JP3099336B2 - 電磁型デジタル電流検出器 - Google Patents
電磁型デジタル電流検出器Info
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- JP3099336B2 JP3099336B2 JP02030529A JP3052990A JP3099336B2 JP 3099336 B2 JP3099336 B2 JP 3099336B2 JP 02030529 A JP02030529 A JP 02030529A JP 3052990 A JP3052990 A JP 3052990A JP 3099336 B2 JP3099336 B2 JP 3099336B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電気的に絶縁して電流を電磁的にデジタル
演算により検出する電磁型デジタル電流検出器に関す
る。
演算により検出する電磁型デジタル電流検出器に関す
る。
従来は、シャント抵抗，絶縁アンプならびにアナログ
／デイジタル変換器を用いてデイジタルの電流検出回路
（第１の従来例）を構成していた。
／デイジタル変換器を用いてデイジタルの電流検出回路
（第１の従来例）を構成していた。
また、本出願人がさきに開発した第２の従来例として
特開昭63−133067号公報（発明の名称： デジタル電流
検出器）がある。これは、被測定電流の流れる直流母線
がトロイダルコアの中心部を貫通するようにし、トロイ
ダルコアの磁路の一部に形成した空隙面に磁気検出器を
配設し、トロイダルコアに巻回した巻線からの検出電圧
の正・負を判別する第１の比較器出力と、検出電圧の絶
対値が一定値を越えるか否かをみる第２の比較器出力
と、検出電圧のアナログ／デイジタル変換した値をカウ
ントする可逆カウンタとを備え、この可逆カウンタ出力
を電流値とするとともに可逆カウンタ出力をデイジタル
／アナログ逆変換しアンプを介して巻線に加えるように
したデジタル電流検出器である。
特開昭63−133067号公報（発明の名称： デジタル電流
検出器）がある。これは、被測定電流の流れる直流母線
がトロイダルコアの中心部を貫通するようにし、トロイ
ダルコアの磁路の一部に形成した空隙面に磁気検出器を
配設し、トロイダルコアに巻回した巻線からの検出電圧
の正・負を判別する第１の比較器出力と、検出電圧の絶
対値が一定値を越えるか否かをみる第２の比較器出力
と、検出電圧のアナログ／デイジタル変換した値をカウ
ントする可逆カウンタとを備え、この可逆カウンタ出力
を電流値とするとともに可逆カウンタ出力をデイジタル
／アナログ逆変換しアンプを介して巻線に加えるように
したデジタル電流検出器である。
さらに、本出願人は第３の従来例として特開昭63−15
9769号公報（発明の名称：絶縁型デジタル電流検出器）
を提案している。これは、シャント抵抗の両端電圧と出
力帰還アナログ電圧との比較を行う比較器出力を電気的
絶縁を介してアップダウンカウンタで計数出力するよう
にした絶縁型デジタル電流検出器である。
9769号公報（発明の名称：絶縁型デジタル電流検出器）
を提案している。これは、シャント抵抗の両端電圧と出
力帰還アナログ電圧との比較を行う比較器出力を電気的
絶縁を介してアップダウンカウンタで計数出力するよう
にした絶縁型デジタル電流検出器である。
しかしながら、第１および第３の従来例においてはシ
ャント抵抗での発熱の問題から、この方式は大容量の電
流検出に利用できない欠点がある。
ャント抵抗での発熱の問題から、この方式は大容量の電
流検出に利用できない欠点がある。
また、第２の従来例は、磁束検出を行うトロイダルコ
アの残留磁気のため電流検出器自身の精度が悪化すると
いう欠点を克服してゼロメソッドを適用する方法ではあ
るが、A/D変換器を用いており、構成部材が増加すると
いう不具合がある。
アの残留磁気のため電流検出器自身の精度が悪化すると
いう欠点を克服してゼロメソッドを適用する方法ではあ
るが、A/D変換器を用いており、構成部材が増加すると
いう不具合がある。
さらに、上記のいずれの従来例も、センサ手段からの
検出信号に尖状ノイズが含まれている場合、このノイズ
の影響が大きくなるという欠点を有している。
検出信号に尖状ノイズが含まれている場合、このノイズ
の影響が大きくなるという欠点を有している。
ここにおいて、本発明はこれらの従来例の難点をすべ
て払拭した電磁型デジタル電流検出器を提供すること
を、その目的とする。
て払拭した電磁型デジタル電流検出器を提供すること
を、その目的とする。
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載
の発明は、被測定電流が流れる測定巻線が巻回されると
共に、この被測定電流が測定巻線を流れるときに発生す
る磁界を打ち消すように補償電流が流れる補償巻線が巻
回されているトロイダルコアと、前記トロイダルコアの
磁路を通る磁束を検出する磁束検出回路と、所定のデュ
ーティ比を有するキャリアパルス信号に前記磁束検出回
路からの磁束検出信号を重畳し、この重畳した信号に対
して積分演算を行って正又は負の積分演算信号を出力す
る積分回路と、前記積分回路からの正負の積分演算信号
の入力に基づき正負の一定値を有するパルス信号を、前
記被測定電流のデジタル値を示すPWM出力信号として出
力するコンパレータと、前記コンパレータからフィード
バックされるPWM出力信号を入力し、このPWM出力信号の
正負に応じた正負の一定値を有するパルス電流を前記補
償電流として前記補償巻線に対して供給するバッファ回
路と、を備え、前記補償電流による発生磁界が前記被測
定電流による発生磁界を打ち消した時の前記PWM出力信
号のデューティ比に基づき前記被測定電流のデジタル値
を検出できるようにした、ことを特徴とする。
の発明は、被測定電流が流れる測定巻線が巻回されると
共に、この被測定電流が測定巻線を流れるときに発生す
る磁界を打ち消すように補償電流が流れる補償巻線が巻
回されているトロイダルコアと、前記トロイダルコアの
磁路を通る磁束を検出する磁束検出回路と、所定のデュ
ーティ比を有するキャリアパルス信号に前記磁束検出回
路からの磁束検出信号を重畳し、この重畳した信号に対
して積分演算を行って正又は負の積分演算信号を出力す
る積分回路と、前記積分回路からの正負の積分演算信号
の入力に基づき正負の一定値を有するパルス信号を、前
記被測定電流のデジタル値を示すPWM出力信号として出
力するコンパレータと、前記コンパレータからフィード
バックされるPWM出力信号を入力し、このPWM出力信号の
正負に応じた正負の一定値を有するパルス電流を前記補
償電流として前記補償巻線に対して供給するバッファ回
路と、を備え、前記補償電流による発生磁界が前記被測
定電流による発生磁界を打ち消した時の前記PWM出力信
号のデューティ比に基づき前記被測定電流のデジタル値
を検出できるようにした、ことを特徴とする。
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明におい
て、前記バッファ回路は、前記PWM出力信号の正負に応
じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生するスイッチ回路
を有しており、このスイッチ回路で発生した一定電圧＋
Vcc又は−Vccを前記補償巻線に印加するものである、こ
とを特徴とする。
て、前記バッファ回路は、前記PWM出力信号の正負に応
じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生するスイッチ回路
を有しており、このスイッチ回路で発生した一定電圧＋
Vcc又は−Vccを前記補償巻線に印加するものである、こ
とを特徴とする。
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明におい
て、前記バッファ回路は、前記PWM出力信号の正負に応
じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生する第１及び第２
のスイッチ回路を有しており、これら第１及び第２のス
イッチ回路で発生した一定電圧＋2Vcc又は−2Vccを前記
補償巻線に印加するものである、ことを特徴とする。
て、前記バッファ回路は、前記PWM出力信号の正負に応
じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生する第１及び第２
のスイッチ回路を有しており、これら第１及び第２のス
イッチ回路で発生した一定電圧＋2Vcc又は−2Vccを前記
補償巻線に印加するものである、ことを特徴とする。
請求項４記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに
記載の発明において、前記キャリアパルス信号の所定の
デューティ比が50％である、ことを特徴とする。
記載の発明において、前記キャリアパルス信号の所定の
デューティ比が50％である、ことを特徴とする。
上記構成では、シャント抵抗を用いていないので、大
容量の電流を検出することが可能となり、また、A/D変
換器を用いていないため、構成部材数もそれほど多いも
のではない。そして、磁束検出回路からの検出信号に尖
状ノイズが含まれていたとしても、この検出信号は積分
回路を通ってコンパレータに入力されるので、尖状ノイ
ズの影響を小さくすることができる。
容量の電流を検出することが可能となり、また、A/D変
換器を用いていないため、構成部材数もそれほど多いも
のではない。そして、磁束検出回路からの検出信号に尖
状ノイズが含まれていたとしても、この検出信号は積分
回路を通ってコンパレータに入力されるので、尖状ノイ
ズの影響を小さくすることができる。
〔実施例〕 第１図は、本発明の実施例の構成を示すブロック図で
ある。この図において、トロイダルコア103には交流又
は直流の被測定電流が流れる測定巻線102が巻回される
と共に、この被測定電流が測定巻線102を流れるときに
発生する磁界を打ち消すように補償電流が流れる補償巻
線101が巻回されている。
ある。この図において、トロイダルコア103には交流又
は直流の被測定電流が流れる測定巻線102が巻回される
と共に、この被測定電流が測定巻線102を流れるときに
発生する磁界を打ち消すように補償電流が流れる補償巻
線101が巻回されている。
トロイダルコア103の磁路の一部は切り開かれてお
り、この切り開かれた個所に例えばホール素子等の磁気
センサ104が配設されている。磁気センサ104は、その一
端側が定電流回路121を介して直流電源120に接続される
と共に、他端側が接地されている。そして、磁気センサ
104は、定電流が流れている状態でトロイダルコア103の
磁路を通る磁束を検出したときに、その磁束に応じた電
圧信号すなわち磁束検出信号をする。これら磁気センサ
104、コンパレータ110、及び定電流回路121により磁束
検出回路404が構成されている。
り、この切り開かれた個所に例えばホール素子等の磁気
センサ104が配設されている。磁気センサ104は、その一
端側が定電流回路121を介して直流電源120に接続される
と共に、他端側が接地されている。そして、磁気センサ
104は、定電流が流れている状態でトロイダルコア103の
磁路を通る磁束を検出したときに、その磁束に応じた電
圧信号すなわち磁束検出信号をする。これら磁気センサ
104、コンパレータ110、及び定電流回路121により磁束
検出回路404が構成されている。
コンパレータ110からの磁束検出信号は、抵抗122を介
してオペアンプ124のマイナス側入力端子に入力される
が、このマイナス側入力端子にはデューティ比50％のキ
ャリアパルス信号Vinも抵抗123を介して入力され、両信
号が重畳されるようになっている。そして、オペアンプ
124のプラス側入力端子は接地されており、また、出力
端子とマイナス側入力端子との間にコンデンサ125が接
続されている。これら抵抗122,123、オペアンプ124、及
びコンデンサ125により積分回路405が構成されている。
してオペアンプ124のマイナス側入力端子に入力される
が、このマイナス側入力端子にはデューティ比50％のキ
ャリアパルス信号Vinも抵抗123を介して入力され、両信
号が重畳されるようになっている。そして、オペアンプ
124のプラス側入力端子は接地されており、また、出力
端子とマイナス側入力端子との間にコンデンサ125が接
続されている。これら抵抗122,123、オペアンプ124、及
びコンデンサ125により積分回路405が構成されている。
積分回路405は、キャリアパルス信号Vinと、コンパレ
ータ110からの磁束検出信号とが重畳された信号に対し
て積分演算を行い、正又は負の積分演算信号をコンパレ
ータ406のマイナス側入力端子に出力するようになって
いる。なお、コンパレータ406のプラス側入力端子は接
地されている。
ータ110からの磁束検出信号とが重畳された信号に対し
て積分演算を行い、正又は負の積分演算信号をコンパレ
ータ406のマイナス側入力端子に出力するようになって
いる。なお、コンパレータ406のプラス側入力端子は接
地されている。
コンパレータ406は、積分回路405から正の積分演算信
号を入力した時は一定値を有する正のパルス信号を、ま
た、積分回路405から負の積分演算信号を入力した時は
一定値を有する負のパルス信号を、それぞれ被測定電流
のデジタル値を示すPWM出力信号として出力するように
なっている。
号を入力した時は一定値を有する正のパルス信号を、ま
た、積分回路405から負の積分演算信号を入力した時は
一定値を有する負のパルス信号を、それぞれ被測定電流
のデジタル値を示すPWM出力信号として出力するように
なっている。
コンパレータ406から出力されるPWM出力信号はバッフ
ァ回路407にフィードバックされるようになっている。
バッファ回路407は、入力したPWM出力信号の符号が正の
ときは、同じく符号が正で且つ一定値を有するパルス電
流を補償電流として補償巻線101に供給し、また、入力
したPWM出力信号の符号が負のときは、同じく符号が負
で且つ一定値を有するパルス電流を補償電流として補償
巻線101に供給するようになっている。
ァ回路407にフィードバックされるようになっている。
バッファ回路407は、入力したPWM出力信号の符号が正の
ときは、同じく符号が正で且つ一定値を有するパルス電
流を補償電流として補償巻線101に供給し、また、入力
したPWM出力信号の符号が負のときは、同じく符号が負
で且つ一定値を有するパルス電流を補償電流として補償
巻線101に供給するようになっている。
上記構成によれば、磁気センサ104が被測定電流によ
り発生した磁界を検出した時点と、この被測定電流によ
り発生した磁界が補償電流により発生した磁界によって
打ち消される時点での、コンパレータ406から出力され
るPWM出力信号のデューティ比に基づき被測定電流のデ
ジタル値を検出することができる。コンパレータ406か
らのPWM出力信号は、計数回路408にも入力されるように
なっているが、この計数回路408により、PWM出力信号の
デューティ比変化量が被測定電流のデジタル値に変換さ
れる。
り発生した磁界を検出した時点と、この被測定電流によ
り発生した磁界が補償電流により発生した磁界によって
打ち消される時点での、コンパレータ406から出力され
るPWM出力信号のデューティ比に基づき被測定電流のデ
ジタル値を検出することができる。コンパレータ406か
らのPWM出力信号は、計数回路408にも入力されるように
なっているが、この計数回路408により、PWM出力信号の
デューティ比変化量が被測定電流のデジタル値に変換さ
れる。
図２は、第１図における各構成要素に対応する伝達関
数を示したブロック図である。この図において、比例要
素501は磁束検出回路404に、積分要素502は積分回路405
に、リレー要素503はコンパレータ406に、一次おくれ要
素504はバッファ回路407に、それぞれ対応している。
数を示したブロック図である。この図において、比例要
素501は磁束検出回路404に、積分要素502は積分回路405
に、リレー要素503はコンパレータ406に、一次おくれ要
素504はバッファ回路407に、それぞれ対応している。
測定巻線102の巻数をN1（ターン）とすると、被測定
電流I2によって、トロイダルコア103中に、 Φ１＝μ・N1・I2 …（１式） の磁束Φ１が生ずる。ここにμはトロイダルコアの透磁
率である。同様に、補償巻線101の巻線をN2（ターン）
とすると、補償巻線101を流れる補償電流I1によって、
トロイダルコア103中に、 Φ２＝μ・N2・I1 …（２式） の磁束が生ずる。PWM信号をデジタル符号に変換する計
数回路408は、一般によく知られているので、（１式）
と（２式）の関係より、本発明の動作原理を示す第２図
は、磁束の入力からPWM出力までのブロック図としてい
る。
電流I2によって、トロイダルコア103中に、 Φ１＝μ・N1・I2 …（１式） の磁束Φ１が生ずる。ここにμはトロイダルコアの透磁
率である。同様に、補償巻線101の巻線をN2（ターン）
とすると、補償巻線101を流れる補償電流I1によって、
トロイダルコア103中に、 Φ２＝μ・N2・I1 …（２式） の磁束が生ずる。PWM信号をデジタル符号に変換する計
数回路408は、一般によく知られているので、（１式）
と（２式）の関係より、本発明の動作原理を示す第２図
は、磁束の入力からPWM出力までのブロック図としてい
る。
第２図において、キャリアパルスVinのデューティ比
は50％であり、その振幅は最大値Vcで最小値−Vcであ
る。また、リレー要素503の出力は、最小値ＶHがV1で、
最小値ＶLが−V1となっている。そして、一次おくれ要
素504の時定数T2をキャリアパルスの周期に対して十分
短く設定すると、その出力は、リレー要素503からのPWM
出力信号とほぼ同一の波形となる。この実施例では、時
定数T2をキャリアパルスの周期の1/5〜1/10倍程度に設
定するものとする。
は50％であり、その振幅は最大値Vcで最小値−Vcであ
る。また、リレー要素503の出力は、最小値ＶHがV1で、
最小値ＶLが−V1となっている。そして、一次おくれ要
素504の時定数T2をキャリアパルスの周期に対して十分
短く設定すると、その出力は、リレー要素503からのPWM
出力信号とほぼ同一の波形となる。この実施例では、時
定数T2をキャリアパルスの周期の1/5〜1/10倍程度に設
定するものとする。
第３図は、第２図における各部の電圧波形図であり、
縦軸は電圧，横軸は時間である。第３図（ａ）は積分要
素502の入力段での電圧波形（一点鎖線は後述する磁束
量K1Φ１の平均値である。）、第３図（ｂ）はキャリア
パルスVinの電圧波形、第３図（ｄ）はリレー要素503の
入力段での電圧波形、第３図（ｃ）はリレー要素503の
出力段つまりPWM出力の電圧波形であり、それぞれ時点t
1から時点t6までを時間的に対応して表している。
縦軸は電圧，横軸は時間である。第３図（ａ）は積分要
素502の入力段での電圧波形（一点鎖線は後述する磁束
量K1Φ１の平均値である。）、第３図（ｂ）はキャリア
パルスVinの電圧波形、第３図（ｄ）はリレー要素503の
入力段での電圧波形、第３図（ｃ）はリレー要素503の
出力段つまりPWM出力の電圧波形であり、それぞれ時点t
1から時点t6までを時間的に対応して表している。
第２図のブロックは閉ループ系となっているので、積
分要素502の入力段の平均値が０となるように制御がお
こなわれる。なお、第３図は第２図の制御系が安定した
状態を示している。
分要素502の入力段の平均値が０となるように制御がお
こなわれる。なお、第３図は第２図の制御系が安定した
状態を示している。
また、第３図（ａ）の電圧波形は、デューティ比が50
％のキャリアパルス信号Vin（第６図（ｂ））から補償
巻線101による−K1Φ２の波形（第３図（ｃ）の符号マ
ルｃで示した部分）を減算してできる波形（第３図
（ａ）の符号マルａで示した部分）と、被測定電流を表
すK1Φ１とを示している。
％のキャリアパルス信号Vin（第６図（ｂ））から補償
巻線101による−K1Φ２の波形（第３図（ｃ）の符号マ
ルｃで示した部分）を減算してできる波形（第３図
（ａ）の符号マルａで示した部分）と、被測定電流を表
すK1Φ１とを示している。
フィードバックループの働きによって、第２図の積分
要素502の入力段での平均値は０となるので、 すなわち、 となる。また、リレー要素503の出力段では第３図
（ｃ）に示すPWM出力電圧波形が観測できるのであるか
ら、 Φ１＝2K2 Vl｛（ＴW/Tc）−1/2｝ …（５式） である。（１式）と（５式）より、被測定電流I2は、 I2＝（2K2 Vl）／（μN1）×｛（ＴW/Tc）−1/2｝ …（６式） となる。また、（６式）より、PWM出力のデューティ比
のＤ［％］は、 Ｄ＝（ＴW/Tc）×100＝［｛（μ・N1）／ （2K2 Vl）｝I2＋1/2］×100 ［％］ …（７式） となる。（７式）より、被測定電流I2＝０のとき、Ｄ＝
50％となり、被測定電流I2の符号によって、デューティ
比のＤが変化することがわかる。すなわち、被測定電流
I2の値がPWM出力信号に変換されることが説明できる。
要素502の入力段での平均値は０となるので、 すなわち、 となる。また、リレー要素503の出力段では第３図
（ｃ）に示すPWM出力電圧波形が観測できるのであるか
ら、 Φ１＝2K2 Vl｛（ＴW/Tc）−1/2｝ …（５式） である。（１式）と（５式）より、被測定電流I2は、 I2＝（2K2 Vl）／（μN1）×｛（ＴW/Tc）−1/2｝ …（６式） となる。また、（６式）より、PWM出力のデューティ比
のＤ［％］は、 Ｄ＝（ＴW/Tc）×100＝［｛（μ・N1）／ （2K2 Vl）｝I2＋1/2］×100 ［％］ …（７式） となる。（７式）より、被測定電流I2＝０のとき、Ｄ＝
50％となり、被測定電流I2の符号によって、デューティ
比のＤが変化することがわかる。すなわち、被測定電流
I2の値がPWM出力信号に変換されることが説明できる。
上記のように本発明は、積分回路を用いたPWM方式を
ゼロメソッドによる電流検出回路に適用し、外部からキ
ャリアパルスを、積分回路の入力に加えることにより、
PWM出力電圧波形の周期をキャリアパルスの周期と一致
させるものである。
ゼロメソッドによる電流検出回路に適用し、外部からキ
ャリアパルスを、積分回路の入力に加えることにより、
PWM出力電圧波形の周期をキャリアパルスの周期と一致
させるものである。
第４図は、第１図におけるバッファ回路407の具体的
な構成例を示すものであり、第４図（ａ）は第１の構成
例、第４図（ｂ）は第２の構成例を示している。
な構成例を示すものであり、第４図（ａ）は第１の構成
例、第４図（ｂ）は第２の構成例を示している。
第４図（ａ）において、バッファ回路407aはスイッチ
回路701及び抵抗702により構成されている。このスイッ
チ回路701は、リレー要素503すなわちコンパレータ406
からのPWM出力信号ＶBを入力し、この信号ＶBの正負に
応じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生するものであ
る。補償巻線101には、抵抗702を介して、この一定電圧
＋Vcc又は−Vccが印加され、これにより補償電流が流れ
ることになる。
回路701及び抵抗702により構成されている。このスイッ
チ回路701は、リレー要素503すなわちコンパレータ406
からのPWM出力信号ＶBを入力し、この信号ＶBの正負に
応じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生するものであ
る。補償巻線101には、抵抗702を介して、この一定電圧
＋Vcc又は−Vccが印加され、これにより補償電流が流れ
ることになる。
また、第４図（ｂ）において、バッファ回路407bは抵
抗703,704及びスイッチ回路705,706により構成されてい
る（これら２つのスイッチ回路の接点は、実線及び破線
で示すように互いに連動して動作するようになってい
る。）。スイッチ回路705,706は、スイッチ回路701と同
様に、信号ＶBの正負に応じて＋Vcc又は−Vccの一定電
圧を発生するものであるが、図示した接続状態から明ら
かなように、補償巻線101には抵抗703,704を介して一定
電圧＋2Vcc又は−2Vccが印加され、これにより補償電流
が流れるようになっている。すなわち、第４図（ｂ）の
構成は、第４図（ａ）の構成に比べて２倍の被測定電流
の検出を行えるようになっている。
抗703,704及びスイッチ回路705,706により構成されてい
る（これら２つのスイッチ回路の接点は、実線及び破線
で示すように互いに連動して動作するようになってい
る。）。スイッチ回路705,706は、スイッチ回路701と同
様に、信号ＶBの正負に応じて＋Vcc又は−Vccの一定電
圧を発生するものであるが、図示した接続状態から明ら
かなように、補償巻線101には抵抗703,704を介して一定
電圧＋2Vcc又は−2Vccが印加され、これにより補償電流
が流れるようになっている。すなわち、第４図（ｂ）の
構成は、第４図（ａ）の構成に比べて２倍の被測定電流
の検出を行えるようになっている。
ところで、第２図のリレー要素503（コンパレータ40
6）は、入力の符号が正であればＶHの電圧を出力し、負
であればＶLの電圧を出力するものである。補償巻線101
のインダクタンスをＬ、抵抗の値をＲとすれば、このＬ
とＲが一次おくれ要素504を構成することになる。した
がって、第４図（ａ）のバッファ回路407a内のスイッチ
回路701の出力から補償巻線101を流れる補償電流I1まで
の伝達関数G1（ｓ）は、 G1（ｓ）＝（1/R）／｛１＋ｓ（L/R）｝ …（８式） となる。（２式）と（８式）より、スイッチ回路701か
ら、補償電流I1によって生ずる磁束Φ２までの伝達関数
は、第２図のブロック504内に示すように、 G2（ｓ）＝K2/（１＋ｓ・T2） …（９式） となる。ただし、 K2＝μ・N2/R …（10式） T2＝L/R …（11式）である。
6）は、入力の符号が正であればＶHの電圧を出力し、負
であればＶLの電圧を出力するものである。補償巻線101
のインダクタンスをＬ、抵抗の値をＲとすれば、このＬ
とＲが一次おくれ要素504を構成することになる。した
がって、第４図（ａ）のバッファ回路407a内のスイッチ
回路701の出力から補償巻線101を流れる補償電流I1まで
の伝達関数G1（ｓ）は、 G1（ｓ）＝（1/R）／｛１＋ｓ（L/R）｝ …（８式） となる。（２式）と（８式）より、スイッチ回路701か
ら、補償電流I1によって生ずる磁束Φ２までの伝達関数
は、第２図のブロック504内に示すように、 G2（ｓ）＝K2/（１＋ｓ・T2） …（９式） となる。ただし、 K2＝μ・N2/R …（10式） T2＝L/R …（11式）である。
また、Vcc＝ＶH＝Vl、−Vcc＝ＶL＝−Vlとおくと、
（６式）と（10式）より、被測定電流I2は I2＝（2V/R）（N2/N1）×［（ＴW/Tc）−（1/2）］ …（12式） となる。（12式）において、ＴW/Tcは０〜１の値をとる
ので、被測定電流の最大値Imは、 Im＝（Vl/R）（N2/N1） …（13式） となり、R,N1,N2を固定すると、スイッチ回路701の電源
電圧Vlのみによって決定される。
（６式）と（10式）より、被測定電流I2は I2＝（2V/R）（N2/N1）×［（ＴW/Tc）−（1/2）］ …（12式） となる。（12式）において、ＴW/Tcは０〜１の値をとる
ので、被測定電流の最大値Imは、 Im＝（Vl/R）（N2/N1） …（13式） となり、R,N1,N2を固定すると、スイッチ回路701の電源
電圧Vlのみによって決定される。
なお、これまでの説明ではキャリアパルス信号のデュ
ーティ比は50％としているが、デューティ比は一定値で
あればよく、例えばデューティ比40％でもかまわない。
ただし、この場合は被測定電流がゼロのとき、PWM出力
のデューティ比が40％となる。
ーティ比は50％としているが、デューティ比は一定値で
あればよく、例えばデューティ比40％でもかまわない。
ただし、この場合は被測定電流がゼロのとき、PWM出力
のデューティ比が40％となる。
以上のように本発明によれば、シャント抵抗を適用し
ていないから、被測定電流が流通する被測定回路と測定
回路との電気的絶縁は必要でなく、電力ロスがないとい
う効果を有する。
ていないから、被測定電流が流通する被測定回路と測定
回路との電気的絶縁は必要でなく、電力ロスがないとい
う効果を有する。
また、磁束検出回路から出力される磁束検出信号を積
分回路により積分しているので、被測定電流にノイズ成
分が含まれるときでもその影響を受けない。
分回路により積分しているので、被測定電流にノイズ成
分が含まれるときでもその影響を受けない。
すなわち、本発明はこの種の電磁型デジタル電流検出
回路として、被測定電流値を増大させることができ、構
成部材を減少させることができ、電気的絶縁の信頼性を
向上させることができ、検出回路としての電力ロスを極
力ゼロに近づけることができ、被測定電流がノイズを含
んでいる場合もその影響を小さくすることができるとい
う効果を奏することができる。
回路として、被測定電流値を増大させることができ、構
成部材を減少させることができ、電気的絶縁の信頼性を
向上させることができ、検出回路としての電力ロスを極
力ゼロに近づけることができ、被測定電流がノイズを含
んでいる場合もその影響を小さくすることができるとい
う効果を奏することができる。
なお、キャリアパルスのデューティ比は一定値であれ
ばよく、ｎ％であれば被測定電流がゼロのときにPWM出
力のデューティ比はｎ％とすればよい。
ばよく、ｎ％であれば被測定電流がゼロのときにPWM出
力のデューティ比はｎ％とすればよい。
第１図は本発明の実施例の回路構成を示すブロック図、
第２図はその伝達関数を示すブロック図、第３図は第２
図の各部における信号の波形図、第４図は第１図におけ
るバッファ回路の具体的な構成例を示すブロック図であ
る。 101……補償巻線、102……測定巻線、103……トロイダ
ルコア、104……磁気センサ、110……コンパレータ、12
0……直流電源、121……定電流回路、122,123……抵
抗、124……オペアンプ、125……コンデンサ、404……
磁束検出回路、405……積分回路、406……コンパレー
タ、407,407a,407b……バッファ回路、408……計数回
路、501……比例要素、502……積分要素、503……リレ
ー要素、504……一次おくれ要素、701,705,706……スイ
ッチ回路、702〜704……抵抗、＋Vcc……正の一定電
圧、−Vcc……負の一定電圧、Vin……キャリアパルス信
号。
第２図はその伝達関数を示すブロック図、第３図は第２
図の各部における信号の波形図、第４図は第１図におけ
るバッファ回路の具体的な構成例を示すブロック図であ
る。 101……補償巻線、102……測定巻線、103……トロイダ
ルコア、104……磁気センサ、110……コンパレータ、12
0……直流電源、121……定電流回路、122,123……抵
抗、124……オペアンプ、125……コンデンサ、404……
磁束検出回路、405……積分回路、406……コンパレー
タ、407,407a,407b……バッファ回路、408……計数回
路、501……比例要素、502……積分要素、503……リレ
ー要素、504……一次おくれ要素、701,705,706……スイ
ッチ回路、702〜704……抵抗、＋Vcc……正の一定電
圧、−Vcc……負の一定電圧、Vin……キャリアパルス信
号。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−133067（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−236174（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 15/18 G01R 19/25
Claims (4)
- 【請求項１】被測定電流が流れる測定巻線が巻回される
と共に、この被測定電流が測定巻線を流れるときに発生
する磁界を打ち消すように補償電流が流れる補償巻線が
巻回されているトロイダルコアと、 前記トロイダルコアの磁路を通る磁束を検出する磁束検
出回路と、 所定のデューティ比を有するキャリアパルス信号に前記
磁束検出回路からの磁束検出信号を重畳し、この重畳し
た信号に対して積分演算を行って正又は負の積分演算信
号を出力する積分回路と、 前記積分回路からの正負の積分演算信号の入力に基づき
正負の一定値を有するパルス信号を、前記被測定電流の
デジタル値を示すPWM出力信号として出力するコンパレ
ータと、 前記コンパレータからフィードバックされるPWM出力信
号を入力し、このPWM出力信号の正負に応じた正負の一
定値を有するパルス電流を前記補償電流として前記補償
巻線に対して供給するバッファ回路と、 を備え、前記補償電流による発生磁界が前記被測定電流
による発生磁界を打ち消した時の前記PWM出力信号のデ
ューティ比に基づき前記被測定電流のデジタル値を検出
できるようにした、 ことを特徴とする電流形デジタル電流検出器。 - 【請求項２】前記バッファ回路は、前記PWM出力信号の
正負に応じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生するスイ
ッチ回路を有しており、このスイッチ回路で発生した一
定電圧＋Vcc又は−Vccを前記補償巻線に印加するもので
ある、 ことを特徴とする請求項１記載の電流形デジタル電流検
出器。 - 【請求項３】前記バッファ回路は、前記PWM出力信号の
正負に応じて＋Vcc又は−Vccの一定電圧を発生する第１
及び第２のスイッチ回路を有しており、これら第１及び
第２のスイッチ回路で発生した一定電圧＋2Vcc又は−2V
ccを前記補償巻線に印加するものである、 ことを特徴とする請求項１記載の電流形デジタル電流検
出器。 - 【請求項４】前記キャリアパルス信号の所定のデューテ
ィ比が50％である、 ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電
流形デジタル電流検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02030529A JP3099336B2 (ja) | 1990-02-09 | 1990-02-09 | 電磁型デジタル電流検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02030529A JP3099336B2 (ja) | 1990-02-09 | 1990-02-09 | 電磁型デジタル電流検出器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03235065A JPH03235065A (ja) | 1991-10-21 |
| JP3099336B2 true JP3099336B2 (ja) | 2000-10-16 |
Family
ID=12306331
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02030529A Expired - Fee Related JP3099336B2 (ja) | 1990-02-09 | 1990-02-09 | 電磁型デジタル電流検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3099336B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3309558A1 (en) * | 2016-10-14 | 2018-04-18 | LEM Intellectual Property SA | Electrical current transducer |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103884887A (zh) * | 2012-12-20 | 2014-06-25 | 北京普源精电科技有限公司 | 一种具有霍尔元件的隔离电路及其示波器 |
| JP2015129671A (ja) * | 2014-01-07 | 2015-07-16 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 電流検出装置 |
| CN103777104B (zh) * | 2014-02-24 | 2016-11-23 | 国家电网公司 | 数字化变电站二次信号传输系统延时特性测试装置及方法 |
| CN103792419B (zh) * | 2014-03-04 | 2016-01-20 | 济南大学 | 实现模拟量与数字量混合接入的同步采样方法 |
| CN111999541A (zh) * | 2020-09-10 | 2020-11-27 | 秦孝文 | 一种防磁扰一体化无损电流检测高精度智能传感器探头 |
| CN112260666B (zh) * | 2020-10-10 | 2024-04-05 | 浙江巨磁智能技术有限公司 | 一种在低频闭环和高频开环的磁通门电路实现方法 |
| KR102350709B1 (ko) * | 2021-08-31 | 2022-01-14 | (주)에스엔 | 전류 측정 장치 |
| CN115015620A (zh) * | 2022-05-31 | 2022-09-06 | 国网信息通信产业集团有限公司 | 一种模拟量采集方法及装置 |
-
1990
- 1990-02-09 JP JP02030529A patent/JP3099336B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3309558A1 (en) * | 2016-10-14 | 2018-04-18 | LEM Intellectual Property SA | Electrical current transducer |
| WO2018069475A1 (en) * | 2016-10-14 | 2018-04-19 | Lem Intellectual Property Sa | Electrical current transducer |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03235065A (ja) | 1991-10-21 |
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|---|---|---|---|
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