって発生したデータのビット誤りは、リードソロ
モン符号等の誤り訂正符号を用いて訂正することが可能
であるが、局所的に誤りビット数が大きい場合、誤り訂
正の能力を超えてしまうため訂正することができない。

これに対処する従来技術としてインタリーブと言う雑
音を平均化する技術がある。この技術は、送信側が送信
データをランダムに並び替えて送出し、受信側は同図
(1)に示したように凹凸のある雑音 N を含む受信信号 R
X を受信する。そして、受信側は、受信したデータを並
び替えて元のデータに戻すが、このとき、雑音 Nに起因
するバースト誤り率は、同図(2)に示すように分散さ
れ、誤り訂正符号を用いた訂正が可能となる。

すなわち、インタリーブ技術は、送信データをランダ
ムに並び替えて、誤り発生位置を分散させ、この分散し
た誤り（誤りビット数の小さい）を、誤り訂正符号を用
いることにより訂正する技術である。

しかしながら、誤り訂正符号に基づく誤り訂正にも限
界があり、例えば、図26(3)に示すように受信信号 RX
が雑音 N に埋もれてしまうような場合、誤り訂正は不
可能となる。

従って本発明は、外部からの雑音、接続機器、及びマ
ルチパス等の接続方式等で多様に変化する伝送媒体にお
けるデータ伝送方法及び装置において、(1)処理負荷が
軽く、(2)回線等化が容易でマルチパス対応可であり、
又は(3)雑音変動に強いデータ伝送を実現することを課
題とする。

発明の開示 (1)アダマール多重/分配上記の課題を解決するため、本発明のデータ伝送方法
及び装置は、アダマール（Hadamard、以後、ADM と略称
することがある。）系列を用いてデータを多重して送信
することを特徴としている。また、アダマール系列を用
いて受信したテ゛-タを分配することを特徴としている。

なお、送信側の多重と受信側の分配のフレーム同期に
ついては、送信側で、多重したデータのフレーム同期信
号（例えば、振幅変調による同期信号）を送出し、受信
側で抽出したフレーム同期信号に同期して受信したデー
タを分配することで行ってもよい。これは、後述する本
発明のデータ伝送方法及び装置についても同様である。

図１は、本発明のデータ伝送方法及び装置の原理を示
している。

図１(1)において、送信側において、アダマール多重
部 61 は、アダマール系列を用いてデータの多重を行
う。受信側において、アダマール分配部 74 は、該デー
タをアダマール系列を用いて分配して元のデータに戻
す。

以下に、アダマール変換及び逆変換について、以下に
示す式(1)〜(6)に基づき説明する。

式(1)は、２次のアダマール行列を示している。この
行列の縦方向同士を乗算して、それらの和を求めると
“０”になる。これは、アダマール行列が直交関係にあ
ることを示している。なお、アダマール行列の逆行列
は、元の行列と同じ行列になる。

アダマール行列が直交行列であれば、データをアダマ
ール変換を用いて多重し、その多重データをアダマール
変換を用いた分配して元のデータに戻すことが可能であ
る。

式(2)は、入力データ(x, y)が、アダマール変換した場
合の出力データ((x+y),(x-y))を示しており、式(3)は、
アダマール変換された出力データをアダマール逆変換し
た場合を示している。変換結果は、係数を無視すれば、元
の入力データ(x,y)に戻っている。

式(4)は、４次のアダマール行列を示している。この
行列の逆行列は、元の行列と同じであり、行と列を入れ
替えても元の行列と同じであるので、直交行列である。

式(5)は、入力データ(w, x, y, z) を、アダマール変
換した場合の出力データを示しており、この出力データ
をアダマール逆変換したデータを、式(6)は示している。
係数を無視すれば、元のデータ(w, x, y, z)に戻ってい
ることが分かる。

このように、アダマール変換/逆変換は、演算が簡単
であるため IFFT や FTT と比較して処理サイクル数が
少なく、処理装置として通常用いられる DSP(Digital S
ignal Processor)等に対する負荷が軽くなる。

また、アダマール変換後のデータに乗った雑音は、逆
変換して元のデータに戻した場合、アダマール変換/逆変
換をせずに直接伝送したデータに乗った雑音より小さく
なる。これは、逆変換の式(6)において、例えば、デー
タ w は、それぞれ雑音含む入力信号(w+x+y+z), (w-x+y
-z), (w+x-y-z), (w-x-y+z)を平均化して求められてい
ることからも分かる。

すなわち、アダマール変換/逆変換は、他の直交変換
と同様に、積分効果（平均化）があり、雑音変動に強い
ことが分かる。

(2)直交ミラーフィルタ多重/分配アダマール系列を用いた多重及び分配と同様に、図１
(2)に示すように、直交ミラーフィルタ系列を用いた多
重又は分配を行うことにより、平均化及び処理サイクル
数の負荷を軽くすることが可能になる。処理サイクル数
については、特に、低次の直交ミラーフィルタ系列にお
いてその効果が大きい。

(3)直交系列多重＋透過伝送路、透過伝送路＋直交系列
分配上述したように、DMT 方式や OFDM 方式は、図２(1)に
示すように一つのチャネルの不要帯域が等間隔のキャリ
ア点で直交するが、不要帯域が sinx/x のカーブで低域
と広域の両方に向かって減衰する波形となっており、QA
M のナイキスト伝送路のように狭帯域幅での伝送路構築
は困難である。

この課題を解決するため、本発明のデータ伝送方法及
び装置においては、直交系列を用いてデータを多重し、
この多重されたデータを透過伝送路に送出すること、及
び透過伝送路からデータを受信し、そのデータを直交系
列を用いて分配することができる。

すなわち、図１(3)に示すように、送信側において、
直交系列（例えば、アダマール系列）を用いてデータを
多重し、この多重したデータを透過伝送路 70 に送出す
る。受信側において、透過伝送路 70 から受信した（多
重）データを直交系列(例えば、アダマール系列) を用
いて分配し元のデータに戻す。

これにより、図２(2)に示すように、ナイキスト伝送
路 70 のような帯域幅で、入力された信号をそのまま出
力する透過伝送路を通すことにより、不要帯域は帯域幅
内に折り返されて不要帯域は除去される。この場合、折
り返された信号は、互いに直交しているため符号間干渉
は発生しない。

なお、直交系列としてアダマール変換の他に、ウエブ
レット(Wavelet)変換、直交ミラーフィルタ、DMT 方
式、及び OFDM 方式等を用いてもよい。

また、透過伝送路として、QAM 伝送路及びスペクトラ
ム拡散伝送路等を用いてもよい。

(4)アダマール多重＋直交系列多重＋透過伝送路透過伝送路＋直交系列分配＋アダマール分配また、本発明のデータ伝送方法及び装置は、アダマー
ル系列を用いてデータを多重し、この多重したデータを
直交系列を用いてさらに多重し、この多重されたデータ
を透過伝送路に送出することや、該透過伝送路から受信
したデータを、直交系列を用いて分配し、この分配した
データを、さらにアダマール直交系列を用いて分配する
ことができる。

すなわち、図1(4)に示すように、送信側において、デ
ータをアダマール系列を用いて多重 61 を行った後に、
直交系列多重 63 を行い、多重されたデータをナイキス
ト伝送路 70 に送出する。

受信側において、ナイキスト伝送路 70 から受信した
（多重）データを直交系列76 を用いて分配した後、さ
らにアダマール系列を用いて分配 74 して元のデータに
戻す。

これにより、符号間干渉を発生することなく、不要帯
域を除去することが可能となると共に、アダマール変換
を用いることにより処理を高速化することが可能にな
る。

(5)第１の直交系列多重＋インタリーブ＋第２の直交系
列多重第２の直交系列分配＋デインタリーブ＋第１の直交
系列分配また、上記の雑音変動の問題を解決するため、送信側
において、第１の直交系列を用いてデータを多重し、こ
の多重されたデータを周波数軸及び時間軸でインタリー
ブし、このインタリーブされた多重データを第２の直交
系列を用いて多重することや、受信側において、データ
を該第２の直交系列を用いて分配し、この分配されたデ
ータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブし、このデ
インタリーブされたデータを、さらに該第１の直交系列
を用いて分配することが可能である。

これによれば、図1(5)に示すように、受信側におい
て、第１の直交系列を用いた多重 67 及びインタリーブ
62 で周波数軸インタリーブ及び時間軸インタリーブに
よる平均化を行い、第２の直交系列を用いた多重 66 で
の等化を行う、というように、平均化処理と等化処理を
分離することで、処理の単純化を図り、平均化処理と等
化処理を共に行うことが可能になる。

受信側においては、第２の直交系列による多重 76 で
等化処理を行った後、デインタリーブ 73 における時間
軸インタリーブ及び周波数軸インタリーブと、第１の直
交系列による分配 77 とで等化処理を行う。

このとき、該第１の直交系列としてアダマール系列を
用いることで処理時間の短縮化が可能である。また、イ
ンタリーブ及びデインタリーブに PN 系列を用いてもよ
い。

これにより、従来のインタリーブが、例えば、DMT 方
式（直交系列）の前段にビットインタリーブを行う場合
と比較して、インタリーブを高速で行うことができるの
で、雑音をより平均化することが可能になる。

図３は、送信側において、例えばアダマール変換を用
いたデータ多重後に、インタリーブを設けてチャネル C
H1〜CH16 を周波数軸ｆのみで拡散した状態を示してい
る (網掛け部参照)。

この拡散は PN 系列(1,1,1,1,0,1,0,1,1,0,0,1,0,0,
0)を用いて行われており、各チャネル CH1〜CH16 のデ
ータは、例えば、PN 系列から順次取り出した４ビット
で決定される値のチャネル CH に拡散されている。

図４は、送信側に設けたインタリーブが、図３に示し
た周波数軸ｆの拡散に加えて、時間軸ｔで拡散した状態
を示している。時間軸ｔでの拡散は、周波数軸ｆにおけ
る拡散と同様に、PN 系列を用いて行われ、各時間 t1〜
t16 のデータは、PN系列から順次取り出した４ビットで
決定される値の時間ｔに拡散されている。

図５は、PN 系列（２値 15 チップ）の相関を求めた
図であり、PN 系列の直交性を示している。まず、PN 系
列の送信側の信号点配置を０＝０度，１＝180 度とする
と、０→-1，１→１となる。そこで、PN 系列の中の
“0”の値を“-1”とした基本系列(1,1,1,1,-1,-1,1,-
1,1,1,-1,-1,1-1,-1,-1)に変換する。

さらに、この基本系列とそれ自身と内積（系列の各要
素同士の積の総和）を求めると、０次の相関＝“15”を
得る。次に、基本系列と、この基本系列の各要素を１要
素だけ回転して得た+1次系列との間の内積を求めると、
+1次相関＝“-1”を得る。

同様に、それぞれ、基本系列と、回転を２〜14 要素
だけ行った+2〜+14 次系列との間の内積を求めて、+2次
〜+14 次の相関とすると全て“-1”となる。+15 次の相
関は、15 回の回転で基本系列に戻るので０次の相関と
同じ“15”となる。これにより、PN 系列の直交性、す
なわち、０次〜+14 次系列は相互に直交し相関が無いこ
とが分かる。

なお、受信側で複素数信号を受信した場合、複素数の
内積、すなわち複素共役値との積の和を求めると、送信
された０＝０度、１＝180 度と同一値になる。

インタリーブに、この様な簡単な PN 系列を用いるこ
とで、他の直交列を用いた場合と比較して演算処理時間
が短くなることにより、高速なデータ伝送が可能にな
る。

本発明のインタリーブによる雑音の平均化を図６に示
す。同図は、上述した図29 と同様であるが、同図(2)に
示した従来の分散された雑音 N2 は、実際は図 6(2)の
従来の分散された雑音 N3 のようなものである。

本発明の高速なインタリーバによれば、同(2)の本発
明による分散された雑音N4 のように平均化され、誤り
訂正符号で訂正することが可能になる。

(6)雑音キャンセラ図 26 で示したように、電力線伝送路の場合、受信信
号 RX が雑音 N に埋もれてしまう。このような場合、
上述したインタリーブによる平均化を行っても雑音 Nか
ら受信信号 RX を取り出すことが不可能である。

例えば、図７(1)に示すように雑音 N のレベルが高い
低域部分（雑音成分 N1、信号成分 S1）をカットして高
域部分のみを使用してデータ伝送しても S/N 値はマイ
ナスのままである。

一方、図 26(3)及び図７(1)において、電力線の雑音
をよく見ると、低域強調型が多く、ミクロ的に見ると白
色雑音だが、マクロ的に見ると（全周波数帯域で見る
と）有色系雑音になっていることが分かる。つまり、全
周波数帯域内のどの狭帯域で見ても同じ白色雑音になっ
ている。

従って本発明は、このようにマクロ的に見た有色系雑
音に注目し、図７(2)に示すように、低域の支配的な雑音
成分 N1 を積極的に除去して S/N 値をプラスに転じさ
せ、低域に埋もれた、比較的他いレベルの受信信号Ｓを
抽出しようとするものである。

そこで本発明では、送信側において、データを直交系
列を用いて多重し、この多重されたデータに定期的にゼ
ロ点を挿入すること、受信側で、受信したデータに定期
的に含まれるゼロ点を用いて該データの雑音成分を補間
予測し、この雑音成分を該データから差し引くことで送
信された元のデータを再生し、この再生された元のデー
タを直交系列を用いて分配するデータ伝送方法及び装置
を実現している。

なお、ゼロ点は、時間と振幅と位相が特定された信号
（以下、特定信号と称することがある。）であればよ
い。

このような本発明に係る雑音除去方法及び装置の原理
を、図面を参照して以下に説明する。

図８(1)には、従来における信号のデータ伝送系統（以
後、送受信系統と称する）が示されており、送信データ
を直交系列を用いて多重する送信信号発生部 32 からの
送信信号は透過伝送路としてのナイキスト伝送路 70 を
経由して受信データを直交系列を用いて分配する受信信
号再生部 33 に送られる。

このような送受信系統において、本発明は、同図(2)
に示すように、送信信号発生部 32 とナイキスト伝送路
70 との間に特定信号又はゼロ点（以下、ゼロ点と総称
する。）の挿入部 64 を設けるとともに、ナイキスト伝送
路 70 と受信信号再生部33 との間に雑音除去部 71 を
設けたものである。なお、雑音除去部 71 は、後述する
ように、周波数シフト部３と間引部(DCM)4 と補間部(IP
L)5 と周波数逆シフト部６と減算部７とで構成されてい
る。

まず、送信信号発生部 32 で発生された送信信号のシ
ンボルレートを、図９(1)に示すように例えば 192kB で
あるとする。このような送信信号が、ゼロ点挿入部64
に与えられると、ゼロ点挿入部 64 では、同図(2)に示
すように、同図(1)の送信信号に対して、ゼロ点を挿入
してナイキスト伝送路 70 へ送信する。この場合、信号
Ｓも同じ速度で送信するならば、送信速度は 384kB と
なる。

受信側では、同図(3)に示すように、受信信号Ｓ及び
ゼロ点にそれぞれ伝送路70 の雑音 N が乗った形で受信
することになる。

そこで、雑音除去部 71 では、雑音 N を含む信号 S
(S+N) を除去し、ゼロ点における雑音 N のみを残し、
これらの雑音 N から、各受信信号点において、同図(4)
に示すように、両側の雑音 N から雑音補間信号 N'を生
成する。

そして、雑音除去部 71 においてはさらに、同図(3)
に示す受信信号から、同図(4)に示す雑音補間信号 N'を
差し引くことにより、同図(5)に示すように雑音 N がN-
N'となり、実質的に除去された信号成分Ｓのみから成る
信号（送信信号に相当）を再生することができる。

このような雑音除去部 71 の動作を図 10〜図 12 を
用いてより詳しく説明する。

まず、上述した送信信号は、図 10(1)に示すように 1
92kB の速度で伝送される。この場合のスペクトルをス
カラー（横軸は周波数 kHz）で表したものが同図右側に
示されている。

そして、このような送信信号に対してゼロ点を挿入す
ると、同図(2)に示すように、各信号点の間にゼロ点が
挿入されて、挿入後の周波数帯域は 384kB となる。こ
の場合は、+192kHz を中心にコピーしたスペクトルにな
る。

このようなゼロ点が挿入された送信信号が受信側に送
られた時の受信信号は、同図(3)に示すように、信号Ｓ及
びゼロ点それぞれにおいて雑音成分Ｎが重畳されたもの
となる。この場合のスペクトルも同図(2)に示した送信信
号の場合と同様である。

このような受信信号が雑音除去部 71 における周波数
シフト部3においてシフトされた後、間引部４に送られ
た時の動作が図 11 に示されている。

すなわち、受信信号Ｓ（ｎ）のサンル値とスペクトラ
ムは同図(1)に示す通りであり、この信号Ｓ（ｎ）のＺ
変換Ａは、次式で表わされる。

Ａ＝Ｓ(ｚ)＝ΣＳ(ｎ)ｚ-n …式（１）なお、同図右側のスペクトラムは、伝送路３１で雑音
が付加されるため、０〜ｆs/２（ｆｓはサンプル周波
数）に分布することを示している。

このような受信信号Ｓ（ｎ）の反転信号のＺ変換Ｂ
は、次式で示される。

Ｂ＝Ｚ［(-１)nＳ(n)］＝Ｓ（-ｚ）…式（２）この場合の反転信号は、信号点における信号成分のみ
に対して行われるために(-１)nが係数となっている。

そして、このような反転信号(-１)n＊Ｓ(ｎ)と同図
(1)に示す受信信号Ｓ(ｎ)とを加算した後の信号ｔ(ｎ)
のＺ変換Ｃは、次式で与えられる。

Ｃ＝Ｚ［ｔ(ｎ)］＝Ｔ(ｚ)＝(１／２)＊［Ｓ(ｚ)+ Ｓ(-ｚ)］ …式（３）すなわち、信号点における振幅はゼロになり、信号成
分Ｓだけでなく信号Ｓに重畳されていた雑音成分Ｎも一
緒に除かれる形になる。ここで、信号ｔ（ｎ）はｔ
(１)，ｔ(３),,,＝０のため、次式で表わされる。

Ｔ(ｚ)＝Σｔ(２ｎ)＊Ｚ-2n …式（４）このようにして得られた同図(3)に示す信号ｔ(n)の信
号点を間引いた後の信号Ｄは、次式で表わされる。

Ｄ＝ｕ(ｎ)＝Ｔ(z1/2) …式（５）この場合、伝送速度は 192kB に低下するので、同図
(4)の右図に示すように、スペクトラムは折り返す形と
なる。

最終的な信号Ｅ＝Ｕ(ｚ)は次式で与えられる。

Ｅ＝［Ｓ(z1/2)+Ｓ(-z1/2)］／２ …式
（６）このようにして得られた間引信号ｕ(ｎ)は図８に示し
た補間部５に与えられると、図 12 に示す動作を呈す
る。

すなわち、間引部４からの信号ｕ(ｎ)は、同図(1)に示
すサンプル値とスペクトラムを有する雑音成分のみであ
り、この雑音成分にゼロ点を挿入した信号ｔ(ｎ)は同図
(2)に示すようなサンプル値とスペクトラムを有し、その
Ｚ変換Ａは次式で示される。

Ａ＝(ｚ)＝Σｔ(ｎ)ｚ-n …式（７）ここで、ｔ(１)，ｔ(３),,,＝０であるため、Ａ＝Σｔ(２ｎ)ｚ-n=ｕ(ｎ)ｚ-2n …式（８）となるので、次式が得られる。

Ｔ(ｚ) =Ｕ(ｚ2) …式（９）この、信号Ｔ(ｚ)において、ゼロ点の両側の雑音成分
Ｎで補間すると、図 11(1)に示した受信信号Ｓ(ｎ)と同
一の伝送速度を有し、なおかつ雑音成分のみを有する。

従って、受信信号Ｓ(ｎ)から、その補間した信号を差
し引くことにより、図10(2)に示すゼロ点が挿入された
送信信号が得られることになる。

なお、同図(1)に示す送信信号を得るためには、ゼロ
点を間引けばよい。

上記の説明は、送信信号がどのようにして受信側で再
生されるかを示したものであるが、雑音成分のみに着目
して雑音成分がどのように除去されるかを示したものが
図 13 である。

すなわち、送信信号が 109kB(±96kB)の伝送帯域を有
するとき、これに対してゼロ点挿入を行うと帯域が２倍
になるとともに、コピー成分が発生してナイキスト伝送
路 70 へ送られる。

そして、雑音除去部 71 においては、まず雑音分布特
性に示すように、雑音分布は、±192kHzに渡ってお
り、図７にも示したように、特に左半分の- 192〜0kHzの
周波数帯域において雑音レベルが高くなっており、0〜+
192kHz の間は、低い雑音レベルになっている。

この状態で、周波数シフト部３によって、+96kHz だ
けシフトさせると、雑音特性に示すように、雑音成分
Ａ＋Ｂは、雑音特性に対して+96kHz だけシフトされ
た形になっており、これに伴って、雑音特性における
雑音成分Ｄは-192kHz〜-96kHz に折り返されることにな
る。これにより、補間予測したい雑音帯域を補間帯域に
シフトしたことになり、雑音をより効果的に除去するこ
とができる。

なお、+96kHz のシフト量は説明の便宜上の一例にす
ぎない。

この状態で間引部４において間引動作を行うと、周波
数が半分になるため、雑音成分Ａは+96〜+192kHz に折
り返され、雑音成分Ｂは-192〜-96kHz に、雑音成分Ｃは
-96〜0kHz に、そして雑音成分Ｄは 0〜+96kHz に折り
返される形となる。ここでは、折り返し成分が最小とな
る帯域を選定している。

そして補間部５においてゼロ点の補間を行い且つ両端
の雑音成分Ａ+Ｃ及びＢ+Ｄをフィルタ除去すると、雑音
特性に示すように、-96〜+96kHz の間だけ雑音成分Ａ
+Ｃ及びＢ+Ｄが残ることになる。

そして、この補間した雑音成分を上記の周波数シフト
と逆方向に、すなわち-96kHz だけシフトさせると、雑
音特性に示すように-192〜0kHz の間のみ雑音成分Ａ+
Ｃ及びＢ+Ｄが残る。

従って、このような雑音成分を、雑音特性に示した
全体の雑音成分から減算部７において減算することによ
り、雑音特性に示すように、-192〜0kHz における雑
音成分Ａ及びＢは完全に除去されることとなる。なお、
雑音成分Ｃ及びＤは残存することになるが、図７(2)に
も示したように、これらの雑音レベルは低いものである
ので S/N 値には大きな影響は及ばさない。

このようにして雑音除去がされた受信信号は実質的に
送信信号に対応したものとして再生されたことになる。

なお、上記のように周波数シフトを行うのは、例えば
補間予測する帯域を雑音の最も多い帯域（この例では低
域）に設定し、折り返しとなる周波数帯域に関しては高
域の雑音の少ない帯域を選択するためである。

上述した図９及び図 10 においては、信号点間にゼロ
点を１個挿入した場合を取り上げたが、図 14 において
は、ゼロ点挿入の種々のパターンを示している。

すなわち、同図(1)の場合には、ゼロ点を信号Ｓ３個
置きに１個挿入し、雑音予測帯域が 96kHz になる場合
を示している。

また、同図(2)の場合には、ゼロ点を信号Ｓ２個置き
に１個挿入した場合を示し、雑音予測帯域は 128kHz に
なる。

同図(3)は上記の例と同様にゼロ点を信号１個置きに
１個挿入したときの例であり、雑音予測帯域は 192kHz
となる。

同図(4)に示す例では、ゼロ点を信号Ｓ１個置きに２個
挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は 256kHz とな
る。

さらに、同図(5)の場合には、ゼロ点を信号Ｓ１個置き
に３個挿入したときの例を示し、雑音予測帯域は 288kH
z となる。

図 14(4)及び(5)に示すようにゼロ点の数を増大させ
ることにより、より広帯域の雑音をキャンセル可能とな
り雑音耐力が増す代わりにデータ伝送の速度が低下する
ことがあるが、より劣悪な環境にも耐えられることとな
る。

図面の簡単な説明図１は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の原理
を示したブロック図である。

図２は、本発明における不要帯域の除去の基本原理を
示した図である。

図３は、本発明における時間軸インタリーブ例を示し
た図である。

図４は、本発明における時間軸/周波数軸インタリー
ブ例を示した図である。

図５は、本発明で用いる PN 系列の直交性を示した図
である。

図６は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置におけ
る雑音平均化の基本原理を示したグラフ図である。

図７は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置におけ
る雑音キャンセルを示したグラフ図である。

図８は、本発明における雑音キャンセルの基本構成を
従来例と比較したブロック図である。

図９は、本発明の動作概要を示した図である。

図１０は、本発明の送信動作を詳しく示した図であ
る。

図１１は、本発明の間引き動作を説明した図である。

図１２は、本発明の補間動作を説明した図である。

図１３は、本発明の雑音成分除去プロセスを示した図
である。

図１４は、本発明によるゼロ点挿入の種々の態様を示
した図である。

図１５は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実
施例(1)を示したブロック図である。

図１６は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実
施例(2)を示したブロック図である。

図１７は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置にお
ける不要帯域除去の実験例を示した図である。

図１８は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実
施例(3)を示したブロック図である。

図１９は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実
施例(4)を示したブロック図である。

図２０は、本発明におけるキャリア数の最適化を示し
た表図である。

図２１は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実
施例(5)を示したブロック図である。

図２２は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置の実
施例(6)を示したブロック図である。

図２３は、本発明に用いる雑音除去部の実施例を示し
たブロック図である。

図２４は、本発明に用いる補間部の実施例を示したブ
ロック図である。

図２５は、本発明で用いるタイミング抽出部及び PLL
回路の実施例を示したブロック図である。

図２６は、従来のデータ伝送方法及び装置における問
題点(1)を示した図である。

図２７は、従来のデータ伝送装置であるモデムの構成
例を示したブロック図である。

図２８は、従来のデータ伝送方法及び装置における問
題点(2)を示した図である。

図２９は、従来のデータ伝送方法及び装置における問
題点(3)を示した図である。

符号の説明 3 周波数シフト部 4, 44, 45 間引部(DCM) 5 補間部(ILP) 6 周波数逆シフト部 7 減算部 8, 9 遅延部 10 データ伝送装置、モデム 11 スクランブラ・S/P 変換部(SCR・S/P) 12 G/N 変換・和分演算部(G/N・和分) 13 信号点発生部 14, 22 ロールオフフィルタ(ROF) 15 変調回路(MOD) 16 D/A 変換器 17 ローパスフィルタ(LPF) 18 送信クロック発生回路(TX-CLK) 19 バンドパスフィルタ(BPF) 20 A/D 変換器 21 復調回路(DEM) 23 タイミング抽出部 231 パワー演算部(PWR) 232 バンドパスフィルタ(BPF) 233 ベクトル化回路 24 PLL 制御回路・電圧制御水晶発振器(PLL・VCXO) 241 比較部 242 ローパスフィルタ(LPF) 243 二次 PLL 回路 244 D/A 変換器 245 電圧制御水晶発振器(VCXO) 246 分周器 25 等化器(EQL) 26 キャリア自動位相制御器(CAPC) 27 判定部(DEC) 28 差分演算・N/G 変換部(差分・N/G) 29 P/S 変換・デスクランブラ(P/S・DSCR) 30 受信クロック分配部(RX-CLK) 32 送信信号発生部 33 受信信号再生部 52 補間フィルタ 61 アダマール多重部 62 時間/周波数インタリーバ 63 DMT・ガードタイム付加部 64 ゼロ点挿入部 65 直交ミラーフィルタ多重部 66, 67 直交系列多重部 70 透過伝送路、ナイキスト伝送路 71 雑音除去部 72 ガードタイム除去・DMT 部 73 時間/周波数デインタリーバ 74 アダマール分配部 75 直交ミラーフィルタ分配部 76, 77 直交系列分配部 80 同期部（タイミング同期、サブフレーム同期、アダマールマスタフレーム
同期） 81 振幅位相引込部図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

発明を実施するための最良の形態実施例(1)（アダマール多重）本発明に係るデータ伝送方法を実現する装置の実施例
(1)が、図 15 に示されている。

この装置の構成は、図 27 に示したモデム 10 におけ
るロールオフフィルタ 14及び変調回路 15 の代わりに
アダマール多重部 61 が挿入されていること、キャリア
自動位相制御器 26、等化器 25、ロールオフフィルタ 2
2、及び復調回路 21 の代わりにアダマール分配部 74
が挿入されていることが異なっている。

また、送信側は、アダマール変換したブロックの同期
を示すアダマールマスタフレーム同期信号を付加する同
期信号付加部（図示せず）を備え、受信側においては、
該同期信号を抽出してアダマール分配部 74 に与えるア
ダマールマスタフレーム同期部 80 を備えている。

なお、図 27 に示された送信クロック発生回路(TX-CL
K)18、受信クロック分配部30 は、図 15 においては図
示が省略されている。

動作においては、アダマール多重部 61 は、信号点発
生部 13 から受信したデータをアダマール変換した後多
重する。多重されたデータは、D/A 変換器 16 において
アナログデータに変換され、例えば、送信線路が電力線
である場合、LPF17 で電力搬送波の周波数帯域(10〜450
kHz)を含む低周波帯域のみの信号として送出される。

この送信線路からの送信信号を受信線路を介して受信
したとき、まずBPF19 は、所定の周波数帯域成分（電力
搬送モデムの場合は 10〜450kHz)のみを抽出し、A/D変
換器 20 においてデジタル信号に戻す。

受信側において、同期部 80 は、受信したデジタル信
号からアダマールフレーム同期信号を抽出する。この同
期信号に同期してアダマール分配部 74 は、受信したデ
ータを逆アダマール変換を用いて分配（分離）する。

このように、アダマール多重及びアダマール分配を用
いたデータ伝送方法及び装置によれば、例えば、DMT 方
式及び OFDM 方式と比較して処理負荷が軽くなり、高速
データ伝送に対応することが可能となる。また、マルチ
キャリア方式にすることにより、回線特性に対応した等
化が可能となる。

同様に、直交ミラーフィルタ多重/分配についても処
理負荷を軽くすることが可能になる。

実施例(2)（アダマール多重（直交系列多重）＋透過伝
送路）図 16 は、本発明の実施例(2)を示しており、この実
施例(2)が図 15 に示した実施例(1)と異なる点は、送信
側において、アダマール多重部 61 の後段、D/A 変換器
16 及び LPF17 の代わりに、図 27 に示した透過伝送
路であるナイキスト伝送路（例えば、QAM伝送路）70 が
接続され、受信側において、このナイキスト伝送路70
にアダマール分配部 74 が、接続されていることであ
る。

なお、この実施例(2)では、マルチパス対策のため、
送信側において、アダマール多重部 61 とナイキスト伝
送路 70 の間にはガードタイム付加部（同図中では、便
宜上アダマール多重部と同じ機能ブロックで表示してい
る。）が挿入され、受信側において、ナイキスト伝送路
70 とアダマール分配部 74 との間にガードタイム除去
部（ガードタイム付加部と同様に、便宜上アダマール分
配部と同じ機能ブロックで表示している。）が挿入され
ている。

図 17 は、ナイキスト伝送路 70 の送信側出力、すな
わち、ローパスフィルタ 17の出力の周波数特性を示し
ている。同図(1)〜(3)は、それぞれ、横軸の周波数の表
示範囲を０〜100kHz、０〜500kHz、及び０〜5.0MHz と
したものであり、同じ波形を示している。

これによれば、アダマール多重部 61 とアダマール分
配部 74 の間をナイキスト伝送路 70 で接続することに
より、その帯域が目標帯域 10〜450kHz に狭帯域化さ
れ、不要帯域が除去されていることが分かる。

実施例(3)（アダマール多重（直交系列多重）＋インタ
リーブ＋直交系列多重）図 18 は、本発明の実施例(3)を示しており、この実
施例(3)が実施例(1)と異なる点は、送信側において、実
施例(1)のアダマール多重部 61 と D/A 変換器 16 との
間に時間/周波数インタリーバ62 及び直交系列多重方式
であるマルチキャリア方式の DMT 部 63 が縦続接続さ
れ、受信側において、A/D 変換器 20 とアダマール分配
部 74 との間に DMT 部 72、及び時間/周波数デインタ
リーバ 73 が縦続接続されていることである。

なお、振幅位相引込部 81（＝周波数等化部）は、タ
イミング上、DMT 部 72 の後段に移動している。また、
DMT 部 63 と D/A 変換器 16 との間には、マルチパス
対策のガードタイム付加部（同図中では、便宜上、DMT
部 63 と同じ機能ブロックで表示されている。）が接続
され、A/D 変換器 20 と DMT 部 72 との間には、ガー
ドタイム除去部（付加部と同様に、便宜上、DMT81 と同
じ機能ブロックで表示されている。）が接続されてい
る。

送信側において、時間/周波数インタリーバ62 は、ア
ダマール多重部 61 からの多重データに対して、図４に
示した周波数軸インタリーブ及び時間軸インタリーブを
実行する。このインタリーブされたデータは、DMT・ガ
ードタイム付加部 63において、マルチキャリア直交系
列多重された後、ガードタイムが付加され、D/A変換器
16 及び LPF17 を経由して送信線路に送出される。

受信側において、ガードタイム除去・DMT 部 72 は、
受信線路、BPF19 及び A/D変換器 20 を経由して受信し
たデータのガードタイムを除去した後、DMT 部 72 でDM
T 復調して振幅位相引込部 81 を介して時間/周波数デ
インタリーバ 73 に与える。

デインタリーバ 73 は、時間軸及び周波数軸のインタ
リーブを実行し、送信/受信線路間で乗った雑音を平均
化してアダマール分配部 74 に与える。アダマール分配
部 74 は、雑音が平均化されたデータを分配した後、逆ア
ダマール変換を実行して DEC27 に与える。

このように、送信側においては、アダマール多重部
（直交系列多重部） 61 及び時間/周波数インタリーバ
62 に雑音の平均化の処理を行わせ、DMT（直交変調）に
ガードタイム等の等化を行わせることにより、平均化と
等化の機能を分離して処理を簡単にすることにより、平
均化及び等化を共に行うことが可能になる。

受信側も、平均化処理は、時間/周波数デインタリー
バ 73 及びアダマール分配器７に行わせ、等化処理は、
DMT72 側が行うように分離して、処理を簡単にすること
により、平均化及び等化を共に行うことが可能になる。

これにより、多重及び分配処理の高速化によるデータ
伝送の高速化、雑音の平均化を高速で行うことが可能と
なりデータ伝送誤り減少、平均化及び等化を共に実現す
ることが可能になる。

実施例(4)（アダマール多重（直交系列多重）＋インタ
リーブ＋直交系列多重）図 19 は、本発明の実施例(4)を示しており、この実
施例(4)が図 18 に示した実施例(3)と異なる点は、送信
側において、DMT・ガードタイム付加部 63 にナイキスト
伝送路 70 を直接接続し、受信側において、ガードタイ
ム除去・DMT 部 72 に直接接続したことである。

これにより、実施例(3)で示したデータ伝送の高速
化、伝送誤りの減少、平均化と等化の共に処理すること
に加えて、実施例(2)で示したナイキスト伝送路 70 に
よる不要帯域の除去（狭帯域化）が、符号間干渉を起こ
すことなく可能になる。

図 20 は、本発明に係るデータ伝送方法及び装置にお
いて最適なキャリア数を求めるための図表である。この
図表は、キャリア数に対する(1)符号当りの伝送速度(Ba
uds)、(2)１符号の伝送時間(μs)、(3)各フィルタを実
現するために使用されるトランスバーサルフィルタに必
要なタップ(tap)数、(4)処理に必要なサイクル数(MIP
S)、(5)ピーク値(dB)、及び(6)等化範囲(dB)が示されて
いる。

判定条件を、tap数の範囲：８〜32、サイクル数：100
MIP 以下、ピーク値：12dB以下、等化範囲：±６dB以
内、とすれば、12〜16 個のキャリアが最適値であると
判断できる。

実施例(5)（アダマール変換（直交変換）＋インタリー
ブ＋直交変換＋雑音キャンセラ）図 21 は、本発明の実施例(5)を示しており、この実
施例(5)が図 19 に示した実施例(4)と異なる点は、送信
側において、DMT・ガードタイム付加部 63 とナイキスト
伝送路 70 の間にゼロ点挿入部 64 が縦続接続され、受
信側において、ナイキスト伝送路 70 とガードタイム除
去・DMT 部 72 との間に雑音除去部 71 が縦続接続され
ていることである。

これによって、実施例(4)で示した効果に加えて、イン
タリーブ等で対応できない雑音レベルの高い雑音キャン
セルすることが可能になる。

ゼロ点挿入部 64 及び雑音除去部 71 に基づく雑音キ
ャンセルの詳細動作については、次の実施例(6)でまと
めて説明する。

実施例(6)（雑音キャンセラ）図 22 は、本発明に係るデータ伝送装置（モデム）10
の実施例(6)を示したものである。このモデム 10 は、
上述したゼロ点（特定信号）挿入部 64 と雑音除去部71
を除いて、従来のモデム 10 と同様の構成を有する。

信号点発生部 13 において、図３(1)及び図４(1)に示
すような送信信号を送出する。この送信信号は、本発明
によるゼロ点挿入部 64 で挿入され、ナイキスト伝送路
70 に送出される。

ナイキスト伝送路 70 において、送信線路→受信線路
を経由いて受信された受信信号は、ロールオフフィルタ
22 から、本発明による雑音除去部 71 において伝送路
の雑音成分が除去された後、等化器 25 に送られる。

図 23 は、図 22 に示した雑音除去部 71 の実施例を
示したものであり、図８に示した雑音除去部 71 に対応
している。

すなわち、受信信号Ａ(384kB)は、周波数シフト部３
において、所望の回転ベクトル信号Ｂにより周波数シフ
トされた信号Ｃとして出力される。

この信号Ｃは間引部４に送られ、この間引部４では、
図 22 に示した PLL 回路24 から抽出されたゼロ点信号
(192kB)に基づき、図11(4)に示した雑音成分のみの信号
Ｄ(192kB)に変換される。

この信号Ｄは、補間部５に送られて、そのフィルタ処
理により補間された信号Ｅ(384kB)として出力される。
この信号Ｅは周波数逆シフト部６に送られ、周波数シフ
ト部３で用いた回転ベクトル信号Ｂと逆方向にシフトす
るため、信号Ｂとは共役複素数を構成する信号Ｆによっ
て逆回転させて信号Ｇとして出力される。なお、この信号
Ｆは補間部５の出力信号とタイミングを合わせるため遅
延回路８が途中に設けられている。

周波数逆シフト部６の出力信号Ｇは減算部７において
受信信号Ａから減算されて出力信号Ｋとなる。なお、こ
の場合も補間部５の出力信号とタイミングを合わせるた
め遅延回路９が受信信号Ａに対して設けられている。

このようにして、雑音除去部 71 からは、受信信号Ａ
から雑音成分が除去された後の信号Ｋが出力されること
となる。

図 24 は、図 23 に示した補間部５の実施例を示して
おり、この実施例では、ゼロ点挿入部 51 と補間フィル
タ 52 とで構成されている。

すなわち、間引部４から出力された雑音成分のみの信
号Ｄ(192kB)に対し、ゼロ点挿入部 51 が、図１２(2)で
示したようにゼロ点を雑音間に挿入し、伝送帯域 384kB
の信号として補間フィルタ 52 に与える。

補間フィルタ 52 はトランスバーサルフィルタで構成
することができ、遅延回路部 521 と乗算回路 522 のフ
ィルタ係数Ｃ１〜Ｃｎとにより種々のフィルタを構成す
ることができる。ここから出力される補間予測信号Ｅ
は、図９(4)に示した信号において各ゼロ点での雑音成
分Ｎ’がその両側の雑音成分Ｎによって補間された或る
振幅を有する信号として出力される。

図 25 は、図 22 に示したタイミング抽出部 23 と VC
XO 型 PLL 回路 24 の実施例を示したものである。この
内、タイミング抽出部 23 は、パワー演算回路(PWR)231
とバンドパスフィルタ 232 とベクトル化回路 233 とで
構成されており、PLL 回路24 は比較部 241 とローパス
フィルタ 242 と二次 PLL 回路 243 と D/A 変換回路 2
44と VCXO245 と分周器 246 とで構成されている。

すなわち、ロールオフフィルタ 22 から出力されたベ
クトル信号はパワー演算回路 231 で二乗演算されてパ
ワーが計算される。このようにして得たパワー値をバン
ドパスフィルタ 232 に通す。この例では、192kHz を中
心周波数とするバンドパスフィルタを用いているので所
望のゼロ点信号情報を出力してベクトル化回路233 に送
る。

ベクトル化回路 233 では、入力信号を 90 度位相の異
なった信号で合成することによりベクトル化し、タイミ
ング位相情報として PLL 回路 24 に与える。

PLL 回路 24 においては、まず比較部 241 におい
て、ベクトル化回路 233 からのタイミング位相情報と
予め分かっている基準点の位相とを比較してその位相差
をローパスフィルタ 242 で低域成分のみとし、２つの
積分器で構成された二次 PLL回路 243 と D/A 変換回路
244 で VCXO245 の制御電圧を制御する。

そして分周器 246 で分周した後、比較部 341 へフィ
ードバックすることにより基準点との比較を実施する。
これにより、ベクトル化回路 233 からのタイミング位
相情報と基準点との位相差を引き込み、同期が確立した
ゼロ点信号を抽出することができる。また、VCXO 回路
245 からは、A/D 変換器 16 へのサンプルタイミング信
号が出力され、最終的に比較部 241 にバックされ位相同
期ループを構成する。

以上説明したように、本発明に係るデータ伝送装置に
よれば、アダマール多重/分配、又は直交ミラーフィル
タ多重/分配を行うことで、処理サイクル数の負荷を軽
くすることが可能になる。

また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重した
データを透過伝送路に送出し、該透過伝送路から受信し
たデータを直交系列を用いて分配するようにしたので、
符号間干渉を発生させずに、不要帯域の除去及び狭帯域
化が可能になる。

また、アダマール系列を用いてデータを多重し、該多
重したデータを直交系列を用いて多重し、該多重下した
データを透過伝送路に送出すること、該透過伝送路から
受信したデータを、直交系列を用いて分配し、該分配し
たデータをアダマール系列を用いて分配することによ
り、不要帯域の除去（狭帯域化）が可能になるとともに
処理速度を高速にすることができる。

また、直交系列を用いてデータを多重し、該多重され
たデータを周波数軸及び時間軸でインタリーブし、該イ
ンタリーブされた多重データを直交系列を用いて多重す
ること、該多重データを直交系列を用いて分配し、該分
配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリーブ
し、該デインタリーブされたデータを直交変換を用いて
分配することにより、高速な平均化を行うことが可能と
なり、雑音変動に強いデータ伝送が可能になる。

また、平均化と回線等化を分離することにより、平均
化と回線等化ともに組み込むことが容易になる。

さらに、雑音キャンセラを用いることで、雑音変動に
強いデータ伝送が可能になる。

また、多重/分配によるマルチチャネル伝送を行うこと
で回線等化が容易になる。さらに、ガードタイムを設け
ることによりマルチパスに対応することが可能になる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平10−247889（ＪＰ，Ａ) 特開平７−23022（ＪＰ，Ａ) 特開2000−332724（ＪＰ，Ａ) 特開平10−135925（ＪＰ，Ａ) 特開2000−315994（ＪＰ，Ａ) 特開平９−321732（ＪＰ，Ａ) 特開平７−226724（ＪＰ，Ａ) 特開平11−261660（ＪＰ，Ａ) 特開2000−286817（ＪＰ，Ａ) 特開平11−168446（ＪＰ，Ａ) 特開平10−209889（ＪＰ，Ａ) 特開2000−341241（ＪＰ，Ａ) 実開昭51−59551（ＪＰ，Ｕ) 実開昭60−91227（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00 H04J 13/00 H04B 1/10

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】透過伝送路からデータを受信するステップ
と、該データを直交系列を用いて分配するステップと、該受信するステップと該分配するステップの間に、該受
信データに基づいて同期を確立するステップと、この確
立した同期に基づいてゼロ点を抽出して該データの雑音
成分を補間予測するステップと、該雑音成分を該データ
から差し引くステップと、を備えたことを特徴とするデ
ータ伝送方法。
【請求項２】受信したデータを第２の直交系列を用いて
分配するステップと、該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリ
ーブするステップと、該デインタリーブされたデータを第１の直交系列を用い
て分配するステップと、該第２の分配するステップの前
に、該受信データに基づいて同期を確立するステップ
と、この確立した同期に基づいてゼロ点を抽出して該デ
ータの雑音成分を補間予測するステップと、該雑音成分
を該データから差し引くステップと、を備えたことを特
徴とするデータ伝送方法。
【請求項３】透過伝送路からデータを受信する手段と、該データを直交系列を用いて分配する手段と、該受信する手段と該分配する手段との間に、該受信デー
タに基づいて同期を確立するステップと、この確立した
同期に基づいてゼロ点を抽出して該データの雑音成分を
補間予測する手段と、該雑音成分を該データから差し引
く手段と、を備えたことを特徴とするデータ伝送装置。
【請求項４】受信したデータを第２の直交系列を用いて
分配する手段と、該分配されたデータを周波数軸及び時間軸でデインタリ
ーブする手段と、該デインタリーブされたデータを第１の直交系列を用い
て分配する手段と、該第２の分配する手段の前に、該受信データに基づいて
同期を確立するステップと、この確立した同期に基づい
てゼロ点を抽出して該データの雑音成分を補間予測する
手段と、該雑音成分を該データから差し引く手段と、を
備えたことを特徴とするデータ伝送装置。