JP3289961B2 - 回路素子の定数測定装置 - Google Patents
回路素子の定数測定装置Info
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は回路素子の定数測定
装置に関し、さらに詳しく言えば、ＬＣＲなどの測定に
おいて同期整流や基準信号などを不要とし、２つの交流
信号から回路素子の各定数（パラメータ）を求めること
ができるようにした回路素子の定数測定装置に関するも
のである。
装置に関し、さらに詳しく言えば、ＬＣＲなどの測定に
おいて同期整流や基準信号などを不要とし、２つの交流
信号から回路素子の各定数（パラメータ）を求めること
ができるようにした回路素子の定数測定装置に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】特公平２−３５９４９号公報には、デジ
タル処理によって２つの交流信号のベクトル電圧比や位
相差などを測定し得るようにしたベクトル電圧比測定装
置が示されている。
タル処理によって２つの交流信号のベクトル電圧比や位
相差などを測定し得るようにしたベクトル電圧比測定装
置が示されている。
【０００３】図６のベクトル図を参照しながら同装置を
概略的に説明する。まず、同一周波数の２つの交流信号
Ｅａ，Ｅｂの各１周期をＮ等分の時間間隔にてサンプル
ホールドするとともに、Ａ／Ｄ変換回路にてそれらの各
データをデジタルデータＥａｉ，Ｅｂｉ（ｉ＝１〜Ｎ）
に変換する。
概略的に説明する。まず、同一周波数の２つの交流信号
Ｅａ，Ｅｂの各１周期をＮ等分の時間間隔にてサンプル
ホールドするとともに、Ａ／Ｄ変換回路にてそれらの各
データをデジタルデータＥａｉ，Ｅｂｉ（ｉ＝１〜Ｎ）
に変換する。
【０００４】ここで、交流信号ＥａとＥｂのある基準ベ
クトルとの位相差をそれぞれα、βとすると、求めよう
とするベクトル電圧比は（Ｅｂ／Ｅａ）・ｃｏｓ（β−
α）および（Ｅｂ／Ｅａ）・ｓｉｎ（β−α）である。
クトルとの位相差をそれぞれα、βとすると、求めよう
とするベクトル電圧比は（Ｅｂ／Ｅａ）・ｃｏｓ（β−
α）および（Ｅｂ／Ｅａ）・ｓｉｎ（β−α）である。
【０００５】そして、基準ベクトルに対する交流信号Ｅ
ａ，Ｅｂの同相成分をＥａｘ，Ｅｂｘとし、直角成分を
Ｅａｙ，Ｅｂｙとすると、 （Ｅｂ／Ｅａ）・ｃｏｓ（β−α）＝（Ｅａｘ・Ｅｂｘ＋Ｅａｙ・Ｅｂｙ）／ （Ｅａｘ２＋Ｅａｙ２） （Ｅｂ／Ｅａ）・ｓｉｎ（β−α）＝（Ｅａｘ・Ｅｂｙ−Ｅａｙ・Ｅｂｘ）／ （Ｅａｘ２＋Ｅａｙ２） で表される。なお、同相成分Ｅａｘ，Ｅｂｘおよび直角
成分Ｅａｙ，Ｅｂｙは次式により求められる。 Ｅａｘ＝ｉ＝１ΣＮＥａｉ・Ａｃｏｓ（２πｉ／Ｎ＋θ） Ｅａｙ＝ｉ＝１ΣＮＥａｉ・Ａｓｉｎ（２πｉ／Ｎ＋θ） Ｅｂｘ＝ｉ＝１ΣＮＥｂｉ・Ａｃｏｓ（２πｉ／Ｎ＋θ） Ｅｂｙ＝ｉ＝１ΣＮＥｂｉ・Ａｓｉｎ（２πｉ／Ｎ＋θ）
ａ，Ｅｂの同相成分をＥａｘ，Ｅｂｘとし、直角成分を
Ｅａｙ，Ｅｂｙとすると、 （Ｅｂ／Ｅａ）・ｃｏｓ（β−α）＝（Ｅａｘ・Ｅｂｘ＋Ｅａｙ・Ｅｂｙ）／ （Ｅａｘ２＋Ｅａｙ２） （Ｅｂ／Ｅａ）・ｓｉｎ（β−α）＝（Ｅａｘ・Ｅｂｙ−Ｅａｙ・Ｅｂｘ）／ （Ｅａｘ２＋Ｅａｙ２） で表される。なお、同相成分Ｅａｘ，Ｅｂｘおよび直角
成分Ｅａｙ，Ｅｂｙは次式により求められる。 Ｅａｘ＝ｉ＝１ΣＮＥａｉ・Ａｃｏｓ（２πｉ／Ｎ＋θ） Ｅａｙ＝ｉ＝１ΣＮＥａｉ・Ａｓｉｎ（２πｉ／Ｎ＋θ） Ｅｂｘ＝ｉ＝１ΣＮＥｂｉ・Ａｃｏｓ（２πｉ／Ｎ＋θ） Ｅｂｙ＝ｉ＝１ΣＮＥｂｉ・Ａｓｉｎ（２πｉ／Ｎ＋θ）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】これによれば、計算上
において等価的に同期整流を行なうことができるため、
回路構成が簡単で、かつ、高速処理が可能であるが、次
のような欠点がある。
において等価的に同期整流を行なうことができるため、
回路構成が簡単で、かつ、高速処理が可能であるが、次
のような欠点がある。
【０００７】すなわち、同相成分Ｅａｘ，Ｅｂｘおよび
直角成分Ｅａｙ，Ｅｂｙを三角関数により演算するよう
にしているため、ｓｉｎ、ｃｏｓの数値テーブルを用意
する必要がある。
直角成分Ｅａｙ，Ｅｂｙを三角関数により演算するよう
にしているため、ｓｉｎ、ｃｏｓの数値テーブルを用意
する必要がある。
【０００８】また、演算するにしてもその都度同テーブ
ルからの数値の読み出しを伴うためその処理に時間がか
かる。さらには、この従来装置においても、基準ベクト
ルとしての第３の交流信号を必要としている。
ルからの数値の読み出しを伴うためその処理に時間がか
かる。さらには、この従来装置においても、基準ベクト
ルとしての第３の交流信号を必要としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は、被測定素子に印加される交流電圧Ｖおよ
び同被測定素子をとおして検出される交流電流Ｉの少な
くとも１周期を所定の時間間隔にて同時的にサンプリン
グしてそれぞれＮ個の電圧データＶｉと電流データＩｉ
（ｉ＝１〜Ｎ）とに変換するＡ／Ｄ変換回路と、これら
の電圧データＶｉおよび電流データＩｉから平均有効電
力成分である変数ＡＲ，平均無効電力成分である変数Ａ
Ｘおよび除数変数Ｈを演算するとともに、ＡＲ／Ｈおよ
びＡＸ／Ｈなる演算を実行して少なくとも上記被測定素
子の実効抵抗分Ｒとリアクタンス分Ｘとを求める演算処
理手段とを備え、上記演算処理手段は、上記変数ＡＲに
ついては上記電圧データＶｉおよび上記電流データＩｉ
から下記式（１）に基づいて求め、上記変数ＡＸについ
ては上記Ｎ個の電圧データＶｉを（Ｖ１〜ＶＮ／４）と
（ＶＮ／４＋１〜ＶＮ）とに分けて位相を仮想的に９０
゜異ならせたデータ並び順として上記電流データＩｉと
により下記式（２）に基づいて求め、除数変数Ｈについ
ては上記電流データＩｉにより下記（３）に基づいて求
めることを特徴としている。
め、本発明は、被測定素子に印加される交流電圧Ｖおよ
び同被測定素子をとおして検出される交流電流Ｉの少な
くとも１周期を所定の時間間隔にて同時的にサンプリン
グしてそれぞれＮ個の電圧データＶｉと電流データＩｉ
（ｉ＝１〜Ｎ）とに変換するＡ／Ｄ変換回路と、これら
の電圧データＶｉおよび電流データＩｉから平均有効電
力成分である変数ＡＲ，平均無効電力成分である変数Ａ
Ｘおよび除数変数Ｈを演算するとともに、ＡＲ／Ｈおよ
びＡＸ／Ｈなる演算を実行して少なくとも上記被測定素
子の実効抵抗分Ｒとリアクタンス分Ｘとを求める演算処
理手段とを備え、上記演算処理手段は、上記変数ＡＲに
ついては上記電圧データＶｉおよび上記電流データＩｉ
から下記式（１）に基づいて求め、上記変数ＡＸについ
ては上記Ｎ個の電圧データＶｉを（Ｖ１〜ＶＮ／４）と
（ＶＮ／４＋１〜ＶＮ）とに分けて位相を仮想的に９０
゜異ならせたデータ並び順として上記電流データＩｉと
により下記式（２）に基づいて求め、除数変数Ｈについ
ては上記電流データＩｉにより下記（３）に基づいて求
めることを特徴としている。
【数４】
【数５】
【数６】
【００１０】この場合、データサンプリングおよびＡ／
Ｄ変換はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ−Ｌｏｏ
ｐ）回路にてその入力信号と同期制御されることが好ま
しく、これによれば入力信号が変化しても常にＮ個のデ
ータが得られる。
Ｄ変換はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ−Ｌｏｏ
ｐ）回路にてその入力信号と同期制御されることが好ま
しく、これによれば入力信号が変化しても常にＮ個のデ
ータが得られる。
【００１１】上記実効抵抗分Ｒとリアクタンス分Ｘか
ら、さらに次の各パラメータが求められる。角速度をω
とすると、１／ωＸよりコンデンサ成分Ｃが求められ
る。また、Ｘ／ωよりインダクタンス成分Ｌが求められ
る。Ｒ／Ｘにより損失係数Ｄが求められ、ｔａｎ−１Ｘ
／Ｒにより位相差θが求められる。
ら、さらに次の各パラメータが求められる。角速度をω
とすると、１／ωＸよりコンデンサ成分Ｃが求められ
る。また、Ｘ／ωよりインダクタンス成分Ｌが求められ
る。Ｒ／Ｘにより損失係数Ｄが求められ、ｔａｎ−１Ｘ
／Ｒにより位相差θが求められる。
【００１２】
【作用】ＣＰＵはＮ個のディジタル電圧データＶ ｉ ，電
流データＩ ｉ から、変数ＡＲ
流データＩ ｉ から、変数ＡＲ
【数７】 を算出する。これは平均有効電力成分に相当する。すな
わち、被測定素子に印加される正弦波電圧をｖ、同被測
定素子に流れる正弦波電流をｉとすると、 ｖ＝Ｖｍｓｉｎ（ωｔ−ψ）＝２１／２｜Ｖ｜ｓｉｎ（ωｔ−ψ） ｉ＝Ｉｍｓｉｎ（ωｔ−ψ−θ）＝２１／２｜Ｉ｜ｓｉｎ（ωｔ−ψ−θ） で表される。Ｖｍ，Ｉｍは最大値、｜Ｖ｜，｜Ｉ｜は電
圧と電流の実効値、θは電圧と電流の位相差、ψは任意
の位相である。ここで、瞬時有効電力Ｐを求めると、 Ｐ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜｛ｃｏｓθ−ｃｏｓ（２ωｔ−２ψ−θ）｝ となり、平均有効電力Ｐａは、 Ｐａ＝（ＶｍＩｍ／２）ｃｏｓθ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜ｃｏｓθ……（ａ） となる。ここで、図４のベクトル図において、被測定素
子の実効抵抗分をＲ、リアクタンス分をＸとすると、式
（ａ）のｃｏｓθは力率を表すので、ｃｏｓθ＝Ｒ／
（Ｒ２＋Ｘ２）１／２となる。よって、 Ｐａ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜ｃｏｓθ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・Ｒ／（Ｒ２＋Ｘ２）１／２ ここで｜Ｚ｜＝（Ｒ２＋Ｘ２）１／２＝｜Ｖ｜／｜Ｉ
｜、したがって｜Ｖ｜＝｜Ｉ｜×（Ｒ２＋Ｘ２）１／２
であるから、 Ｐａ＝｜Ｉ｜２・Ｒ……（ｂ） であり、これはＡＲと等価である。
わち、被測定素子に印加される正弦波電圧をｖ、同被測
定素子に流れる正弦波電流をｉとすると、 ｖ＝Ｖｍｓｉｎ（ωｔ−ψ）＝２１／２｜Ｖ｜ｓｉｎ（ωｔ−ψ） ｉ＝Ｉｍｓｉｎ（ωｔ−ψ−θ）＝２１／２｜Ｉ｜ｓｉｎ（ωｔ−ψ−θ） で表される。Ｖｍ，Ｉｍは最大値、｜Ｖ｜，｜Ｉ｜は電
圧と電流の実効値、θは電圧と電流の位相差、ψは任意
の位相である。ここで、瞬時有効電力Ｐを求めると、 Ｐ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜｛ｃｏｓθ−ｃｏｓ（２ωｔ−２ψ−θ）｝ となり、平均有効電力Ｐａは、 Ｐａ＝（ＶｍＩｍ／２）ｃｏｓθ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜ｃｏｓθ……（ａ） となる。ここで、図４のベクトル図において、被測定素
子の実効抵抗分をＲ、リアクタンス分をＸとすると、式
（ａ）のｃｏｓθは力率を表すので、ｃｏｓθ＝Ｒ／
（Ｒ２＋Ｘ２）１／２となる。よって、 Ｐａ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜ｃｏｓθ＝｜Ｖ｜・｜Ｉ｜・Ｒ／（Ｒ２＋Ｘ２）１／２ ここで｜Ｚ｜＝（Ｒ２＋Ｘ２）１／２＝｜Ｖ｜／｜Ｉ
｜、したがって｜Ｖ｜＝｜Ｉ｜×（Ｒ２＋Ｘ２）１／２
であるから、 Ｐａ＝｜Ｉ｜２・Ｒ……（ｂ） であり、これはＡＲと等価である。
【００１３】次に、無効電力成分を算出するため、正弦
波電圧ｖより位相が９０°ずれた同一周波数の仮想信号
ｖ′を得る。これには、正弦波電圧ｖよりサンプリング
されたＮ個のデータＶｉが用いられる。
波電圧ｖより位相が９０°ずれた同一周波数の仮想信号
ｖ′を得る。これには、正弦波電圧ｖよりサンプリング
されたＮ個のデータＶｉが用いられる。
【００１４】図３の波形図において、電圧ｖの１周期中
にその時間軸に沿って１〜ＮのデータＶｉがサンプリン
グされるものとすれば、位相が９０°ずれた信号ｖ′の
１周期においてはＮ／４＋１〜（Ｎ＋Ｎ／４）までのデ
ータＶｉがサンプリングされることになる。
にその時間軸に沿って１〜ＮのデータＶｉがサンプリン
グされるものとすれば、位相が９０°ずれた信号ｖ′の
１周期においてはＮ／４＋１〜（Ｎ＋Ｎ／４）までのデ
ータＶｉがサンプリングされることになる。
【００１５】ここで、信号ｖの１〜Ｎ／４のデータと、
信号ｖ′のＮ＋１〜（Ｎ＋Ｎ／４）のデータは等しいた
め、Ｎ／４＋１〜Ｎのデータと、１〜Ｎ／４とをもって
９０°位相のずれた信号ｖ′のデータとすることができ
る。この仮想信号ｖ′のデータＶｉ，とＩｉとにより、
変数ＡＸを算出する。
信号ｖ′のＮ＋１〜（Ｎ＋Ｎ／４）のデータは等しいた
め、Ｎ／４＋１〜Ｎのデータと、１〜Ｎ／４とをもって
９０°位相のずれた信号ｖ′のデータとすることができ
る。この仮想信号ｖ′のデータＶｉ，とＩｉとにより、
変数ＡＸを算出する。
【数８】 これによれば、データＩｉはそれよりも位相が９０°
（データの順番からしてＮ／４）ずれているデータＶｉ
と掛け算されることになる。
（データの順番からしてＮ／４）ずれているデータＶｉ
と掛け算されることになる。
【００１６】同変数ＡＸは平均無効電力に相当する。す
なわち、この位相が９０°ずれた信号ｖ′は、 ｖ′＝Ｖｍｓｉｎ（ωｔ−ψ−π／２） で表される。したがって、上記と同じくその無効瞬時電
力Ｐ′は、 Ｐ′＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜｛ｓｉｎθ−ｓｉｎ（２ωｔ−２ψ−θ）｝ となり、したがって平均無効電力Ｐｂは、 Ｐｂ＝（ＶｍＩｍ／２）ｓｉｎθ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜ｓｉｎθ……（ｃ） となる。ここで、ｓｉｎθ＝Ｘ／（Ｒ２＋Ｘ２）１／２、｜Ｖ｜＝｜Ｉ｜×（Ｒ２ ＋Ｘ２）１／２であるため、 Ｐｂ＝｜Ｉ｜２・Ｘ……（ｄ） となり、これは変数ＡＸと等価である。
なわち、この位相が９０°ずれた信号ｖ′は、 ｖ′＝Ｖｍｓｉｎ（ωｔ−ψ−π／２） で表される。したがって、上記と同じくその無効瞬時電
力Ｐ′は、 Ｐ′＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜｛ｓｉｎθ−ｓｉｎ（２ωｔ−２ψ−θ）｝ となり、したがって平均無効電力Ｐｂは、 Ｐｂ＝（ＶｍＩｍ／２）ｓｉｎθ＝｜Ｖ｜｜Ｉ｜ｓｉｎθ……（ｃ） となる。ここで、ｓｉｎθ＝Ｘ／（Ｒ２＋Ｘ２）１／２、｜Ｖ｜＝｜Ｉ｜×（Ｒ２ ＋Ｘ２）１／２であるため、 Ｐｂ＝｜Ｉ｜２・Ｘ……（ｄ） となり、これは変数ＡＸと等価である。
【００１７】したがって、式（ｂ）により実効抵抗分Ｒ
はＡＲ／｜Ｉ｜２にて求められ、また、リアクタンス分
Ｘは式（ｄ）よりＡＸ／｜Ｉ｜２にて求められることに
なる。
はＡＲ／｜Ｉ｜２にて求められ、また、リアクタンス分
Ｘは式（ｄ）よりＡＸ／｜Ｉ｜２にて求められることに
なる。
【００１８】ところで、｜Ｉ｜２＝（Ｉｍ／２１／２）
２＝Ｉｍ２／２であるから、これをデータＩｉから求め
るため、
２＝Ｉｍ２／２であるから、これをデータＩｉから求め
るため、
【数９】 なる演算を行ない、これに変数名Ｈを付している。
【００１９】よって、ＡＲ／Ｈにより実効抵抗分Ｒが求
められ、また、ＡＸ／Ｈによりリアクタンス分Ｘが求め
られる。そして、このＲとＸとにより、抵抗値、コンデ
ンサ成分、インダクタンス成分、損失係数、クオリティ
ー、インピーダンスおよび位相差などが求められる。
められ、また、ＡＸ／Ｈによりリアクタンス分Ｘが求め
られる。そして、このＲとＸとにより、抵抗値、コンデ
ンサ成分、インダクタンス成分、損失係数、クオリティ
ー、インピーダンスおよび位相差などが求められる。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。図１には
この回路素子の定数装置の概略的なブロック線図が示さ
れている。これによると、同装置は２つのサンプルホー
ルド回路１１，１２を備えている。
この回路素子の定数装置の概略的なブロック線図が示さ
れている。これによると、同装置は２つのサンプルホー
ルド回路１１，１２を備えている。
【００２１】この場合、図２に例示されているように、
一方のサンプルホールド回路１１は被測定素子の両端子
間に印加される電圧Ｖの１周期を所定の時間間隔でサン
プリングしてＮ個のデータＡＶｉを得る。同様に、他方
のサンプルホールド回路１２はその被測定素子に流れる
電流の１周期を所定の時間間隔でサンプリングしてＮ個
のデータＡＩｉを得る。これらのサンプリングは同時的
に行なわれる。
一方のサンプルホールド回路１１は被測定素子の両端子
間に印加される電圧Ｖの１周期を所定の時間間隔でサン
プリングしてＮ個のデータＡＶｉを得る。同様に、他方
のサンプルホールド回路１２はその被測定素子に流れる
電流の１周期を所定の時間間隔でサンプリングしてＮ個
のデータＡＩｉを得る。これらのサンプリングは同時的
に行なわれる。
【００２２】これらのデータＡＶｉ，ＡＩｉは次段のＡ
／Ｄ変換回路１３にてディジタルデータＶｉ，Ｉｉ（ｉ
＝１〜Ｎ）に変換され、演算処理手段としてのＣＰＵ１
４に与えられる。
／Ｄ変換回路１３にてディジタルデータＶｉ，Ｉｉ（ｉ
＝１〜Ｎ）に変換され、演算処理手段としてのＣＰＵ１
４に与えられる。
【００２３】ＣＰＵ１４はこのデータＶｉ，Ｉｉから有
効平均電力ＡＲ、無効平均電力ＡＸおよび変数Ｈを演算
する。まず、ＡＲを求めるにあたって、
効平均電力ＡＲ、無効平均電力ＡＸおよび変数Ｈを演算
する。まず、ＡＲを求めるにあたって、
【数１０】 なる演算が行なわれる。次に、ＡＸが求められるのであ
るが、この場合、電圧ＶのデータＶｉから同電圧Ｖに対
して位相が異なる同一周波数の仮想電圧Ｖ′のデータが
作られる。
るが、この場合、電圧ＶのデータＶｉから同電圧Ｖに対
して位相が異なる同一周波数の仮想電圧Ｖ′のデータが
作られる。
【００２４】すなわち、図３に例示されているように、
電圧Ｖの１周期にサンプリングされたデータを時間軸に
沿ってＶ１〜ＶＮとすれば、位相が９０°ずれた電圧
Ｖ′の１周期にサンプリングされるデータはＶ
Ｎ／４＋１〜ＶＮ＋Ｎ／４となるが、この場合、電圧
Ｖ′のＶＮ＋１〜ＶＮ＋Ｎ／４までのデータは、電圧Ｖ
のＶ１〜ＶＮ／４までのデータと等しい。したがって、
電圧Ｖの１周期にサンプリングされたデータを時間軸に
沿ってＶ１〜ＶＮとすれば、位相が９０°ずれた電圧
Ｖ′の１周期にサンプリングされるデータはＶ
Ｎ／４＋１〜ＶＮ＋Ｎ／４となるが、この場合、電圧
Ｖ′のＶＮ＋１〜ＶＮ＋Ｎ／４までのデータは、電圧Ｖ
のＶ１〜ＶＮ／４までのデータと等しい。したがって、
【数１１】 なる演算を行なうことにより、電流データＩｉに対して
９０°位相がずれた電圧データＶｉが掛け算されること
になる。そして、変数Ｈには電流データＩｉのみが用い
られ、
９０°位相がずれた電圧データＶｉが掛け算されること
になる。そして、変数Ｈには電流データＩｉのみが用い
られ、
【数１２】 により変数Ｈが求められる。
【００２５】そして、ＡＲ／Ｈにより実効抵抗分Ｒが算
出され、また、ＡＸ／Ｈによりリアタンス分Ｘが求めら
れる。そして、この実効抵抗分Ｒとリアタンス分Ｘとか
ら必要に応じて他のパラメータが求められる。
出され、また、ＡＸ／Ｈによりリアタンス分Ｘが求めら
れる。そして、この実効抵抗分Ｒとリアタンス分Ｘとか
ら必要に応じて他のパラメータが求められる。
【００２６】すなわち、抵抗値Ｒ＝Ｒ、コンデンサ成分
Ｃ＝１／ωＸ（ωは角速度）、インダクタンス成分Ｌ＝
Ｘ／ω、損失係数Ｄ＝Ｒ／Ｘ、クオリティーＱ＝Ｘ／
Ｒ、位相差θ＝ｔａｎ−１１／Ｄなどの各パラメータが
求められる。これらのパラメータは適宜ディスプレイ１
５に表示されるとともに、出力回路１６を介して他の回
路などに供給される。
Ｃ＝１／ωＸ（ωは角速度）、インダクタンス成分Ｌ＝
Ｘ／ω、損失係数Ｄ＝Ｒ／Ｘ、クオリティーＱ＝Ｘ／
Ｒ、位相差θ＝ｔａｎ−１１／Ｄなどの各パラメータが
求められる。これらのパラメータは適宜ディスプレイ１
５に表示されるとともに、出力回路１６を介して他の回
路などに供給される。
【００２７】図５には、ＰＬＬ回路１７にて入力信号Ｖ
に対してサンプリング周波数およびＡ／Ｄ変換を同期さ
せる例が示されている。すなわち、入力信号の周波数に
対してサンプリング周波数を一定の比例関係に制御する
ことにより、入力信号の周波数が変化しても常にＮ個の
データが得られることになる。
に対してサンプリング周波数およびＡ／Ｄ変換を同期さ
せる例が示されている。すなわち、入力信号の周波数に
対してサンプリング周波数を一定の比例関係に制御する
ことにより、入力信号の周波数が変化しても常にＮ個の
データが得られることになる。
【００２８】なお、上記実施例では入力信号Ｖ，Ｉにつ
いて、その１周期からＮ個のデータをサンプリングして
いるが、サンプリング対象周期をＭ周期（２以上の整
数）としても良い。
いて、その１周期からＮ個のデータをサンプリングして
いるが、サンプリング対象周期をＭ周期（２以上の整
数）としても良い。
【００２９】また、上記実施例のようにサンプルホール
ド回路１１，１２をＡ／Ｄ変換回路１３に別付けで設け
るかについては、用いられるＡ／Ｄ変換回路の種類やそ
の変換速度による。
ド回路１１，１２をＡ／Ｄ変換回路１３に別付けで設け
るかについては、用いられるＡ／Ｄ変換回路の種類やそ
の変換速度による。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
回路素子の定数を求めるにあたってｓｉｎやｃｏｓのテ
ーブルを必要としない。また、基準ベクトルとする第３
の波形も不要となる。
回路素子の定数を求めるにあたってｓｉｎやｃｏｓのテ
ーブルを必要としない。また、基準ベクトルとする第３
の波形も不要となる。
【００３１】すなわち、本発明によると、２つの信号の
１周期中からサンプリングされるＮ個のディジタルデー
タＶｉ，Ｉｉを直接用いて演算するものであるため、構
成がより簡素化されるとともに、それに伴って演算処理
速度の向上が図れる。
１周期中からサンプリングされるＮ個のディジタルデー
タＶｉ，Ｉｉを直接用いて演算するものであるため、構
成がより簡素化されるとともに、それに伴って演算処理
速度の向上が図れる。
【図１】本発明の一実施例に係る概略的なブロック線
図。
図。
【図２】測定対象とする２つの信号波形を示した波形
図。
図。
【図３】９０°位相が異なる仮想信号のデータの作成法
を説明するための説明図。
を説明するための説明図。
【図４】本発明の理解に用いられるベクトル図。
【図５】本発明の他の実施例に係る概略的なブロック線
図。
図。
【図６】従来例を説明するためのベクトル図。
１１，１２ サンプルホールド回路 １３ Ａ／Ｄ変換回路 １４ ＣＰＵ １７ ＰＬＬ回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−26257（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−92770（ＪＰ，Ａ) 特公 平２−35949（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 27/02 G01R 27/26
Claims (1)
- 【請求項１】 被測定素子に印加される交流電圧Ｖおよ
び同被測定素子をとおして検出される交流電流Ｉの少な
くとも１周期を所定の時間間隔にて同時的にサンプリン
グしてそれぞれＮ個の電圧データＶｉと電流データＩｉ
（ｉ＝１〜Ｎ）とに変換するＡ／Ｄ変換回路と、 これらの電圧データＶｉおよび電流データＩｉから平均
有効電力成分である変数ＡＲ，平均無効電力成分である
変数ＡＸおよび除数変数Ｈを演算するとともに、ＡＲ／
ＨおよびＡＸ／Ｈなる演算を実行して少なくとも上記被
測定素子の実効抵抗分Ｒとリアクタンス分Ｘとを求める
演算処理手段とを備え、 上記演算処理手段は、上記変数ＡＲについては上記電圧
データＶｉおよび上記電流データＩｉから下記式（１）
に基づいて求め、上記変数ＡＸについては上記Ｎ個の電
圧データＶｉを（Ｖ１〜ＶＮ／４）と（Ｖ Ｎ／４＋１ 〜
ＶＮ）とに分けて位相を仮想的に９０゜異ならせたデー
タ並び順として上記電流データＩｉとにより下記式
（２）に基づいて求め、除数変数Ｈについては上記電流
データＩｉにより下記（３）に基づいて求めることを特
徴とする回路素子の定数測定装置。 【数１】 【数２】 【数３】
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|---|---|---|---|
| JP22331692A JP3289961B2 (ja) | 1992-07-30 | 1992-07-30 | 回路素子の定数測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22331692A JP3289961B2 (ja) | 1992-07-30 | 1992-07-30 | 回路素子の定数測定装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0651004A JPH0651004A (ja) | 1994-02-25 |
| JP3289961B2 true JP3289961B2 (ja) | 2002-06-10 |
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ID=16796246
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22331692A Expired - Fee Related JP3289961B2 (ja) | 1992-07-30 | 1992-07-30 | 回路素子の定数測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3289961B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9941614B2 (en) | 2014-06-23 | 2018-04-10 | Iriso Electronics Co., Ltd. | Connection structure of connector capable of managing a large electric current |
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| JP4564776B2 (ja) * | 2004-04-27 | 2010-10-20 | 日置電機株式会社 | デジタル式電力計 |
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| JP2008177991A (ja) * | 2007-01-22 | 2008-07-31 | Sansha Electric Mfg Co Ltd | 位相差検出回路、ｐｌｌ回路、位相差検出方法及び位相差検出プログラム |
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-
1992
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|---|---|---|---|---|
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