JP3336134B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、入力電流の歪を改善し
た電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、交流電源を整流・平滑して得られ
た直流を、半導体スイッチング素子からなるスイッチン
グ素子のオン・オフにより、高周波の交流に変換して負
荷に供給する電源装置がある。このような電源装置にお
いて入力電流の歪を改善するために入力電流波形を電源
電圧波形と略同一の波形とする回路方式が種々提案され
ている。

【０００３】その一つとして米国特許第５３１３１４２
号がある。第６図はその従来例回路を示しており、この
従来例回路は、交流電源ＡＣの一端にコンデンサＣ₄ を
介してインバータ部１の一部に接続してある。インバー
タ部１はコンデンサＣ₄ を介して高周波エネルギを交流
電源ＡＣ側に帰還させることで、ダイオードブリッジＤ
Ｂを経由して交流電源ＡＣとダイオードブリッジＤＢと
の間に接続してあるチョークＬ_1Aに高周波電圧を生じさ
せ、入力電圧の全区間でその高周波電圧により、ダイオ
ードブリッジＤＢの出力端に接続してある電解コンデン
サからなるコンデンサＣ₂を充電し、入力電流が略正弦
波となるようにするものである。

【０００４】この従来例回路を更に説明すると、インバ
ータ部１は、コンデンサＣ₂ に並列に接続した二つのト
ランジスタＱ₁ 、Ｑ₂ の直列回路と、共振用チョークＬ
₂ と、共振用コンデンサＣ₆ とで構成され、負荷として
は放電灯ＬＰをコンデンサＣ ₄ とコンデンサＣ₃ との接
続点と、トランジスタＱ₁ とトランジスタＱ₂ との接続
点との間に上記共振用チョークＬ₂ と、帰還用トランス
Ｔの１次巻線を介して接続している。また放電灯ＬＰは
フィラメントＦ₁ 、Ｆ₂ の非電源側端に始動用として正
特性サーミスタＰＴＣと、コンデンサＣ₇ との直列回路
を接続している。またトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ はトラン
スＴ₁ の帰還巻線Ｗ₁ ，Ｗ₂ による自励回路により駆動
され、各トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のベース回路は抵抗Ｒ
₃ 、コンデンサＣ₉ 或いはＲ₄ 、コンデンサＣ₁₀により
構成されている。またトランジスタＱ₁ のベースには抵
抗Ｒ₇ 、Ｒ₆ 、Ｒ₂ 、Ｒ₅ 、コンデンサＣ₁₁、ダイアッ
クＱ₃ からなる起動回路を通じて起動時にベース電流が
供給されるようになっている。

【０００５】インバータ部１の共振ループにはコンデン
サＣ₃ があり、このコンデンサＣ₃の一端にコンデンサ
Ｃ₄ を介して交流電源ＡＣの一端が接続されている。こ
の従来例は共振回路の一部を介してコンデンサＣ₄ で電
源回路に高周波エネルギを供給し、チョークＬ_1Aに高周
波電圧を生じさせダイオードブリッジＤＢを介してその
高周波電圧にて入力電流歪を改善したものでる。

【０００６】つまり図７に示す交流電源ＡＣの電圧波形
（イ）の山部ａ（脈流波形において）においては、コン
デンサＣ₄ を介して低周波の交流電源ＡＣの電圧がイン
バータ部１のコンデンサＣ₃ の一端に印加され、また谷
部ｂ（脈流波形において）においては、インバータ部１
の共振動作によりコンデンサＣ₃ の一端の電圧が高周波
的に反転するが、その高周波電圧をコンデンサＣ₄ を介
して交流電源ＡＣ側へと帰還させる。その為交流電源Ａ
Ｃの脈流波形の山部ａと谷部ｂとでコンデンサＣ₄ がイ
ンバータ部１へ関わってくる度合いが変わり、山部ａと
谷部ｂとで二つのインバータ部１の動作モードが存在す
ることになり、結果負荷電流の波形が図７のような電流
波形（ロ）となる。

【０００７】この負荷電流波形（ロ）は交流電源ＡＣ電
圧の谷部ｂにてその出力が最大、山部ａで最小となり、
交流電源ＡＣ電圧に対して逆相似波形となる。このよう
な従来例回路では、電源投入時の突入電流値が高いとい
う問題があった。同様な回路方式を採用したものとして
は米国特許第５２２３７６７号がある。この従来例は、
交流電源の一端若しくは交流電源の整流するダイオード
ブリッジの出力の一端からインピーダンス素子を介して
インバータ部へ接続しており、インバータ部の高周波動
作をインピーダンスを介して交流電源の入力側に設けた
チョークに高周波電圧を発生させ、ダイオードブリッジ
を介して平滑用の電解コンデンサを高周波的に充電し、
交流電源電圧の略全区間で入力電流を流すようにしてい
る。

【０００８】その他の入力電流の歪を改善する手段とし
ては特開昭５９−２２００８１号公報に示されたものが
ある。この従来例は図８に示すようにダイオードブリッ
ジＤＢの出力端間に平滑用コンデンサを接続する代わり
に、インバータ部１の高周波電圧の一部をダイオードブ
リッジＤＢの出力電圧に重畳する谷埋形の電源部３を設
けたものである。この回路で用いるインバータ部１はバ
イポーラトランジスタよりなる一対のトランジスタ
Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列回路と、一対のコンデンサＣ₁₀、Ｃ₁₁
の直列回路と、一対のダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁の直列回路
とを電源部３の両端間に接続し、コンデンサＣ₁₀，Ｃ₁₁
同士の接続点とダイオードＤ₁₀，Ｄ₁₁同士の接続点とを
共通に接続し、この接続点とトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ 同
士の接続点との間にチョークＬ_x とコンデンサＣ_x との
直列回路からなる共振回路を挿入した構成を有し、コン
デンサＣ_x の両端間に負荷２を接続してある。また、ト
ランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の直列回路とダイオードＤ₁₀，Ｄ
₁₁の直列回路とは逆並列に接続される。すなわち、ハー
フブリッジ型のインバータ回路を構成している。ここ
に、両トランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ は制御回路４により高周
波で交互にオン・オフされる。

【０００９】電源部３は、ダイオードブリッジＤＢの出
力端にカソードを接続したダイオードＤａと、このダイ
オードＤａのアノード側に直列接続されたチョークＬａ
およびコンデンサＣａと、チョークＬａとコンデンサＣ
ａとの直列回路とダイオードＤａとの接続点にカソード
が接続されトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の接続点にアノード
が接続されたダイオードＤｂとにより構成されている。
この構成では、ダイオーブリッジＤＢから出力される脈
流電圧のピーク値付近（山部という）では、両トランジ
スタＱ₁ ，Ｑ₂ の接続点に生じる高周波をダイオードＤ
ｂで整流しチョークＬａを通してコンデンサＣａに充電
しておき、ダイオードブリッジＤＢの脈流電圧の０Ｖ付
近（谷部という）では、コンデンサＣａの電荷をダイオ
ードＤａを通して放出することによりインバータ部１へ
の給電を行なう。

【００１０】したがって、交流電源ＡＣの電圧波形が図
９（ａ）のようであるとき、インバータ部１への入力電
圧は、図９（ｂ）のような包絡線を持ち、谷部の電圧
は、平滑用コンデンサを用いる場合よりは低く、平滑用
コンデンサを用いない場合よりは高くなる。インバータ
部１への入力電圧が上述のように変化する結果、負荷２
への供給電流の包絡線は図９（ｃ）のようにインバータ
部１への入力電圧を反映するように変化する。つまり、
負荷２への供給電流には交流電源ＡＣの半サイクルごと
の周期を有する変動があり、またダイオードブリッジＤ
Ｂが出力する脈流電圧の谷部では電源部３からインバー
タ部１に給電されることで交流電源ＡＣからの入力電流
に多少の休止期間が生じる。

【００１１】交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が
生じないように図８に示す回路を改良したものとして、
特開平５−５６６５９号公報に記載のものが提案されて
いるが、この回路では休止期間のない入力電流波形とな
るが、負荷電流波形が交流電源の周期に併せて大きく変
動する欠点を有している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上述したように特徴的
な負荷電流波形を持つ図６、図８の回路の内前者におい
ては入力電流波形が交流電源電圧と略一定の正弦波波形
となるが、電源投入時の突入電流が高いという欠点があ
る。また後者では、電源投入時の突入電流を低減できる
が、入力電流に休止期間ができるという欠点を有してい
る。また両者に共通して入力電流波形を入力電圧の波形
の相似波形に近づけると、負荷電流のリップル成分が大
きくなるという問題があった。その問題点を制御回路に
て解決しようとすると、交流電源を整流して得られる脈
流波形の谷部と、山部とで発振周波数を可変させる手段
が必要となる。この場合回路構成が複雑になり、またコ
スト的にも割り高なものとなってしまうという問題があ
った。また発振周波数を変動させることで、電源装置か
らのノイズが多くなることが考えられ、その対策回路が
必要となるという欠点があった。例えば負荷が放電灯の
場合、光出力のリップル成分が大きいため、ちらつきと
して現れたり、光出力が低下してランプ効率が低くなる
といった問題があった。

【００１３】本発明は上記問題点に鑑みて為されたもの
で、その目的とするところは簡単な回路構成により、入
力電流の歪を改善し、しかも電源投入時の突入電流を低
減し、更に負荷電流のリップルを低減した電源装置を提
供するにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１の発明では、交流電源と、前記交流電源を整
流するダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジ
から出力される脈流電圧を高周波の交流に変換するイン
バータ部とを備え、前記インバータ部の出力に負荷を接
続する電源装置において、前記交流電源の一端と前記ダ
イオードブリッジの負極との間には第１，第２のコンデ
ンサの直列回路を接続し、前記インバータ部は前記ダイ
オードブリッジの出力端間に接続した第１，第２のスイ
ッチング素子の直列回路と、前記第１，第２のスイッチ
ング素子の接続点と前記第１，第２のコンデンサの接続
点との間に共振用チョークと帰還用トランスの１次巻線
とを介して前記負荷と共振用コンデンサの並列回路を接
続して前記負荷、共振用コンデンサ、共振用チョークで
振動回路を構成し、前記第１，第２のスイッチング素子
を前記帰還用トランスに設けてある夫々に対応した帰還
用巻線の出力で交互にオンオフするもので、前記第１，
第２のスイッチング素子の両端間には、前記ダイオード
ブリッジの出力に対して逆方向の第１のダイオードと、
第３のコンデンサとの直列回路を接続し且つ前記，第２
のスイッチング素子の接続点から第２のダイオードを介
して、前記インバータ部の高周波出力で前記第３のコン
デンサを充電する経路を有する電源部を設けていること
を特徴とする。

【００１５】請求項２の発明では、交流電源と、前記交
流電源を整流するダイオードブリッジと、前記ダイオー
ドブリッジから出力される脈流電圧を高周波の交流に変
換するインバータ部とを備え、前記インバータ部の出力
に負荷を接続する電源装置において、前記インバータ部
は、第１，第２のダイオードの直列回路と第３，第４の
ダイオードの直列回路との並列回路を介して前記ダイオ
ードブリッジの出力端間に前記第１，第２のスイッチン
グ素子の直列回路を接続するとともに、前記第１のスイ
ッチング素子に並列に、前記負荷と第１の共振用コンデ
ンサの並列回路と、カップリング用コンデンサと、共振
用チョークと、帰還用トランスの１次巻線との直列回路
を接続し、前記帰還用トランスの１次巻線と前記共振用
チョークとの直列回路に第２、第３の共振用コンデンサ
の直列回路を並列に接続するとともに、前記第１，第２
のダイオードの接続点と前記第２の共振用コンデンサと
前記帰還用トランスの１次巻線との接続点との間に第４
の共振用コンデンサを接続し、前記第３，第４のダイオ
ードの接続点に前記第２，第３の共振用コンデンサの接
続点を接続し、前記第１，第２のスイッチング素子を前
記帰還用トランスに設けてある夫々に対応した帰還用巻
線の出力で交互にオンオフするもので、前記ダイオード
ブリッジの出力端間には、前記ダイオードブリッジの出
力に対して逆方向の第４のダイオードと、コンデンサと
の直列回路を接続しインバータ部の高周波出力でコンデ
ンサを充電する経路を有する電源部を設けていることを
特徴とする。

【００１６】

【００１７】

【００１８】

【００１９】

【００２０】

【００２１】

【作用】本発明によれば、インバータ部の高周波出力を
平滑蓄積してインバータ部の第１、第２のスイッチング
素子の直列回路の一端に給電する電源部を備えているの
で、交流電源入力電流を交流電源電圧に対して略同一位
相の正弦波形としても、負荷電流波形のピーク値を下
げ、交流電源の脈流電圧の山部、谷部で負荷電流波形の
ピーク値を持った略一定の負荷出力を得ることができ、
しかもインバータ部の高周波出力を平滑蓄積して上述の
ようにインバータ部の第１、第２のスイッチング素子の
直列回路の一端に給電するため、電源投入時に電源部に
対して突入電流が流れることはない。

【００２２】

【実施例】まず本発明の実施例を説明する前に、本発明
の基本となる例を図面を参照して説明する。 （基本例） 図１は本基本例の回路を示しており、本基本例は交流電
源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジＤＢの出力端
間にインバータ部１のスイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ₁₁の直
列回路と、電源部３’とを夫々接続してある。またイン
バータ部１のスイッチング素子Ｑ₁₀にはチョークＬ₀ と
コンデンサＣ₀ と負荷２とからなる直列共振回路で構成
された振動回路を接続し、コンデンサＣ₀ と負荷２との
接続点又はコンデンサＣ₀ とチョークＣ₀ との間に上記
ダイオードブリッジＤＢの入力端をインピーダンス素子
Ｚを介して接続している。インバータ部１のスイッチン
グ素子Ｑ₁₀、Ｑ₁₁は制御回路４により交互にオン、オフ
される。電源部３’は図８に用いられている電源部３と
略同じ構成であるが、ダイオードＤａ、チョークＬｂ、
コンデンサＣａの直列回路に並列に電解コンデンサから
なるコンデンサＣａに比べて非常に小さな容量のコンデ
ンサＣｂを接続した点で相違している。このコンデンサ
Ｃｂはインバータ部１の回生電流用で容量が小さいため
電源投入時の突入電流は非常に小さいものである。

【００２３】而して本基本例では従来例（図８）と同様
にダイオーブリッジＤＢから出力される脈流電圧のピー
ク値付近（山部ａ）では、両スイッチング素子Ｑ₁₀，Ｑ
₁₁の接続点に生じる高周波を電源部３’のダイオードＤ
ｂで整流し、この整流出力によりチョークＬａを通して
コンデンサＣａに充電しておき、ダイオードブリッジＤ
Ｂの脈流電圧の０Ｖ付近（谷部ｂ）では、コンデンサＣ
ａの電荷をダイオードＤａを通して放出することにより
インバータ部１への給電を行なう。

【００２４】インバータ部１はスイッチング素子Ｑ₁₀，
Ｑ₁₁の交互のオンオフにより図２（ａ）に示す交流電源
ＡＣ電圧と略相似形の入力電流となり、また交流電源Ａ
Ｃの電圧の増減とは逆方向に増減する負荷電流が流れる
ことになる。そしてその負荷電流波形は図２（ｂ）のよ
うな波形となり、一方電源部３’の負荷電流波形は図２
（ｃ）に示すような波形となる。

【００２５】従って両者の負荷電流波形が合成されるこ
とにより、図２（ｄ）に示すように負荷電流波形のピー
ク値が下がり、しかも図２（ａ）の交流電源ＡＣを全波
整流した電圧波形の山部ａ、谷部ｂにピークを持つこと
になり、略一定の負荷出力が得られる。つまり従来例の
説明で述べた如く電源部３’によりインバータ部１の電
源電圧は図９（ｂ）に示すように交流電源ＡＣを全波整
流した脈流電圧波形の谷部で低下する電圧波形となる
が、インバータ部１は従来例で説明したように二つの共
振動作により交流電源ＡＣを全波整流した脈流電圧波形
の谷部で負荷出力が最大となるような回路動作を行うこ
とから、この相反する二つの回路動作により、図２
（ｄ）に示す負荷電流波形を得ることができるのであ
る。

【００２６】また電源部３’のコンデンサＣａの充電を
インバータ部１の高周波で行うため電源投入時には突入
電流が流れない。次に本発明の実施例を説明する。 （実施例１） 本実施例は上記基本例の構成を上述した図６の従来例に
適用したものであって、本実施例では図６の従来例に設
けてあった電解コンデンサＣ₂ の代わりに、上記基本例
と同様な構成の電源部３’を図３に示すように用いたも
のであり、また上記基本例におけるインピーダンス素子
ＺをコンデンサＣ₄ が構成する。

【００２７】而して本実施例ではインバータ部１の入力
電圧波形が電源部３’により上記の図９（ｂ）に示すよ
うになる。一方インバータ部１に流れる負荷電流の波形
は上記の図２（ｂ）に示すような波形となるため、基本
例と同様に合わさった負荷電流波形は図２（ｄ）に示す
ような波形となる。従って本実施例の入力電流波形は図
４に示すように交流電源ＡＣの電圧波形（イ）と同位相
の正弦波形（ロ）となり、入力電流歪が改善される。

【００２８】

【００２９】（実施例２） 本実施例は、米国第４９４９０１３号に示された回路に
適用したもので、当該回路の平滑コンデンサの代わりに
基本例及び実施例１と同様な電源部３’を図５に示すよ
うに用いたものである。この実施例回路はダイオードブ
リッジＤＢの出力端間に、ダイオードＤ₅ 、Ｄ₆ 、放電
灯ＬＰのフィラメントＦ₁ を介してインバータ部１のト
ランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の直列回路とを接続している。ま
たダイオードＤ₅ ，Ｄ₆ の直列回路にはダイオード
Ｄ₇ ，Ｄ8 の直列回路を並列に接続しており、ダイオー
ドＤ₅ ，Ｄ₆ の接続点とトランジスタＱ1 ，Ｑ₂ の接続
点との間には共振用コンデンサＣ₂₁を、またダイオード
Ｄ₇ ，Ｄ₈ の接続点とトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の接続点
との間には共振用コンデンサＣ₂₂を、更にダイオードＤ
₇ ，Ｄ₈ の接続点とトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ の接続点と
の間には共振用コンデンサＣ₂₃を共振用チョークＬ₁₀と
帰還用のトランスＲＫ₁ の１次巻線を介して接続してあ
る。

【００３０】インバータ部１の共振回路部はトランジス
タＱ₁ ，Ｑ₂ の直列回路構成で、カップリング用コンデ
ンサＣ₂₀と、共振用チョークＬ₁₀と、ダイオードブリッ
ジＤＢから出力される脈流電圧の山部と谷部で異なる共
振動作となるコンデンサＣ₂₁乃至Ｃ₂₃とにより構成され
る。またトランジスタＱ₁ の起動用として抵抗Ｒ₁₀、Ｒ
₁₁、ダイアックＱ₃ 、コンデンサＣ₂₄からなる起動回路
が設けられ、更にトランジスタＱ₁ ，Ｑ₂ のベース・エ
ミッタ回路には放電灯ＬＰとトランジスタＱ₁，Ｑ₂ の
接続点の間に上記コンデンサＣ₂₀、チョークＬ₁₀を介し
て一次巻線を挿入してあるトランスＲＫ₁ の帰還用巻線
ＲＫ₂ 、ＲＫ₃ を接続してあって、この帰還用巻線ＲＫ
₂ 、ＲＫ₃ の出力により自励発振動作を行うようになっ
ている。

【００３１】放電灯ＬＰは共振用チョークＬ₁ 、カップ
リング用コンデンサＣ₂₀、共振用コンデンサＣ₂₅による
共振回路により共振動作を行う共振用コンデンサＣ₂₅の
両端に接続されており、その両端に発生する高周波電圧
により点灯する。そのインバータ部１の各部には上述し
たようにダイオードＤ₅ 乃至Ｄ₇ 、コンデンサＣ₂₁乃至
Ｃ₂₃を介してダイオードブリッジＤＢから出力される交
流電源ＡＣを整流した脈流電圧が印加されているため
に、その交流電源ＡＣを整流して得た脈流電圧の振幅に
よりインバータ部１の共振動作に影響を及ぼす。その振
幅は交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流して
得た脈流電圧の山部と谷部とを移動することから、山部
と谷部とで共振動作が変化し、放電灯ＬＰに流れるラン
プ電流が異なり、つまり山部で低く、谷部で高くなり、
その間を交流電源ＡＣの正弦波状に変化することから、
ランプ電流波形が図２で示す負荷電流と同様な波形とな
る。

【００３２】而して本実施例において、交流電源ＡＣを
整流して得られた脈流電圧波形の山部ａと、谷部ｂにお
いて、共振用コンデンサＣ₂₁乃至Ｃ₂₃が関与し、その結
果負荷である放電灯ＬＰの電流波形は図２（ｂ）に示す
ような波形となる。また谷埋め電源部３’によるインバ
ータ部１の入力電圧は図９（ｂ）に示すようになること
から、交流電源ＡＣの谷部ａ、山部ｂにおいて相反する
動作によって結果的には図２（ｄ）に示すようなランプ
電流波形が得られ、ランプ電流波形のピーク値を抑える
ことができ、波高率の低い波形が得られる。そして入力
電流波形は図４に示すように交流電源ＡＣの電圧波形イ
と同位相の正弦波形ロとなり、入力電流歪が改善され
る。

【００３３】

【００３４】

【００３５】

【発明の効果】本発明は、インバータ部の高周波出力を
平滑蓄積してインバータ部の第１、第２のスイッチング
素子の直列回路の一端に給電する電源部を備えているの
で、交流電源入力電流を交流電源電圧に対して略同一位
相の正弦波形としても、負荷電流波形のピーク値を下
げ、交流電源の脈流電圧の山部、谷部で負荷電流波形の
ピーク値を持った略一定の負荷出力を得ることができ、
しかもインバータ部の高周波出力を平滑蓄積して上述の
ようにインバータ部の第１、第２のスイッチング素子の
直列回路の一端に給電するため、電源投入時に電源部に
対して突入電流が流れることはなく、しかも簡単な回路
構成で実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本例の回路構成図である。

【図２】同上の動作説明用波形図である。

【図３】本発明の実施例１の具体回路図である。

【図４】同上の動作説明用波形図である。

【図５】本発明の実施例２の回路構成図である。

【図６】従来例の具体回路図である。

【図７】同上の動作説明用波形図である。

【図８】別の従来例の具体回路図である。

【図９】同上の動作説明用波形図である。

【符号の説明】

１ インバータ部 ２ 負荷 ３’電源部 ４ 制御回路 Ｌ₀ チョーク Ｃ₀ コンデンサ Ｌａ チョーク Ｃａ， Ｃｂ コンデンサ Ｄａ，Ｄｂ ダイオード Ｚ インピーダンス素子 Ｑ₁₀，Ｑ₁₁ スイッチング素子 ＤＢ ダイオードブリッジ ＡＣ 交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−56659（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−315272（ＪＰ，Ａ) 米国特許5313142（ＵＳ，Ａ) 米国特許5223767（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 G05F 1/10

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源と、前記交流電源を整流するダイ
   オードブリッジと、前記ダイオードブリッジから出力さ
   れる脈流電圧を高周波の交流に変換するインバータ部と
   を備え、前記インバータ部の出力に負荷を接続する電源
   装置において、前記交流電源の一端と前記ダイオードブリッジの負極と
   の間には第１，第２のコンデンサの直列回路を接続し、 前記インバータ部は前記ダイオードブリッジの出力端間
   に接続した第１，第２のスイッチング素子の直列回路
   と、前記第１，第２のスイッチング素子の接続点と前記
   第１，第２のコンデンサの接続点との間に共振用チョー
   クと帰還用トランスの１次巻線とを介して前記負荷と共
   振用コンデンサの並列回路を接続して前記負荷、共振用
   コンデンサ、共振用チョークで振動回路を構成し、前記
   第１，第２のスイッチング素子を前記帰還用トランスに
   設けてある夫々に対応した帰還用巻線の出力で交互にオ
   ンオフするもので、 前記第１，第２のスイッチング素子の両端間には、前記
   ダイオードブリッジの出力に対して逆方向の第１のダイ
   オードと、第３のコンデンサとの直列回路を接続し且つ
   前記，第２のスイッチング素子の接続点から第２のダイ
   オードを介して、前記インバータ部の高周波出力で前記
   第３のコンデンサを充電する経路を有する電源部を設け
   ている ことを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】交流電源と、前記交流電源を整流するダイ
   オードブリッジと、前記ダイオードブリッジから出力さ
   れる脈流電圧を高周波の交流に変換するインバータ部と
   を備え、前記インバータ部の出力に負荷を接続する電源
   装置において、前記インバータ部は、第１，第２のダイオードの直列回
   路と第３，第４のダイオードの直列回路との並列回路を
   介して前記ダイオードブリッジの出力端間に前記第１，
   第２のスイッチング素子の直列回路を接続するととも
   に、前記第１のスイッチング素子に並列に、前記負荷と
   第１の共振用コンデンサの並列回路と、カップリング用
   コンデンサと、共振用チョークと、帰還用トランスの１
   次巻線との直列回路を接続し、前記帰還用トランスの１
   次巻線と前記共振用チョークとの直列回路に第２、第３
   の共振用コンデンサの直列回路を並列に接続するととも
   に、前記第１，第２のダイオードの接続点と前記第２の
   共振用コンデンサと前記帰還 用トランスの１次巻線との
   接続点との間に第４の共振用コンデンサを接続し、前記
   第３，第４のダイオードの接続点に前記第２，第３の共
   振用コンデンサの接続点を接続し、前記第１，第２のス
   イッチング素子を前記帰還用トランスに設けてある夫々
   に対応した帰還用巻線の出力で交互にオンオフするもの
   で、 前記ダイオードブリッジの出力端間には、前記ダイオー
   ドブリッジの出力に対して逆方向の第４のダイオード
   と、コンデンサとの直列回路を接続しインバータ部の高
   周波出力でコンデンサを充電する経路を有する電源部を
   設けている ことを特徴とする電源装置。