JP3282160B2 - スペクトル拡散送受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明はスペクトル拡散送
受信機に関し、特に、無線通信あるいは有線通信におい
て、直接拡散を用いてディジタルデータを伝送するよう
なスペクトル拡散送受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、無線データ通信には、種々の
変調方式が用いられているが、その中でもスペクトル拡
散通信方式は新しい通信方式として注目されている。一
般のデータ通信に用いられる変調方式は、狭帯域変調方
式であり、比較的小型の回路で実現できるが、室内（オ
フィスや工場など）のように、マルチパスや狭帯域の有
色雑音に対しては弱いという欠点がある。

【０００３】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、データのスペクトルを拡散符号によって拡散し、広
帯域で伝送するため、これらの欠点を解消できるという
利点がある。このようなスペクトル拡散通信方式の中で
も、直接拡散（ＤＳ）方式は、既に一部で実用化されて
いる。

【０００４】以下、図に従ってその構成について説明す
る。図１１は従来のＤＳ方式の送信機のブロック図であ
る。送信するデータは、拡散符号発生部１で発生した拡
散符号を用いて、拡散部２によって拡散される。拡散符
号の符号長をｋとすると、データはｋ倍に拡散される。
この拡散されたデータを拡散データと呼ぶ。送信するデ
ータはデータ単位が１ビットと呼ばれるのに対して、拡
散したデータはデータの単位が１チップと呼ばれる。つ
まり、１ビットがｋチップになる。この後、拡散された
データは変調部３によって変調され、図示しない無線回
路を経てアンテナから送出される。

【０００５】図１２は従来のＤＳ方式の受信機を示すブ
ロック図である。図１１に示した送信機から送信された
拡散データは図１２に示す受信機で受信される。すなわ
ち、図示しない無線回路のアンテナにて電波が受信さ
れ、ＩＦ信号に変換される。受信したＩＦ信号は分配器
４によって２分配され、それぞれ乗算器５，６に入力さ
れる。乗算器５，６では、ＩＦ信号がローカル信号発振
器（ＶＣＯ）７からのローカル信号のｃｏｓ，ｓｉｎ成
分を用いて、ベースバンドのＩ成分とＱ成分に変換され
る。ここでは、ローカル信号発振器７のｓｉｎ成分とｃ
ｏｓ成分を用いて、Ｉ成分とＱ成分に変換したが、信号
成分やローカル信号の一方を９０°位相回転する位相器
を用いて、Ｉ成分とＱ成分に変換するようにしてもよ
い。

【０００６】その後、ベースバンドのＩ成分とＱ成分は
Ａ／Ｄコンバータ８，９によってサンプリング，量子化
されてディジタルデータに変換される。このデータはデ
ィジタル相関器１０，１１に入力されて、ＰＮコードと
の相関がとられ、相関出力がタイミング検出器１２とラ
ッチ回路１３，１４に与えられる。タイミング検出器１
２は相関スパイクを検出し、そのタイミングでそれぞれ
の相関出力をラッチ回路１３，１４にラッチさせ、正負
判定することでデータを得る。ラッチ回路１３，１４に
ラッチされた信号は位相検波器１５に入力され、ループ
フィルタ１６を介してローカル信号発振器７に与えら
れ、発振されるローカル信号が制御される。また、ラッ
チ回路１３の出力によってデータ復調部１７がデータを
復調する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】図１２に示した受信機
は、ＢＰＳＫ変調されたスペクトル拡散通信信号を復調
できるが、回路規模が大きいという欠点がある。すなわ
ち、回路同期型のシステムにする場合には、信号に同期
するためにキャリアの位相誤差検出回路やＰＬＬやＶＣ
Ｏなどが必要となる。そのため、同期型の受信システム
は回路が大きくなってしまう。また、回路には２系統の
ディジタル相関器１０，１１が必要となり、回路規模が
大きくなってしまう。

【０００８】図１３は図１２に示したディジタル相関器
の一例を示すブロック図である。この図１３に示したデ
ィジタル相関器はＺｉｌｏｇ社のＺ３３４０のデータシ
ートから引用したものであり、３ビットのディジタル相
関器である。３ビットで入力されたデータはシフトレジ
スタ１０１に入力される。たとえば、拡散符号の長さが
２５６チップであれば、２５６段のシフトレジスタが必
要となる。そして、各シフトレジスタ１０１の出力と予
め用意されている拡散符号（以下、レプリカと称する）
１０２は、各チップごとに乗算器１０３，１０４，１０
５，…，１０ｎによって乗算され、その後加算器１１１
によって総和が求められる。このように、ディジタル相
関器１０，１１は、拡散符号の長さだけのシフトレジス
タ１０１とレプリカ１０２と乗算器１０３，１０４，１
０５，…，１０ｎと加算器１１１とが必要となる。した
がって、拡散符号が長くなると、その回路規模が極めて
大きくなり、低コスト化，小型化の障害となる。さら
に、図１２に示した受信機ではディジタル相関器１０，
１１として２系統必要であるため、さらに大きな回路規
模となっていた。

【０００９】それゆえに、この発明の主たる目的は、低
コスト化，小型化を図ったスペクトル拡散送受信機を提
供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
伝送データに対して、データ１ビットについて、多数の
チップ数（ｎチップ）を持つ符号で直接拡散をするスペ
クトル拡散送信機であって、データ信号をｋチップの一
次拡散符号を用いて拡散する一次拡散手段と、一次拡散
手段の出力を各チップごとに差動符号化するための差動
符号化手段と、差動符号化手段の出力をｍチップ（ｎ＝
ｋ＊ｍ）の二次拡散符号を用いて拡散する二次拡散手段
と、二次拡散手段の出力信号を位相変調する位相変調手
段とを備えて構成される。

【００１１】請求項２に係る発明は、スペクトル拡散送
信機から送信された信号を受信するスペクトル拡散受信
機であって、受信信号を２分配するための分配手段と、
２分配されたそれぞれの受信信号と送信機の搬送波周波
数の各直交周波数成分を乗算する乗算手段と、乗算手段
出力を二次拡散符号で相関をとるための第１の相関手段
と、第１の相関手段出力から一次拡散符号の１チップ分
遅延した信号を生成し、差動復調を行なう差動復調手段
と、復調された信号を一次拡散手段に用いた拡散符号で
相関をとり、データ復調する第２の相関手段とを備えて
構成される。

【００１２】請求項３に係る発明は、スペクトル拡散送
信機から送信された信号を受信するスペクトル拡散受信
機であって、受信信号を２分配するための分配手段と、
２分配されたそれぞれの受信信号とスペクトル拡散送信
機の搬送波周波数の各直交周波数成分を乗算する乗算手
段と、乗算手段出力を二次拡散符号で相関をとるための
第１の相関手段と、第１の相関手段出力から一次拡散符
号の１チップ分遅延した信号を生成する遅延手段と、遅
延前の位相と遅延後の位相とから差動位相を検出する差
動位相検出手段と、検出された差動位相の相関をとりデ
ータ復調する第２の相関手段とを備えて構成される。

【００１３】請求項４に係る発明では、請求項３の差動
位相検出手段によって算出した差動位相から余弦値を算
出して第２の相関手段に与える余弦値算出手段を含み、
第２の相関手段は余弦値算出手段出力の相関をとる。

【００１４】

【００１５】

【００１６】

【００１７】

【００１８】

【００１９】

【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施形態
を示すブロック図であり、特に、（ａ）は送信機を示
し、（ｂ）は受信機を示す。図１（ａ）において、送信
側では、送信するデータが一次拡散部２１に与えられて
拡散される。このとき、拡散符号の符号長をｋとする
と、データはｋ倍に拡散される。拡散されたデータは、
差動符号化部２２によって１チップごとに差動符号化が
行なわれる。この各差動符号化したデータは、さらに二
次拡散部２３によって拡散される。このとき、符号長を
ｍとすると、差動符号化した拡散データがさらにｍ倍に
拡散される。その後、ＤＢＰＳＫ変調部２４によって位
相変調され、ＤＢＰＳＫ信号として送出される。

【００２０】一方、図１（ｂ）に示す受信機において
は、受信した信号が分配器３１によって２分配され、そ
れぞれ乗算器３２，３３に与えられる。乗算器３２，３
３ではローカル信号発振器３４からのローカル信号のｃ
ｏｓ，ｓｉｎ成分を用いて、ＩＦ信号をベースバンドの
Ｉ成分とＱ成分に変換する。ここで、ローカル信号発振
器のｓｉｎ成分とｃｏｓ成分を用いて、ＩＦ信号をＩ成
分とＱ成分に変換したが、信号成分やローカル信号の一
方を９０°位相回転する位相器を用いて、ＩＦ信号をＩ
成分とＱ成分に変換するようにしてもよい。

【００２１】次に、ベースバンドのＩ成分とＱ成分は、
ｍチップの拡散符号で送信のとれる二次相関器３５，３
６に入力される。二次相関器３５，３６では、Ｉ成分お
よびＱ成分と拡散符号との相関をとり、その相関出力は
差動復調部３７に入力される。差動復調部３７では、
Ｉ，Ｑの相関出力から復調してベースバンドの信号を得
る。これは、一般の差動復調と同様の回路で実現でき
る。

【００２２】差動復調部３７の出力信号は、相関器３８
に与えられ、一次拡散で用いたｋチップの符号で相関符
号との相関がとられる。この相関器３８の出力からタイ
ミング検出部４０によって相関スパイクが検出され、そ
のタイミングでラッチ回路３９にデータがラッチされ
る。ラッチ回路３９にラッチされたデータの正負の判定
をすることによって、拡散前のデータの復調を行なうこ
とができる。

【００２３】次に、従来例とこの発明の第１の実施形態
との特徴について比較して説明する。従来では、送信系
として、データを図１１に示したように拡散符号発生部
１によって発生した拡散符号ｎ（ｋ＊ｍ）チップでデー
タを拡散部２で１ビットを拡散し、その後変調部３で変
調して送信し、一方、受信側では、図１２に示すよう
に、入力した信号をｎチップで逆拡散のとれるディジタ
ル相関器１０，１１に入力し、その結果で復調してい
た。そのため、図１３に示したように相関器はｎチップ
必要となっていた。

【００２４】これに対して、この発明の第１の実施形態
では、送信系として、符号拡散部で発生したデータを一
次拡散部２１によって拡散符号ｋチップでデータ１ビッ
トを拡散し、さらにｍチップで先ほどのチップごとに二
次拡散部２３で拡散し、その後ＢＰＳＫ変調部２４で変
調して送信している。このとき、ｋ＊ｍ＝ｎの関係にな
っている。一方、受信側では、入力した信号をｍチップ
で逆拡散のとれる相関器３５，３６に入力し、その後ｋ
チップで相関のとれる相関器３８を用いている。このた
め、従来例に比べて、送信系の符号発生器や受信系の相
関動作が多少複雑になり、ラッチ回路３９も別途必要に
なる。しかし、このような回路において、実際に最も回
路規模が大きくなるのは相関器である。図１２に示した
従来例においては、ディジタル相関器１０，１１として
ｎ段のものが必要であり、たとえばｎ＝２５６とする
と、この２５６個の各々に対してシフトレジスタと相関
をとるリファレンスとなるレプリカと、乗算器を用意
し、各乗算出力を加算する必要があった。また、Ｉ，Ｑ
の２系統が必要なため、５１２個の回路が必要で、その
ための回路が膨大な大きさとなっていた。

【００２５】これに対して、この発明の第１の実施形態
においては、ｍチップの相関器とｋチップの相関器の２
つとし、それぞれで相関動作をとるために、各々の相関
器はｋ個，ｍ個のレプリカ，比較器，加算器を用意する
だけで済む。たとえば、ｋ＝１６，ｍ＝１６とした場
合、必要な数は１６＊２＋１６＝４８個となる。その結
果、従来例に比べて必要な相関器の回路規模は４８／５
１２となり、大幅な回路規模の低減を図ることが可能に
なる。

【００２６】図２はこの発明の第２の実施形態の動作を
示す相関出力をモデル化して示した図である。この発明
は、前述のごとく、準同期システムにおいても採用でき
る。この場合、送信側と受信側には、周波数差があるた
めに、ベースバンド信号になったＩ成分とＱ成分には、
残留周波数成分を持つ。これがδωとすると、ベースバ
ンド信号が雑音などがない場合、たとえばＩ相の信号は
Ｓ（ｐ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓσωとなる。

【００２７】ただし、上述の式は２相位相変調で基本的
な項のみを示しており、拡散データが１のときはＡ
（ｔ）＝１であり、−１のときはＡ（ｔ）＝−１であ
る。ここで、拡散符号ｎ＝ｋ＊ｍの周期をＴとして、σ
ωＴが３６０°に比べて小さいときには、図４のａ０の
ようになり、σωＴが３６０°に比べて無視できないと
きにはｂ０のようになる。ここで、送信データが１とし
た場合の比較を示す。

【００２８】もし、従来例のように、ｎチップの相関器
を用いた場合、ａ０の場合には、符号長期間中、位相が
反転することはないので、正しい相関出力を得ることが
できるが、ｂ０の場合には途中で位相が反転するため、
正しい相関を得ることができなくなる。そのため、相関
出力が小さくなり、位相検波などの動作が不可能とな
り、復調できないという問題点がある。これは、スペク
トル拡散を用いたシステムの周波数誤差の許容値として
知られている。そのため、高い拡散率で伝送する場合、
周期Ｔが長くなるので、精度の良い発振器が必要とな
り、問題となっていた。

【００２９】そこで、まず本願発明のように、ｋ＊ｍの
拡散を持つシステムで、この発明とは異なり、ｋチップ
の拡散とｍチップの拡散の間に差動しない場合を考え
る。図２において、ａの条件においてまずｍチップで相
関をとった場合の相関出力はａ１のようになる。このと
き、ｋチップが１０チップで、その符号は、（１１００
０１０００１）とする。図２のａ１，ｂ１にｍチップの
相関器出力を示す。ａ１の出力は（１１０００１０００
１）であるので、その後ｋチップで相関のとれる相関器
に入力することによって、相関出力は１０となり、劣化
はない。

【００３０】しかし、図２のｂ０の条件においては、ｂ
１のようになり、ｋチップの符号に対して、途中で正負
が反転してしまう。つまり、その出力は（１１００００
１１１０）となる。このため、ｋチップの相関器に入力
した場合、その相関出力は０となり、相関出力は低下
し、データを復調することは困難になる。これは、先ほ
どの従来例と同じで、ｋチップの途中で位相が反転した
ために生じる問題点である。

【００３１】そこで、ａ０の条件において、この発明に
用いた場合、まずｍチップで相関をとった後、差動復調
した場合の出力はａ２のようになり、（１０１１００１
１０１）となる。このとき、ｋチップの符号は、（１０
１１００１１０１）であるので、相関出力１０が得ら
れ、先ほどと同様になる。また、ｂ０の条件において、
この発明を用いる。まず、ｍチップで相関をとると、後
半部分の下位５ビットは位相が反転しているために、ｂ
１は（１１００００１１１０）となる。この信号を差動
復調すると、差動復調の場合、同相は１で逆相は０であ
るので（１０１１１０１１０１）となる。相関器は（１
０１１００１１０１）と相関がとれるようになっている
ので５つ解が誤っていることになるが、他の９つは正し
く相関がとれているので、相関出力として９が得られ
る。

【００３２】ここで、このとき、途中で位相が反転した
ため、相関出力の正負が反転してしまっているが、差動
復調することによって、正負が反転後の正しいデータを
送出することができる。これは、１チップごとに差動を
とっているために、判別する１チップ前の信号の正負も
反転していれば問題なく正しい値が出てくるためであ
る。このため、途中の反転点（５番目）では誤るもの
の、それ以前およびそれ以降は正しい拡散データを算出
できる。この結果、この出力をｋチップの相関器に入力
した場合、多少の劣化で正しく相関をとることができ、
データを復調することができる。このように、この発明
を用いれば、従来例では復調できなかった送受信間の周
波数差が大きいときにも復調できるようになる。

【００３３】なお、上述の説明では、ＤＢＰＳＫを用い
て説明したが、これに限ることなく、ＤＱＰＳＫ方式に
おいても同等の効果を得ることができる。

【００３４】また、第２の特徴として、準同期システム
の場合について説明したが、これを同期復調器に用いて
も同様に復調できる。この場合も、従来例と比べてキャ
リア同期ができるため、ローカル信号発振器の精度が悪
くてもよい利点がある。

【００３５】次に、この発明の第２の実施形態について
説明する。送信側は第１の実施形態と同じである。

【００３６】図３はこの発明の第２の実施形態における
受信機のブロック図である。図３において、分配器３１
と乗算器３２，３３とローカル発振器３４と二次相関器
３５，３６は前述の図１（ｂ）に示した第１の実施形態
と同じである。二次相関器３５，３６の出力は位相検波
器４１に与えられて位相が算出される。Ｉ成分およびＱ
成分は求めるベクトルのｃｏｓ，ｓｉｎ成分であるの
で、位相算出はｔａｎ−１を求める演算手法で算出する
ことができる。また、計算結果をＲＯＭテーブルによっ
て求める方法を用いても実現でき、算出される位相は０
°から３６０°の角度になる。

【００３７】位相検波器４１の出力は遅延部４２で遅延
され、差動位相検出部４３に与えられる。差動位相検出
部４３は遅延前と遅延後の位相を検出し、その位相差を
位相相関器４４に与える。

【００３８】図４は図３に示した位相相関器４４のブロ
ック図であり、図５はその動作を説明するための図であ
る。

【００３９】位相相関器４４は図４に示すように、相関
位相変換器４４１と位相相関演算部４４２とによって構
成される。相関位相変換器４４１では、入力された０°
から３６０°の位相を−９０°から９０°に変換する。
これは、図５に示したように、９０°と２７０°の軸を
０として、第１象限と第４象限への離角を正として、一
方第２象限と第３象限の離角を負として算出する。これ
は演算によっても簡単に求まるが、ＲＯＭなどの変換テ
ーブルを用いることが簡易である。

【００４０】このように、位相の変換を行なった後、位
相相関演算部４４２に与えられる。ここで、位相相関器
４４では、相関をとる拡散符号に基づいて、拡散符号が
１のときには９０°を、拡散符号が−１のときには−９
０°を基準として相関をとる。たとえば、相関をとるべ
き拡散符号が１で、受信信号の位相が９０°のときには
１を、８０°のときには８０／９０°を、−６０のとき
には−６０／９０となる。

【００４１】一方、相関をとるべき拡散符号が−１のと
きには、受信信号の位相が−９０°のときには１とな
り、−６０°のときには６０／９０となり、３０°のと
きには３０／９０となる。このようにして、拡散符号の
各チップごとにその相関をとり、総和を相関出力として
出力する。

【００４２】ここで、ディジタル相関を演算する場合
に、そのビット数により、位相角は量子化して入力され
る。したがって、予め相関位相変換器４４１のＲＯＭの
出力を量子化しておけば、位相相関器４４においては、
それに拡散符号に基づいて正負を乗じるだけで済む。た
とえば、３ビットのディジタル相関器であれば、８レベ
ルに量子化されるので、−９０°から９０°の８レベル
に分け、一般には、−７，−５，−３，−１，１，３，
５，７の８値に量子化される。その値と拡散符号を乗じ
て、総和をとることで位相相関演算ができ、位相相関出
力が得られる。

【００４３】この位相相関器４４の出力を用いて、タイ
ミング検出部４０で相関スパイクのタイミングが検出さ
れる。これにより、相関同期のタイミングがわかるの
で、ラッチ回路３９で位相相関出力をラッチした後、正
負を判定し、信号復調部４５で復調する。

【００４４】上述のごとく、位相相関器４４を用いるこ
とにより、誤り率の改善を図ることができる。

【００４５】図６は位相相関器自体の特性を示す図であ
る。この図６に示した特性は、この発明の第２の実施形
態全体における特性ではなく、差動復調を行ない、デー
タを復調し、相関器に入力した場合と、位相相関器４４
を用いた場合の特性をシミュレーションしたものであ
る。横軸は差動する前のＣ／Ｎ比であり、縦軸は誤り率
である。この結果から、この発明の第２の実施形態にお
いて位相比較器４４を用いた場合には、誤り率を改善で
きることがわかる。

【００４６】図７はこの発明の第３の実施形態の受信機
を示すブロック図である。この図７に示した受信機は、
図３に示した第２の実施形態における受信機の位相相関
器４４に代えて、余弦変換部４６と相関器４７を設けた
ものであり、それ以外の構成は図３と同じである。余弦
変換部４６は差動位相検出部４３で検出された差動位相
の角度からｃｏｓ成分を求めるものである。そして、余
弦変換部４６の出力が相関器４７に入力されて、相関符
号との相関がとられる。この実施形態では、余弦変換部
４６は入力された角度からｃｏｓ成分を求めるだけであ
るので、図３に示した位相相関器６４より回路構成を小
さくできる利点がある。

【００４７】図８はこの発明の第４の実施形態を示すブ
ロック図であり、特に、（ａ）は送信機を示し、（ｂ）
は受信機を示す。

【００４８】まず、図８（ａ）に示す送信側では、一次
拡散部２１によってｋチップの符号長を持つ拡散符号に
よってデータが拡散される。その後、シリアル／パラレ
ル変換部２５によってｋビットずつまとめてシリアル／
パラレル変換され、ＣＳＫ変調器２６に与えられる。Ｃ
ＳＫ変調器２６はｍチップの拡散符号を持つ拡散符号で
データをＣＳＫ方式にて変調する。ここで、ＣＳＫ変調
とは、たとえば４ＣＳＫ方式であれば、データ２ビット
ずつ（ｋ＝２）束ねて、データが（０，０）であれば、
拡散符号ａを送り、データが（０，１）であれば拡散符
号ｂを送り、データが（１，０）であれば拡散符号ｃを
送り、データが（１，１）であれば拡散符号ｄを送る方
式である。

【００４９】一方、図８（ｂ）に示す受信機では、入力
した信号をＣＳＫ復調部５１によってデータを復調す
る。このＣＳＫ復調部５１の出力から、図示しない相関
タイミング検出器によってタイミングを検出してラッチ
回路にラッチし、さらに送信側で束ねた数だけＰ／Ｓ変
換部５２によってパラレル／シリアル変換する。この結
果、ラッチ部の出力はｋ個のチップで拡散集合で同一と
なる。さらに、このｋ個のチップで相関のとれる相関器
３８に入力され、その結果で復調される。なお、この場
合も、図示しないが、送信系および受信系とも拡散符号
を発生するタイミングをコントロールするタイミング制
御器や、相関タイミング検出器が含まれる。

【００５０】この発明の第４の実施形態を用いることに
よって、第１の実施形態に対して、伝送レートを上げる
ことが可能となる。第１の実施形態においては、伝送レ
ートに対してｋ＊ｍ倍の拡散レートとなった。その結
果、反対に拡散後のチップレートが固定である場合（伝
送する無線の帯域幅はチップレートで決まるため、伝送
する無線帯域幅が決まると、チップレートは一定とな
る。）、伝送レートも限られていた。しかし、第４の実
施形態を用いることによって、同じ拡散率ｋ＊ｍであっ
ても、ＣＳＫの束ねる数を変えることによって伝送レー
トを上げることが可能となる。たとえば、ＤＢＰＳＫ方
式に対して、４ＣＳＫ方式ならば２倍，８ＣＳＫ方式で
あれば３倍の伝送レートとなる。

【００５１】この第４の実施形態においては、その構成
から第１の実施形態と同様の回路の簡易化を図れると同
時に、ＣＳＫの束ねる数の変化によって伝送レートを上
げることが可能となる。また、可変とすることで、伝送
レート可変システムにも対応できるようになる。

【００５２】図９はこの発明の第５の実施形態の受信機
を示すブロック図である。この図９に示した実施形態に
おいて、送信機は第１の実施形態で示したものが用いら
れる。図９において、図７に示した余弦変換部４６に代
えてＰＤＩ復調部４９が設けられ、それ以外の構成は図
７と同じである。差動位相検出部４３は遅延部４２によ
る遅延前と遅延後の位相を算出し、ＰＤＩ復調部４９に
与える。ＰＤＩ復調部４９はパスダイバーシティを行な
い、相関器４７によって相関符号との相関がとられる。
そして、タイミング検出部４０によって相関のとれるタ
イミングが検出され、相関同期のタイミングがわかった
時点で、ラッチ回路３９にデータがラッチされ、信号復
調部で復調される。

【００５３】第１の実施形態においては、二次の相関を
とり、その出力をもって一次の相関をとるようにした
が、一次相関後の誤り率は、その入力であるＤＢＰＳＫ
復調時の誤り率に依存し、一方ＤＢＰＳＫの誤り率は二
次相関器に入力する信号のＣ／Ｎに依存する。今、この
二次相関のみについて考えると、仮に二次の相関後の復
調部において、データを１，０で判別した場合、そのと
きの誤り率は図１０に示すようになる。図１０におい
て、ａはフェージングがあるときの誤り率であり、ｃが
フェージングがないときの誤り率である。フェージング
がある場合について考えると、図１０のグラフの結果を
一次の相関器に入れた場合、第１の実施形態においては
ａの結果の誤り率特性に応じた誤り率が、全体の誤り率
特性として得られる。これに対して、第５の実施形態の
ように、復調時にＰＤＩの手法を二次相関時に用いる
と、一次相関前の誤り率はｂの誤り率となる。その結
果、全体の誤り率特性の改善を行なうことができる。

【００５４】上述のごとく、この実施形態においては、
ＰＤＩのパスダイバーシティ手法を二次と一次の相関部
の間に入れることによって、フェージング時の特性を大
幅に改善できる。

【００５５】次に、第６の実施形態について説明する。
前述の第１〜第５の実施形態においては、一次の拡散符
号と二次の拡散符号を組合せることによって、回路の簡
易化を図ったが、ここで拡散符号について説明する。

【００５６】拡散符号には自己相関特性と相互相関特性
があり、この両方の良いものが拡散符号として用いるこ
とができる。したがって、たとえば３１の符号長を持つ
ｍ系列には３種類の符号しかない。現実には、ｍ系列以
外に各種の符号が用いられているが、いずれもその数は
限られている。

【００５７】この発明において、一次の拡散符号がｋ１
個，二次の拡散符号がｋ２個存在したとする。この発明
においては、この組合せによってユーザを区別すること
ができる。この場合、ｋ１＊ｋ２個の符号を構成でき、
大幅に符号の数を増やすことができる。

【００５８】また、この発明においては、同一の二次の
拡散符号を用いることにより、そのレベルまでは信号の
検出が可能である。そこで、二次の拡散符号を同一のグ
ループに用いる場合には、共通とし、一次の拡散符号で
別個のユーザに割当をする。

【００５９】たとえば、いくつかのネットワークに対し
て、この発明を用いる場合、各ネットワークごとに別個
の二次拡散符号を割当て、同一のネットワークは同一の
二次拡散符号とする。そして、個別の識別には、別々の
一次拡散符号を用いる。この場合、同一の二次拡散符号
を持っているユーザは、そのネットワークに対するアク
セス状況がわかるので、その頻度に応じて自分の通信を
コントロールできる。

【００６０】このように、この発明の実施形態において
は、一次と二次の拡散符号を使い分けることで、アプリ
ケーションに適したユーザの識別が可能になる特徴を有
する。

【００６１】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、一次
拡散部と二次拡散部を用いてデータを拡散することによ
って、最も回路規模が大きくなる相関器を２つとし、そ
れぞれで相関動作をとるために、各々の相関器はｋ個，
ｍ個のレプリカと比較器と加算器を用意するだけでよ
く、大幅な回路規模の低減を図ることが可能になる。ま
た、一次拡散後に差動動作を行なうことによって、送受
信間の周波数差が大きいときにも復調できるようにな
る。

【００６２】また、位相相関器を用いることで、誤り率
の向上を図ることができる。さらに、ＣＳＫ方式を用い
ることによって、伝送レートを上げたり、伝送レート可
変システムにすることが可能となる。さらに、ＰＤＩの
パスダイバーシティ手法を二次と一次の相関部の間に入
れることによって、フェージング時の特性を大幅に改善
できる。また、一次の拡散符号と二次の拡散符号を組合
せることによって、ｋ１＊ｋ２個の符号を構成でき、大
幅に符号の数を減らすことができる。さらに一次と二次
の拡散符号を使い分けることによって、アプリケーショ
ンに適したユーザの識別が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施形態を示すブロック図で
ある。

【図２】この発明の実施形態の動作を示す相関出力をモ
デル化した図である。

【図３】この発明の第２の実施形態における受信機のブ
ロック図である。

【図４】図３に示した位相相関器のブロック図である。

【図５】図４の位相相関器の動作を説明するための図で
ある。

【図６】図４の位相相関器自体の特性を示す図である。

【図７】この発明の第３の実施形態の受信機を示すブロ
ック図である。

【図８】この発明の第４の実施形態を示すブロック図で
ある。

【図９】この発明の第５の実施形態の受信機を示すブロ
ック図である。

【図１０】この発明の受信機の誤り率を示す図である。

【図１１】従来のＤＳ方式の送信機のブロック図であ
る。

【図１２】従来のＤＳ方式の受信機のブロック図であ
る。

【図１３】図１２に示したディジタル相関器のブロック
図である。

【符号の説明】

２１ 一次拡散部 ２２ 差動符号化部 ２３ 二次拡散部 ２４ ＢＰＳＫ変調部 ２５ Ｓ／Ｐ変換部 ２６ ＣＳＫ変調器 ３１ 分配器 ３２，３３ 乗算器 ３４ ローカル信号発振器 ３５，３６ 二次相関器 ３７ 差動復調部 ３８，４７ 相関器 ３９ ラッチ回路 ４０ タイミング検出部 ４１ 位相検波器 ４２ 遅延部 ４３ 差動位相検出部 ４４ 位相相関器 ４５ 信号復調部 ４６ 余弦変換部 ４９ ＰＤＩ復調部 ５１ ＣＳＫ復調部 ５２ Ｐ／Ｓ変換部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−88587（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−18330（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−132544（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−74725（ＪＰ，Ａ) 横山光雄著，”スペクトラム拡散通信 システム”，科学技術出版社，ｐ．149 −153，ｐ．528−530 吉田忠美他，コードシフトキーイング 変調したスペクトル拡散通信のための同 期ループ，電子情報通信学会論文誌，Ｖ ｏｌ．Ｊ67−Ｂ，Ｎｏ．５，ｐ．559− 565 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 伝送データに対して、データ１ビットに
   ついて、多数のチップ数（ｎチップ）を持つ符号で直接
   拡散をするスペクトル拡散送信機であって、 データ信号をｋチップの一次拡散符号を用いて拡散する
   一次拡散手段、 前記一次拡散手段の出力を各チップごとに差動符号化す
   るための差動符号化手段、 前記差動符号化手段の出力をｍチップ（ｎ＝ｋ＊ｍ）の
   二次拡散符号を用いて拡散する二次拡散手段、および前
   記二次拡散手段の出力信号を位相変調する位相変調手段
   を備えた、スペクトル拡散送信機。
2. 【請求項２】 前記請求項１記載のスペクトル拡散送信
   機から送信された信号を受信するスペクトル拡散受信機
   であって、 受信信号を２分配するための分配手段、 前記分配手段によって２分配されたそれぞれの受信信号
   と前記スペクトル拡散送信機の搬送波周波数の各直交周
   波数成分を乗算する乗算手段、 前記乗算手段出力を前記二次拡散符号で相関をとるため
   の第１の相関手段、 前記第１の相関手段出力から前記一次拡散符号の１チッ
   プ分遅延した信号を生成し、差動復調を行なう差動復調
   手段、および前記差動復調手段によって復調された信号
   を前記一次拡散手段に用いた拡散符号で相関をとり、デ
   ータ復調する第２の相関手段を備えた、請求項１のスペ
   クトル拡散受信機。
3. 【請求項３】 前記請求項１記載のスペクトル拡散送信
   機から送信された信号を受信するスペクトル拡散受信機
   であって、 受信信号を２分配するための分配手段、 前記分配手段によって２分配されたそれぞれの受信信号
   と前記スペクトル拡散送信機の搬送波周波数の各直交周
   波数成分を乗算する乗算手段、 前記乗算手段出力を前記二次拡散符号で相関をとるため
   の第１の相関手段、 前記第１の相関手段出力から前記一次拡散符号の１チッ
   プ分遅延した信号を生成する遅延手段、 前記遅延手段による遅延前の位相と遅延後の位相とから
   差動位相を検出する差動位相検出手段、および前記差動
   位相検出手段によって検出された差動位相の相関をとり
   データ復調する第２の相関手段を備えた、請求項１のス
   ペクトル拡散受信機。
4. 【請求項４】 前記差動位相検出手段によって算出した
   差動位相から余弦値を算出し、前記第２の相関手段に与
   える余弦値算出手段を含み、 前記第２の相関手段は、前記余弦値算出手段出力の相関
   をとることを特徴とする、請求項３のスペクトル拡散受
   信機。