JP3368574B2

JP3368574B2 - 最尤系列推定回路

Info

Publication number: JP3368574B2
Application number: JP22829996A
Authority: JP
Inventors: 洋一松本
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1996-08-29
Filing date: 1996-08-29
Publication date: 2003-01-20
Anticipated expiration: 2016-08-29
Also published as: JPH1075201A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動体無線などで
みられるマルチパス環境下において、雑音や、フェージ
ング等の影響を受けた受信信号から送信信号系列を推定
する場合に、その推定誤りを低減するための技術に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来の最尤系列推定回路の構成の
例を示す図であって、数字符号１０は減算器、２０は推
定受信信号発生回路、３０は遅延回路、４０は絶対値算
出回路、５０は適応型通信路状態推定回路（時間的に追
従して通信路の状態を推定する回路）、６０はビタビア
ルゴリズム処理回路を表わしている。

【０００３】また、図中の英字符号Ａ〜Ｉは信号の別を
表わしており、それぞれ、以下の説明中の記述と対応し
ている。また、太い実線で表わした経路は複素ベースバ
ンド信号、細い実線で表わした経路はスカラ信号が伝送
されるものであることを示している。

【０００４】図８はトレリスダイアグラムの例を示す図
であって、４状態の場合を示している。ここでの太い実
線は最尤パスを、細い実線は他の生き残りパスを、破線
は切り捨てられたパスを示している。すなわち、誤差の
大きさによって、生き残るパスと、切り捨てるパスとに
分けられる。

【０００５】そして、生き残ったパスのうち、誤差の最
も小さなパスが最尤パスである。パスメモリには、各時
刻におけるパスの状態を記録する。図８に示すように、
状態と送信ビットは一対一に対応しているので、実際に
は送信ビットを記録することになる。従って、パスメモ
リは状態の時間履歴を記録したものと考えられるが、以
下の記述では、或る時間からどのくらい前かを「深さ」
と表現している。

【０００６】図８を例にとると、時間ｋからｋ−１，ｋ
−２，ｋ−３と時間的に遡るほど深くなる。従って、
「或る与えられたパスメモリ深さにおけるビット」と
は、例えば時間ｋ−２におけるビットのことである。以
下、図７及び図８を参照して従来の技術について、「パ
スメトリックの算出及び最尤パスの選択」と、「通信路
状態の推定」とに分けて説明する。

【０００７】「パスメトリックの算出及び最尤パスの選
択」図７において、受信信号Ａは、減算器１０において
ビタビアルゴリズム処理回路６０における各パスのコー
ドワード（４状態トレリスダイアグアム例を示す図８に
おいて、時刻ｋ−１における各生き残りパスより分岐す
る状態遷移に対応する送信ビット）ごとに求められる受
信信号の推定値（以下、推定受信信号という）Ｂが差し
引かれ、推定誤差信号Ｃとなる。

【０００８】前記推定受信信号Ｂは、推定受信信号発生
回路２０において、適応型通信路状態推定回路５０にお
いて推定された通信路状態推定値Ｈ、及び、前記ビタビ
アルゴリズム処理回路６０における各生き残りパスの状
態遷移に対応するコードワードにより与えられる仮判定
値Ｇより求められる。

【０００９】通常、前記推定受信信号発生回路２０は、
前記通信路状態推定値Ｈを係数とし、前記仮判定値Ｇを
入力とする通信路記憶長に相応するタップ数を有するＦ
ＩＲ（finite impulse response ）フィルタにより実現
される。各遷移状態に対する前記推定誤差信号Ｃは、絶
対値算出回路４０において絶対値尤度信号Ｅに変換さ
れ、ビタビアルゴリズム処理回路６０に入力される。

【００１０】前記ビタビアルゴリズム処理回路６０で
は、ビタビアルゴリズムにより、最尤パス及びその他の
生き残りパスが得られる。前記最尤パスにおける、或る
与えられたパスメモリ深さにおけるビットが、最尤系列
推定結果Ｉとして出力される。

【００１１】「通信路状態の推定」前記推定受信信号発
生回路２０において用いられる通信路状態推定値Ｈは、
適応型通信路推定回路５０において推定される。前記、
適応型通信路推定回路５０への入力は、前記ビタビアル
ゴリズム処理回路６０における最尤パスの或る与えられ
たパスメモリ深さにおけるビット推定値Ｆ、及び、遅延
回路３０により前記パスメモリ深さに分だけ遅延された
前記最尤パスの状態遷移に対応する推定誤差信号Ｄであ
る。

【００１２】これら入力信号に、ＬＭＳ（Least Mean S
quare）やＲＬＳ（Recursive LeastSquare）に代表され
る適応型推定アルゴリズム（文献「Widrow, B., J.McCo
ol,and M.Ball,“The Complex LMS Algorithm,” Pro
c.IEEE, vol.63, pp.719-720」参照）を適用することに
より、前記通信路状態推定値Ｈが得られる。なお、前記
ビタビアルゴリズム処理回路６０におけるパスメモリ深
さは、誤り訂正能力の向上度と時間的な通信路変化に対
する追従特性のトレードオフにより決定される。

【００１３】このような従来の最尤系列推定回路をシン
ボル周期でサンプリングされた受信信号に基づいて動作
させた場合、遅延量の小さなマルチパス信号が存在する
通信路（例えば、τ／Ｔ＜０．３，τ／Ｔ：正規化遅延
量、τ：マルチパス遅延量、Ｔ：シンボル間隔）に対し
ては、ビット誤りの低減が困難である。

【００１４】これは、遅延波の遅延量が小さくなるにつ
れ、主要波と遅延波の相関が大きくなり、従来の最尤推
定回路における通信路状態推定回路では、通信路状態を
正しく推定できず、その結果、ビタビアルゴリズム処理
回路において用いられる尤度情報も不確かとなるためで
ある。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上述したように、遅延
量の小さなマルチパス信号が存在する通信路（例えば、
τ／Ｔ＜０．３，τ／Ｔ：正規化遅延量、τ：マルチパ
ス遅延量、Ｔ：シンボル間隔）において、従来の最尤系
列推定回路を、シンボル周期でサンプリングされた受信
信号に基づいて動作させた場合、ビット誤りの低減が困
難であった。

【００１６】そこで、従来の最尤系列推定回路を遅延量
の小さなマルチパス信号が存在する通信路に適用する場
合は、シンボル間隔当たりのサンプリング回数を増やし
て動作させることにより、前記マルチパス遅延量が等価
的に大きくなるようにしていた。しかしながら、この場
合、通信路記憶長が増加するため、最尤系列推定回路の
回路規模も増大する。最尤系列推定回路の回路規模は通
信路記憶長に対して指数的に増加するため、サンプリン
グ回数を増やす方法は、ハードウエア実現の上で、その
回路規模が非常に大きくなるという問題があった。

【００１７】本発明はこのような従来の課題を解決する
ために成されたものであって、マルチパス通信路におい
て遅延波の遅延量が小さい場合においても、符号誤り率
を改善することが可能で、また、通信路状態の推定を迅
速に行なうことができ、最尤系列推定回路の短いトレー
ニングシーケンスのバースト通信等への適用が可能であ
って、しかも比較的小規模のハードウエアで実現するこ
とが可能な最尤系列推定回路を提供することを目的とし
ている。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
課題は前記特許請求の範囲に記載した手段により解決さ
れる。

【００１９】すなわち、請求項１の発明は、受信信号に
ついて最尤系列推定を行なう回路であって、時間と共に
変化する受信信号を、ビタビアルゴリズムを用いた最尤
判定回路から出力される仮判定値と、時間と共に変化す
る通信路状態の推定値とを用いて適応的に推定して信号
を発生する推定受信信号発生回路と、

【００２０】受信信号と上記推定受信信号発生回路の出
力との差を求めて推定誤差信号を出力する減算器と、
該推定誤差信号を入力として絶対値尤度信号を出力する
絶対値算出回路と、該絶対値尤度信号を入力とするビタ
ビアルゴリズムを用いた最尤判定回路と、

【００２１】該最尤判定回路の各生き残りパスに対応す
るパスメモリに保存されたビット系列を入力とし、過去
の時間に対応するマッチドフィルタインパルスレスポン
スを系数として、前記推定受信信号発生回路に実際の受
信データ識別タイミングより、或る決められた時間後の
タイミングにおける変調信号を再生して出力する波形成
形フィルタ♯１と、

【００２２】受信信号と、前記減算器の出力を遅延させ
た信号とを入力として、時間と共に変化する通信路の状
態を推定する通信路状態推定回路と、前記ビタビアルゴ
リズムを用いた最尤判定回路の、最尤パスに対応するパ
スメモリに保存されたビット系列を入力とし、未来の時
間及び過去の時間に対応するマッチドフィルタインパル
スレスポンスを係数として、前記通信路状態推定回路に
信号を出力する、波形成形フィルタ♯２を有する最尤系
列推定回路である。

【００２３】請求項２の発明は、上記請求項１記載の最
尤系列推定回路において、通信路状態推定回路が、送信
ビット系列が既知であるトレーニング信号を用いること
を前提として、波形成形フィルタ♯１、及び、♯２によ
り生成される再変調信号及び送受信データ識別タイミン
グにおける識別点信号が既知な値として与えられた場
合、

【００２４】受信信号が、通信路状態を未知変数とし、
かつ、前記再変調信号及び送受信データ識別タイミング
における識別点信号を既知変数とした連立一次線形関数
により与えられるという仮定に基づき、該連立一次線形
関数を解くことにより前記通信路状態の未知変数を求め
ることにより通信路状態を推定するように構成したもの
である。

【００２５】請求項３の発明は、前記請求項１記載の最
尤系列推定回路として、波形成形フィルタ♯１、及び、
♯２により生成される再変調信号の有する送受信データ
識別タイミングからの時間差がそれぞれ異なる複数個の
最尤系列推定回路を並列に配置し、それらの中で最も尤
度の高い信号系列を選択して出力信号とするように構成
したものである。

【００２６】請求項１記載の最尤系列推定回路では、時
間と共に変化する受信信号を適応的に推定する受信信号
推定回路への入力信号として、実際の送受信データ識別
タイミングより或る決められた時間後のタイミングにお
ける変調信号を再生するための、ビタビアルゴリズムを
用いた最尤判定回路の各生き残りパスに対応するパスメ
モリに保存されたビット系列を入力とし、過去の時間に
対応するマッチドフィルタインパルスレスポンスを係数
とする波形成形フィルタ♯１を有し、

【００２７】かつ、前記時間と共に変化する受信信号を
適応的に推定発生する回路では、時間と共に変化する通
信路状態の推定値が用いられるが、この通信路状態推定
回路への入力信号として、実際の送受信データ識別タイ
ミングより或る決められた時間後のタイミングにおける
変調信号を再生するための、ビタビアルゴリズムを用い
た最尤判定回路の最尤パスに対応するパスメモリに保存
されたビット系列を入力とし、未来時間及び過去時間に
対応するマッチドフィルタインパルスレスポンスを係数
とする波形成形フィルタ♯２を有する。

【００２８】これにより、実際の通信路におけるマルチ
パス遅延量が、前記再変調信号の有する遅延量と等しい
かあるいは近い場合には、精度の良い通信路状態の推定
が可能となる。

【００２９】請求項２の発明では、送信系列が既知であ
るトレーニング信号を用いることを前提として、上記請
求項１の最尤系列推定回路における波形成形フィルタ♯
１及び♯２により生成される再変調信号及び送受信デー
タ識別タイミングにおける識別点信号が既知な値として
与えられた場合、受信信号が、通信路状態を未知変数と
し、

【００３０】かつ、前記の再変調信号及び送受信データ
識別タイミングにおける識別点信号を既知変数とした連
立一次線形関数により与えられるという仮定に基づき、
前記連立一次線形関数を解くことにより前記通信路状態
の未知変数を求めることにより通信路状態の推定する通
信路状態推定回路を有する。これにより、高速な通信路
状態の推定が可能となり、トレーニングシーケンス長の
低減に効果がある。

【００３１】請求項３の発明では、上記請求項１記載の
最尤系列推定回路において、前記波形成形フィルタ♯１
及び♯２により生成される再変調信号の有する送受信デ
ータ識別タイミングからの時間差τがそれぞれ異なる複
数個の最尤系列推定回路を並列に配置し、それらの中で
最も尤度の高い信号系列を選択し出力信号とする最尤系
列推定を行なう。

【００３２】このような並列構成の最尤系列推定回路で
は通信路状態メモリ数と回路規模増加量は比例の関係と
なり、従来技術の場合のように指数関数的な回路規模増
加を伴わない。そのため、通信路メモリ数が多い場合、
従来に比べ、大幅な回路規模削減効果が得られる。

【００３３】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施の形態の例を
示すブロック図であって、数字符号１０は減算器、２１
は推定受信信号発生回路、３１は遅延回路１、３２は遅
延回路２、４０は絶対値算出回路、５１は初期通信路状
態推定回路付き適応型通信路状態推定回路、６１は並列
型ビタビアルゴリズム処理回路、７０は波形成形フィル
タ♯１、７１は波形成形フィルタ♯２を表わしている。
また、英字符号Ａ〜Ｌはそれぞれ信号を表わしており、
以下の説明中の記載と対応する。

【００３４】以下、図１を用いて、発明の実施の形態の
動作について、「パスメトリックの算出及び最尤パスの
選択」、「通信路状態の推定」、「初期通信路状態の推
定」、及び「並列ビタビ信号処理動作」に分けて説明す
る。なお、説明中の通信路モデルは、２波モデル（直接
波及び遅延波１波）を例として用いている。

【００３５】「パスメトリックの算出及び最尤パスの選
択」受信信号Ａは、減算器１０においてビタビアルゴリ
ズム処理回路６０における各パスのコードワードごとに
求められた推定受信信号Ｂが差し引かれ、推定誤差信号
Ｃとなる。前記推定受信信号Ｂは、推定受信信号発生回
路２１において以下の３系統の入力（入力１〜３）よ
り、各生き残りパスの状態遷移について算出される。

【００３６】（入力１）初期通信路状態推定回路付き適
応型通信路状態推定回路５１（以下、通信路状態推定回
路５１という）において推定された通信路状態推定値
Ｈ、（入力２）前記ビタビアルゴリズム処理回路６１に
おける各生き残りパス及びその状態遷移に対応するコー
ドワードにより与えられる仮判定値Ｇ、（入力３）波形
成形フィルタ♯１により生成される、理想識別タイミン
グより或る時間τ_p 後の再変調信号Ｊ。

【００３７】前記推定受信信号発生回路２１は、前記通
信路状態推定値Ｈを係数とし、前記仮判定値Ｇ、およ
び、再変調信号Ｊを入力として、それぞれ対応する係数
を乗算した後、それらを加算して出力する。

【００３８】前記の各状態遷移に対応する推定誤差信号
Ｃは、絶対値算出回路４０において絶対値尤度信号Ｅに
変換され、ビタビアルゴリズム処理回路６１に尤度情報
として入力される。前記ビタビアルゴリズム処理回路６
１では、ビタビアルゴリズムにより、最尤パス及びその
他の生き残りパスが得られる。前記最尤パスにおける、
或る与えられたパスメモリ深さにおけるビットが、最尤
系列推定結果Ｉとして出力される。

【００３９】通信路が２波モデルで与えられる場合、時
刻ｋにおける推定誤差信号Ｃは“数１”により与えられ
る。

【００４０】

【数１】

【００４１】ここで、ｒ_k は受信信号、ｘ_n,m はコード
ワード、ｗ₀,_k 、ｗ₁,_k はそれぞれ直接波及び遅延波の
時間ｋにおける通信路状態変数を表わし、ｈ（ｔ）は、
再変調に用いる前記波形成形フィルタのインパルスレス
ポンス、“外１”は最尤パスにおけるビット判定値であ
る。

【００４２】

【外１】

【００４３】“数１”右辺の最終項に示されるように、
本処理では推定受信信号Ｂに遅延が許容されないため、
前記波形成形フィルタ♯１においてフィルタ処理による
遅延が生じないよう、インパルスレスポンスの過去時間
に対応する値のみを用いている（いわゆる、causal Fil
ter ）。また、（自乗）絶対値誤差信号Ｅは、以下の
“数２”により与えられ、前記ビタビアルゴリズム処理
回路６１におけるブランチメトリックとなる。

【００４４】

【数２】

【００４５】「通信路状態の推定」前記推定受信信号発
生回路２１において用いられる通信路状態推定値Ｈは、
通信路状態推定回路５１において推定される。前記通信
路状態推定回路５１への入力は、前記ビタビアルゴリズ
ム処理回路６１における最尤パスにおいて或る与えられ
たパスメモリ深さにおけるビット推定値Ｆを入力とする
波形成形フィルタ♯２により生成される、遅れ時間τ_p
を有する再変調信号Ｌ、

【００４６】遅延回路♯１により前記波形成形フィルタ
♯２におけるフィルタ処理により生じる遅延分だけ前記
ビット推定値Ｆを遅延して得られる信号Ｋ、及び遅延回
路♯２により、前記パスメモリ深さに相当する遅延及び
前記波形成形フィルタ♯２におけるフィルタ処理遅延の
合計遅延だけ遅延された、最尤パスの状態遷移に対応す
る推定誤差信号Ｄである。

【００４７】通信路状態推定回路５１では、前記各入力
より、適応推定アルゴリズムを用いて通信路状態を推定
する。例えば、適応推定アルゴリズムとしてＬＭＳ（Le
astMean Square ）アルゴリズムが用いられた場合、上
述の手順は“数３”〜“数５”のように定式化される。

【００４８】

【数３】

【００４９】

【数４】

【００５０】

【数５】

【００５１】ここで、ｒ_k は受信信号、ｗ₀,_k 、ｗ₁,_k
はそれぞれ直接波及び遅延波の時間ｋにおける通信路状
態変数、ｈ（ｔ）は波形成形フィルタインパルスレスポ
ンス、Ｄは前記波形成形フィルタ♯２におけるフィルタ
処理遅延量、“外２”は最尤パスにおけるビット推定
値、μはＬＭＳアルゴリズムにおけるステップ定数、２
Ｖ＋１が前記波形成形フィルタ♯２のタップ数である。
なお、波形成形フィルタインパルスレスポンスは、送受
信フィルタの総合特性として与えられる。

【００５２】

【外２】

【００５３】「初期通信路状態推定」受信信号Ａは、送
信ビット系列が既知なトレーニングシーケンスにおい
て、遅延波の遅延量がτ_p で与えられ、かつ通信路状態
の変化がゆるやかでトレーニングシーケンスにおいては
一定であるとみなせる場合、通信路状態変数を用いて
“数６”〜“数９”のように与えられる（２波モデルの
場合）。

【００５４】

【数６】

【００５５】

【数７】

【００５６】

【数８】

【００５７】

【数９】

【００５８】ここで、ｗ₀ ，ｗ₁ は通信路状態変数、ｒ
_k は受信信号、ｓ_k はトレーニングシーケンスにおける
既知送信ビットである。“数６”及び“数７”より、通
信路状態変数は“数１０”及び“数１１”に示されるよ
うに求められる。

【００５９】

【数１０】

【００６０】

【数１１】

【００６１】このようにして求められた通信路状態変数
ｗ₀ ，ｗ₁ は、ノイズによる誤差が問題となる場合、フ
ェージングによる振幅及び位相変動が無視できる程度の
時間にわたって平均化することにより、雑音による推定
誤差を低減し、通信路状態変数の推定値精度を向上する
ことができる。トレーニングシーケンス以降では、ＬＭ
Ｓアルゴリズム等の適応アルゴリズムを用いて状態推定
を行なう。

【００６２】「並列ビタビ信号処理動作」図１に示され
るように、上述した最尤系列推定回路を複数並列に設置
し（以下、これを並列型最尤系列推定回路という）、最
尤系列推定回路における波形成形フィルタ♯１及び波形
成形フィルタ♯２の遅れ時間τ_p を各最尤系列推定回路
ごとに異なる値に設定する。

【００６３】遅れ時間τ_p を異なる値に設定するのは、
異なった遅延波の遅延量に対して良好な特性を得るため
である。実際の通信路における遅延波の遅延量に最も近
い遅れ時間τ_p を有する最尤系列推定回路が、最も良好
に通信路状態を推定し、その結果最も誤りの少ない最尤
系列を推定する。

【００６４】このように、複数並列に設置された最尤系
列推定回路より最小のパスメトリックを有するパスを選
択するのが、並列型ビタビアルゴリズム処理回路６１で
ある。そして、上記の選択された最小のパスメトリック
を持つパスに対応する或る与えられたパスメモリ深さに
おけるビット推定値が、最尤推定判定値Ｉとして出力さ
れる。

【００６５】前記の並列型ビタビアルゴリズム処理回路
６１は、図２あるいは図３に示す構成により実現され
る。図２において、数字符号６２₁ 〜６２_M は、それぞ
れ、図１における基本回路、６３₁ 〜６３_N は、それぞ
れ、加算−比較回路（図では Add-Compare-SelectCircu
it の略号としてＡＣＳと表示している）、６４はパス
メモリ、６５は選択回路を表わしている。

【００６６】また、図３において、６３₁ 〜６３_N は図
２と同様であり、６６₁ 〜６６_M はそれぞれ基本回路、
６７₁ 〜６７_N はそれぞれ選択回路、６８はパスメモリ
を表わしている。

【００６７】図２に示す構成は、各最尤系列推定回路ご
とにパスメモリを有し、それぞれ個別に最尤パスを先に
決定し、最終段の選択回路において最小のメトリックを
有するパスの選択を行なうものである。一方、図３に示
す構成は、前記並列型最尤系列推定回路を構成する個々
の最尤系列推定回路において算出されたパスメトリック
を、まず状態ごとに、並置された全ての回路の中より最
尤のパスをまず選択し、次に選択された各状態の中より
最尤パスを選択するもので、単一のパスメモリを有す
る。

【００６８】図４に、５シンボルのトレーニングシーケ
ンスが繰り返し与えられた場合に、それぞれの繰り返し
ごとに、本発明の初期通信路状態推定回路を用いて通信
路状態を推定した場合の結果を示す。また、比較のた
め、前記初期通信路状態推定回路の代わりにＬＭＳアル
ゴリズムを用いて連続したトレーニングシーケンスにて
通信路状態を推定した場合の過渡応答を図５に示す。

【００６９】なお、通信路は２波モデル、遅延波の正規
化遅延量は０．２である。また、本発明の最尤系列推定
回路における波形成形フィルタ♯１及び♯２の正規化遅
延量は同様に０．２である。図４に示されるように、本
発明の初期通信路状態推定回路は、５シンボルという短
いトレーニングシーケンスにて良好に通信路状態を推定
している。一方、図５より明らかなように、ＬＭＳアル
ゴリズムを用いた場合は、状態推定を完了するまでに約
１０００シンボルを要している。

【００７０】

【表１】

【００７１】さらに、“表１”に示すパラメータを用い
てシミュレーションにより求めた、本発明を用いた場合
の符号誤り率と正規化遅延量の関係を図６に示す。同図
には比較参考のため、遅延検波回路、及び従来技術のシ
ンボルスペース最尤系列推定回路に収束特性に優れる適
応アルゴリズムＶＬＭＳ(Variable LMS)(文献「DennoS.,
and Y.Saito, " Fast Channel Impulse Response Est
imation Scheme forAdaptive MLSE(Maximum Likelihood
Sequence Estimation) Equalizer-Proposalof VLMS(Va
riable-gain Least Mean Squares) Algorithm-," IEICE
Trans. oncomm. vol. J78-B-11, pp.221-230,(1995)」
参照）を適用した場合の符号誤り率についても示した。
同図に示されるように、本発明の最尤系列推定回路によ
り、符号誤り率が従来技術に比べ大幅に改善される。

【００７２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
マルチパス通信路において遅延波の遅延量が小さい場合
においても、従来技術に比べ大幅に符号誤り率を改善す
ることができる。また、本発明を適用した初期通信路状
態推定回路は、通信路状態の推定を迅速に行なうことが
できるから、最尤系列推定回路のトレーニングシーケン
スを短くできるので、バースト通信等への適用が可能で
ある。そして、本発明によれば、これらを実現する回路
を小規模のハードウエアで実現することができる利点が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態の例を示すブロック図であ
る。

【図２】並列処理型ビタビアルゴリズム（複数のパスメ
モリを有する方法）を示す図である。

【図３】並列処理型ビタビアルゴリズム（単一のパスメ
モリを有する方法）を示す図である。

【図４】本発明の初期通信路状態推定回路を用いた場合
の推定結果を示す図である。

【図５】ＬＭＳアルゴリズムを用いた場合の通信路状態
推定値と収束時間の関係を示す図である。

【図６】符号誤り率と遅延波遅延量の関係を示す図であ
る。

【図７】従来の最尤系列推定回路の構成の例を示す図で
ある。

【図８】トレリスダイアグラムの例を示す図である。

【符号の説明】

１₁ 〜１_M 基本回路１０減算器２０，２１推定受信信号発生回路３０，３１，３２遅延回路４０絶対値算出回路５０適応型通信路状態推定回路５１初期通信路状態推定回路付き適応型通信路状態
推定回路６０ビタビアルゴリズム処理回路６１並列型ビタビアルゴリズム処理回路６２₁ 〜６２_M ，６６₁ 〜６６_M 基本回路６３₁ 〜６３_N 加算−比較−選択回路（ＡＣＳ）６４，６８パスメモリ６５，６７₁ 〜６７_N 選択回路７０，７１波形成形フィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 7/005 - 7/015 H04B 3/00 H04L 27/00 H04B 1/10 ＩＮＳＰＥＣ（ＤＩＡＬＯＧ) ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号について最尤系列推定を行なう
回路であって、時間と共に変化する受信信号を、ビタビアルゴリズムを
用いた最尤判定回路から出力される仮判定値と、時間と
共に変化する通信路状態の推定値とを用いて適応的に推
定して信号を発生する推定受信信号発生回路と、受信信号と上記推定受信信号発生回路の出力との差を求
めて推定誤差信号を出力する減算器と、該推定誤差信号を入力として絶対値尤度信号を出力する
絶対値算出回路と、該絶対値尤度信号を入力とする、ビ
タビアルゴリズムを用いた最尤判定回路と、該最尤判定回路の各生き残りパスに対応するパスメモリ
に保存されたビット系列を入力とし、過去の時間に対応
するマッチドフィルタインパルスレスポンスを系数とし
て、前記推定受信信号発生回路に、実際の受信データ識
別タイミングより、或る決められた時間後のタイミング
における変調信号を再生して出力する波形成形フィルタ
♯１と、受信信号と、前記減算器の出力を遅延させた信号とを入
力として、時間と共に変化する通信路の状態を推定する
通信路状態推定回路と、前記ビタビアルゴリズムを用いた最尤判定回路の、最尤
パスに対応するパスメモリに保存されたビット系列を入
力とし、未来の時間及び過去の時間に対応するマッチド
フィルタインパルスレスポンスを係数として、前記通信
路状態推定回路に信号を出力する、波形成形フィルタ♯
２を有することを特徴とする最尤系列推定回路。
【請求項２】通信路状態推定回路は、送信ビット系列
が既知であるトレーニング信号を用いることを前提とし
て、波形成形フィルタ♯１、及び、♯２により生成され
る再変調信号及び送受信データ識別タイミングにおける
識別点信号が既知な値として与えられた場合、受信信号
が、通信路状態を未知変数とし、かつ、前記再変調信号
及び送受信データ識別タイミングにおける識別点信号を
既知変数とした連立一次線形関数により与えられるとい
う仮定に基づき、該連立一次線形関数を解くことにより
前記通信路状態の未知変数を求めることにより通信路状
態を推定する請求項１記載の最尤系列推定回路。
【請求項３】最尤系列推定回路としては、波形成形フ
ィルタ♯１、及び、♯２により生成される再変調信号の
有する送受信データ識別タイミングからの時間差がそれ
ぞれ異なる複数個の最尤系列推定回路を並列に配置し、
それらの中で最も尤度の高い信号系列を選択して出力信
号とする請求項１記載の最尤系列推定回路。