JP3085701B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。
［従来の技術］ 従来例１ 第28図は従来のインバータ装置（特開昭60−134776
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。ダイオードD4,D5,D6,D7よりなる全波整流器DBの
交流入力端子は、インダクタL1とコンデンサC0よりなる
フィルター回路を介して交流電源Vsに接続されている。
全波整流器DBの直流出力端子には、チョッパー用のイン
ダクタL3と、逆流阻止用のダイオードD1を介して平滑用
のコンデンサC1が接続されている。コンデンサC1には、
トランジスタQ1,Q2の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ1,Q2には、それぞれダイオードD1,D2が逆並
列接続されている。トランジスタQ1の両端には、直流カ
ット用のコンデンサC3と限流及び共振用のインダクタL2
を介して放電灯laが接続されている。放電灯laのフィラ
メントの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用
のコンデンサC2が並列接続されている。
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。ダイオードD4,D5,D6,D7よりなる全波整流器DBの
交流入力端子は、インダクタL1とコンデンサC0よりなる
フィルター回路を介して交流電源Vsに接続されている。
全波整流器DBの直流出力端子には、チョッパー用のイン
ダクタL3と、逆流阻止用のダイオードD1を介して平滑用
のコンデンサC1が接続されている。コンデンサC1には、
トランジスタQ1,Q2の直列回路が接続されている。各ト
ランジスタQ1,Q2には、それぞれダイオードD1,D2が逆並
列接続されている。トランジスタQ1の両端には、直流カ
ット用のコンデンサC3と限流及び共振用のインダクタL2
を介して放電灯laが接続されている。放電灯laのフィラ
メントの非電源側端子間には、共振及び予熱電流通電用
のコンデンサC2が並列接続されている。
以下、上記回路の動作について説明する。まず、トラ
ンジスタQ1,Q2、ダイオードD1,D2、インダクタL2、コン
デンサC2,C3、放電灯laが直列インバータ回路を構成し
ている。トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオン・オ
フされる。平滑コンデンサC1の直流電圧は、トランジス
タQ1,Q2で高周波的にスイッチングされ、放電灯laに高
周波電力が供給される。次に、トランジスタQ2とダイオ
ードD1及びインダクタL3は、チョッパー回路を構成して
いる。トランジスタQ2のオン時に、全波整流器DBの出力
をインダクタL3を介してトランジスタQ2でスイッチング
し、インダクタL3にエネルギーを蓄積し、トランジスタ
Q2のオフ時にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を
充電する。このチョッパー作用により入力力率が高く、
入力電流の高調波成分も少なくなる。さらに、コンデン
サC0とインダクタL1はフィルター回路を構成しており、
チョッパー回路のスイッチング電流に含まれる高周波成
分を除去している。
ンジスタQ1,Q2、ダイオードD1,D2、インダクタL2、コン
デンサC2,C3、放電灯laが直列インバータ回路を構成し
ている。トランジスタQ1,Q2は高速度で交互にオン・オ
フされる。平滑コンデンサC1の直流電圧は、トランジス
タQ1,Q2で高周波的にスイッチングされ、放電灯laに高
周波電力が供給される。次に、トランジスタQ2とダイオ
ードD1及びインダクタL3は、チョッパー回路を構成して
いる。トランジスタQ2のオン時に、全波整流器DBの出力
をインダクタL3を介してトランジスタQ2でスイッチング
し、インダクタL3にエネルギーを蓄積し、トランジスタ
Q2のオフ時にダイオードD1を介して平滑コンデンサC1を
充電する。このチョッパー作用により入力力率が高く、
入力電流の高調波成分も少なくなる。さらに、コンデン
サC0とインダクタL1はフィルター回路を構成しており、
チョッパー回路のスイッチング電流に含まれる高周波成
分を除去している。
この回路はインバータ回路とチョッパー回路とでトラ
ンジスタQ2とダイオードD1を兼用している。したがっ
て、回路が簡単で小型化できるという利点があるが、兼
用したトランジスタQ2にはインバータとチョッパーの両
方の電流が流れることになり、トランジスタQ2のストレ
スは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、この
回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コンデ
ンサC1に高い直流電圧が充電される。このため、コンデ
ンサC1及びインバータ回路の回路素子には高耐圧のもの
が必要であり、回路素子は高価になる。
ンジスタQ2とダイオードD1を兼用している。したがっ
て、回路が簡単で小型化できるという利点があるが、兼
用したトランジスタQ2にはインバータとチョッパーの両
方の電流が流れることになり、トランジスタQ2のストレ
スは非常に大きくなるという欠点がある。さらに、この
回路のチョッパーは昇圧チョッパーであり、平滑コンデ
ンサC1に高い直流電圧が充電される。このため、コンデ
ンサC1及びインバータ回路の回路素子には高耐圧のもの
が必要であり、回路素子は高価になる。
従来例２ 第29図は他の従来例（特開平１−252162号）の回路図
である。この従来例では、トランジスタQ1,Q2、ダイオ
ードD1,D2、インダクタL2、コンデンサC2〜C4、放電灯l
aがハーフブリッジ式インバータを構成している。C1は
平滑コンデンサであり、この電圧をコンデンサC3,C4で
分圧し、その電圧をトランジスタQ1,Q2で高周波的にス
イッチングして、放電灯laに高周波電力を供給する。
である。この従来例では、トランジスタQ1,Q2、ダイオ
ードD1,D2、インダクタL2、コンデンサC2〜C4、放電灯l
aがハーフブリッジ式インバータを構成している。C1は
平滑コンデンサであり、この電圧をコンデンサC3,C4で
分圧し、その電圧をトランジスタQ1,Q2で高周波的にス
イッチングして、放電灯laに高周波電力を供給する。
一方、トランジスタQ2、ダイオードD3、インダクタ
L3、コンデンサC5、インピーダンス素子Ｚが第28図のチ
ョッパーに相当する働きをする。トランジスタQ2がオン
すると、全波整流器DBからインダクタL3、コンデンサ
C5、インピーダンス素子Ｚ、トランジスタQ2を介してイ
ンダクタL3に電流を流す。トランジスタQ2がオフする
と、インダクタL3に誘起電圧が発生し、ダイオードD3を
介して平滑コンデンサC1を充電する。この回路も本質的
には昇圧チョッパーであるが、コンデンサC5とインピー
ダンス素子Ｚを介して間接的にインダクタL3とダイオー
ドD3の接続点の電位をスイッチングするため昇圧作用が
小さくなる。
L3、コンデンサC5、インピーダンス素子Ｚが第28図のチ
ョッパーに相当する働きをする。トランジスタQ2がオン
すると、全波整流器DBからインダクタL3、コンデンサ
C5、インピーダンス素子Ｚ、トランジスタQ2を介してイ
ンダクタL3に電流を流す。トランジスタQ2がオフする
と、インダクタL3に誘起電圧が発生し、ダイオードD3を
介して平滑コンデンサC1を充電する。この回路も本質的
には昇圧チョッパーであるが、コンデンサC5とインピー
ダンス素子Ｚを介して間接的にインダクタL3とダイオー
ドD3の接続点の電位をスイッチングするため昇圧作用が
小さくなる。
［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例1,2では、チョッパーとインバータとで
スイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別
個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分
である。また、チョッパー（DC−DC変換）とインバータ
（DC−AC変換）という２つの変換器を通るため、回路総
合効率（負荷の消費電力÷入力電力）が悪くなるという
問題があった。
スイッチング素子を共用しているが、他の回路素子は別
個であり、回路構成の簡単化に対する効果は未だ不十分
である。また、チョッパー（DC−DC変換）とインバータ
（DC−AC変換）という２つの変換器を通るため、回路総
合効率（負荷の消費電力÷入力電力）が悪くなるという
問題があった。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。
［課題を解決するための手段］ 請求項１の発明にあっては、上記の課題を解決するた
めに、第８図に示すように、交流電源Vsを整流する整流
器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサC1を
有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換して負荷
に供給するインバータ装置において、整流器DBの出力か
ら誘導性のインピーダンス素子L3とインバータの負荷及
びスイッチング素子Q2を介して交流電源Vsから入力電流
を通電する第１の電流経路を設けると共に、前記スイッ
チング素子Q2がオフしたときに整流器DBの出力から前記
誘導性のインピーダンス素子L3とインバータの負荷を介
して前記平滑コンデンサC1に交流電源Vsから入力電流を
通電する第２の電流経路を設けたことを特徴とするもの
である。
めに、第８図に示すように、交流電源Vsを整流する整流
器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサC1を
有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換して負荷
に供給するインバータ装置において、整流器DBの出力か
ら誘導性のインピーダンス素子L3とインバータの負荷及
びスイッチング素子Q2を介して交流電源Vsから入力電流
を通電する第１の電流経路を設けると共に、前記スイッ
チング素子Q2がオフしたときに整流器DBの出力から前記
誘導性のインピーダンス素子L3とインバータの負荷を介
して前記平滑コンデンサC1に交流電源Vsから入力電流を
通電する第２の電流経路を設けたことを特徴とするもの
である。
また、請求項２の発明にあっては、同じ課題を解決す
るために、第３図に示すように、交流電源Vsを整流する
整流器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサ
C1を有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換して
負荷に供給するインバータ装置において、整流器DBの出
力と平滑コンデンサC1の間に平滑コンデンサC1を充電す
る方向にダイオードD3を接続し、整流器DBの出力と前記
ダイオードD3との接続点に直列コンデンサC4を含むイン
ピーダンス要素の一端を接続し、整流器DBの出力から前
記直列コンデンサC4を含むインピーダンス要素とインバ
ータの負荷及びスイッチング素子Q2を介して交流電源Vs
から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴と
するものである。
るために、第３図に示すように、交流電源Vsを整流する
整流器DBと、整流器DBの出力を平滑する平滑コンデンサ
C1を有し、平滑コンデンサC1の電圧を高周波に変換して
負荷に供給するインバータ装置において、整流器DBの出
力と平滑コンデンサC1の間に平滑コンデンサC1を充電す
る方向にダイオードD3を接続し、整流器DBの出力と前記
ダイオードD3との接続点に直列コンデンサC4を含むイン
ピーダンス要素の一端を接続し、整流器DBの出力から前
記直列コンデンサC4を含むインピーダンス要素とインバ
ータの負荷及びスイッチング素子Q2を介して交流電源Vs
から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴と
するものである。
［作用］ 第１図は本発明による入力力率改善作用の説明図であ
る。スイッチング素子SW1が高速でオン・オフすると、
整流器DB、インピーダンス素子Z1、インバータ１の負荷
Ｚ、スイッチング素子SW1の経路で電流が流れ、交流電
源Vsの商用周期の全区間にわたって、入力電流が流れる
ので、入力力率が高くなる。また、第28図に示したよう
なコンデンサC0,インダクタL1よりなるフィルター回路
を付加すれば、入力電流の高調波成分も低く抑えられ
る。一方、コンデンサC1を直流電源としてインバータ１
により負荷Ｚには高周波電力が供給される。スイッチン
グ素子SW1がオンのとき、インバータ１の負荷Ｚには、
インバータ１の電流が流れると共に、整流器DBを介する
電流経路でも電流が流れる。
る。スイッチング素子SW1が高速でオン・オフすると、
整流器DB、インピーダンス素子Z1、インバータ１の負荷
Ｚ、スイッチング素子SW1の経路で電流が流れ、交流電
源Vsの商用周期の全区間にわたって、入力電流が流れる
ので、入力力率が高くなる。また、第28図に示したよう
なコンデンサC0,インダクタL1よりなるフィルター回路
を付加すれば、入力電流の高調波成分も低く抑えられ
る。一方、コンデンサC1を直流電源としてインバータ１
により負荷Ｚには高周波電力が供給される。スイッチン
グ素子SW1がオンのとき、インバータ１の負荷Ｚには、
インバータ１の電流が流れると共に、整流器DBを介する
電流経路でも電流が流れる。
さらに、第２図に示す構成では、インバータ１の振動
要素Z2を入力力率改善回路と共用し、従来例に比べて更
に回路の共用化が進んでいる。したがって、回路構成も
簡単になる。このように、振動要素Z2を介して入力電流
を流すと、負荷Ｚに流れる高周波電流に含まれる低周波
リップルが少なくなる。また、インピーダンス素子Z1と
振動要素Z2の間での振動作用を利用して負荷Ｚに高周波
が供給される。
要素Z2を入力力率改善回路と共用し、従来例に比べて更
に回路の共用化が進んでいる。したがって、回路構成も
簡単になる。このように、振動要素Z2を介して入力電流
を流すと、負荷Ｚに流れる高周波電流に含まれる低周波
リップルが少なくなる。また、インピーダンス素子Z1と
振動要素Z2の間での振動作用を利用して負荷Ｚに高周波
が供給される。
なお、ダイオードD3は必要に応じて接続される。イン
ピーダンス素子Z1の電流が反転して、ダイオードD3を通
って、コンデンサC1を充電したり、スイッチング素子SW
1のオン時とは逆向きに負荷Ｚに電流を流したりするこ
とができる。
ピーダンス素子Z1の電流が反転して、ダイオードD3を通
って、コンデンサC1を充電したり、スイッチング素子SW
1のオン時とは逆向きに負荷Ｚに電流を流したりするこ
とができる。
このように、本発明では、整流器DBからインピーダン
ス素子Z1を介してインバータ１の負荷Ｚに直接的に電流
を流す経路を設けた。したがって、DC−DC変換、DC−AC
変換という２つの変換過程を通らずに、交流電源Vsから
インバータ１の負荷Ｚに電流が流れるので、回路総合効
率が高くなる。しかも、この電流は交流電源Vsからの入
力電流であるので、入力力率を高く、入力電流高調波を
少なくすることができる。また、負荷Ｚへ電解コンデン
サC1を介さずに電流を流す経路が存在するので、電解コ
ンデンサC1からの電力供給は減ることになる。したがっ
て、電解コンデンサC1の容量は小さくて済む。
ス素子Z1を介してインバータ１の負荷Ｚに直接的に電流
を流す経路を設けた。したがって、DC−DC変換、DC−AC
変換という２つの変換過程を通らずに、交流電源Vsから
インバータ１の負荷Ｚに電流が流れるので、回路総合効
率が高くなる。しかも、この電流は交流電源Vsからの入
力電流であるので、入力力率を高く、入力電流高調波を
少なくすることができる。また、負荷Ｚへ電解コンデン
サC1を介さずに電流を流す経路が存在するので、電解コ
ンデンサC1からの電力供給は減ることになる。したがっ
て、電解コンデンサC1の容量は小さくて済む。
［実施例１］ 第３図は本発明の一実施例の回路図である。本実施例
は、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素
子Z1としてコンデンサC4を用いており、インバータの負
荷Ｚとして放電灯laとその並列コンデンサC2を用いてい
る。また、インバータとして直列インバータを用いてい
る。
は、第１図に示す基本構成において、インピーダンス素
子Z1としてコンデンサC4を用いており、インバータの負
荷Ｚとして放電灯laとその並列コンデンサC2を用いてい
る。また、インバータとして直列インバータを用いてい
る。
まず、インバータの動作について説明する。インバー
タは、トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2、インダク
タL2、コンデンサC2,C3及び放電灯laで構成されてい
る。トランジスタQ1,Q2が高速度で交互にオン・オフ
し、コンデンサC1の直流電圧を高周波に変換して、放電
灯laを高周波点灯させる。コンデンサC2は放電灯laのフ
ィラメントの予熱電流通電経路を構成しており、また、
インダクタL2との共振用コンデンサも兼ねている。
タは、トランジスタQ1,Q2とダイオードD1,D2、インダク
タL2、コンデンサC2,C3及び放電灯laで構成されてい
る。トランジスタQ1,Q2が高速度で交互にオン・オフ
し、コンデンサC1の直流電圧を高周波に変換して、放電
灯laを高周波点灯させる。コンデンサC2は放電灯laのフ
ィラメントの予熱電流通電経路を構成しており、また、
インダクタL2との共振用コンデンサも兼ねている。
本回路の特徴は、インバータの負荷である放電灯laと
スイッチング用のトランジスタQ2の直列回路を、コンデ
ンサC4を介して全波整流器DBの直流出力端に接続したこ
とである。このため、トランジスタQ2がオンすると、整
流器DB、コンデンサC4、放電灯la、トランジスタQ2の経
路で入力電流が流れる。トランジスタQ2がオンのときに
コンデンサC4に蓄えられた電荷は、トランジスタQ2がオ
フして、トランジスタQ1がオンすると、コンデンサC4か
らダイオードD3、トランジスタQ1、放電灯la、コンデン
サC4を通る経路で流れ、コンデンサC4の電荷が放出され
る。
スイッチング用のトランジスタQ2の直列回路を、コンデ
ンサC4を介して全波整流器DBの直流出力端に接続したこ
とである。このため、トランジスタQ2がオンすると、整
流器DB、コンデンサC4、放電灯la、トランジスタQ2の経
路で入力電流が流れる。トランジスタQ2がオンのときに
コンデンサC4に蓄えられた電荷は、トランジスタQ2がオ
フして、トランジスタQ1がオンすると、コンデンサC4か
らダイオードD3、トランジスタQ1、放電灯la、コンデン
サC4を通る経路で流れ、コンデンサC4の電荷が放出され
る。
以上の過程は交流電源Vsの商用周期の全区間にわたっ
て繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフ
ィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去する
と、入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦波に近い
波形とすることができる。
て繰り返されるので、入力電流が常に流れることにな
る。したがって、入力力率が高くなる。また、適当なフ
ィルター回路を入力側に付加し、高周波成分を除去する
と、入力電流波形は、高調波成分の少ない正弦波に近い
波形とすることができる。
本実施例では、トランジスタQ2がオンすると、全波整
流器DBからコンデンサC4、放電灯la、トランジスタQ2の
経路で電流が流れる。このように、放電灯laにはインバ
ータの動作による電流以外に、コンデンサC4を介する経
路でも、交流電源Vsから直接的に電流が流れる。したが
って、放電灯laには、DC−DC変換、DC−AC変換という２
つの変換過程を通らず、整流器DBからの電流が直接的に
流れるので、回路総合効率が高くなる。
流器DBからコンデンサC4、放電灯la、トランジスタQ2の
経路で電流が流れる。このように、放電灯laにはインバ
ータの動作による電流以外に、コンデンサC4を介する経
路でも、交流電源Vsから直接的に電流が流れる。したが
って、放電灯laには、DC−DC変換、DC−AC変換という２
つの変換過程を通らず、整流器DBからの電流が直接的に
流れるので、回路総合効率が高くなる。
［実施例２］ 第４図は本発明の他の実施例の回路図である。本実施
例では、第１図に示す基本構成において、インピーダン
ス素子Z1として、コンデンサC4とインダクタL3の直列回
路を用いている。また、インバータとしては、第３図と
同様の直列インバータを用いている。
例では、第１図に示す基本構成において、インピーダン
ス素子Z1として、コンデンサC4とインダクタL3の直列回
路を用いている。また、インバータとしては、第３図と
同様の直列インバータを用いている。
本回路では、このように、コンデンサC4とインダクタ
L3の直列回路をインピーダンス素子Z1として用いたの
で、入力電流は高周波の振動波形となり、ノイズ成分が
小さい。コンデンサC4とインダクタL3に流れる電流は振
動電流であるので、その電流の向きはいずれ反転する。
このときには、ダイオードD3がオンし、トランジスタ
Q1、放電灯laに電流が流れる。
L3の直列回路をインピーダンス素子Z1として用いたの
で、入力電流は高周波の振動波形となり、ノイズ成分が
小さい。コンデンサC4とインダクタL3に流れる電流は振
動電流であるので、その電流の向きはいずれ反転する。
このときには、ダイオードD3がオンし、トランジスタ
Q1、放電灯laに電流が流れる。
本実施例の動作波形図を第５図に示す。図中、Vinは
入力電圧、Iinは入力電流、Izは入力電流のうち、コン
デンサC4とインダクタL3に流れる成分、ID3は入力電流
のうち、ダイオードD3を流れる成分、Iin′はフィルタ
ー回路を通した入力電流である。トランジスタQ2には、
インバータの振動電流と入力電流の両方が流れるが、共
に振動電流であるため、コンデンサC4とインダクタL3の
値及びスイッチング周期を適切に設計すれば、トランジ
スタQ2での損失は小さくすることができる。
入力電圧、Iinは入力電流、Izは入力電流のうち、コン
デンサC4とインダクタL3に流れる成分、ID3は入力電流
のうち、ダイオードD3を流れる成分、Iin′はフィルタ
ー回路を通した入力電流である。トランジスタQ2には、
インバータの振動電流と入力電流の両方が流れるが、共
に振動電流であるため、コンデンサC4とインダクタL3の
値及びスイッチング周期を適切に設計すれば、トランジ
スタQ2での損失は小さくすることができる。
［実施例３］ 第６図は本発明のさらに他の実施例の回路図である。
本実施例は、第２図に示す基本構成において、インバー
タの負荷Ｚとして、放電灯laとその並列コンデンサC2を
用いると共に、振動要素Z2として、コンデンサC3を用い
たものである。また、インピーダンス素子Z1としては、
コンデンサC4とインダクタL3の直列回路を用いている。
さらに、インバータとしては、第３図と同様の直列イン
バータを用いている。コンデンサC3は直列インバータの
直流カット用のコンデンサであり、矢印VC3の向きに平
滑コンデンサC1の電圧の約半分の電圧を持っており、ト
ランジスタQ2がオンしたときの電源の役目をしている。
本実施例は、第２図に示す基本構成において、インバー
タの負荷Ｚとして、放電灯laとその並列コンデンサC2を
用いると共に、振動要素Z2として、コンデンサC3を用い
たものである。また、インピーダンス素子Z1としては、
コンデンサC4とインダクタL3の直列回路を用いている。
さらに、インバータとしては、第３図と同様の直列イン
バータを用いている。コンデンサC3は直列インバータの
直流カット用のコンデンサであり、矢印VC3の向きに平
滑コンデンサC1の電圧の約半分の電圧を持っており、ト
ランジスタQ2がオンしたときの電源の役目をしている。
本実施例では、トランジスタQ2がオンすると、全波整
流器DB、コンデンサC4、インダクタL3、コンデンサC3、
放電灯la、トランジスタQ2の経路で電流が流れるが、コ
ンデンサC3に充電された電圧のため、この経路での電流
は流やすい。したがって、この経路からの放電灯laへの
電力供給が増えることになる。これにより回路効率はさ
らに良くなる。
流器DB、コンデンサC4、インダクタL3、コンデンサC3、
放電灯la、トランジスタQ2の経路で電流が流れるが、コ
ンデンサC3に充電された電圧のため、この経路での電流
は流やすい。したがって、この経路からの放電灯laへの
電力供給が増えることになる。これにより回路効率はさ
らに良くなる。
なお、本回路では、スイッチング用のトランジスタ
Q1,Q2としてパワーMOSFETを用いている。このため、そ
の逆並列ダイオードD1,D2はパワーMOSFETの寄生ダイオ
ードで代用できる。
Q1,Q2としてパワーMOSFETを用いている。このため、そ
の逆並列ダイオードD1,D2はパワーMOSFETの寄生ダイオ
ードで代用できる。
［実施例４］ 第７図乃至第９図に示す回路では、第２図に示す基本
構成において、インバータの振動要素Z2として、コンデ
ンサC3とインダクタL2の直列回路を用いている。また、
インピーダンス素子Z1として、第７図の回路ではコンデ
ンサC4、第８図の回路ではインダクタL3、第９図の回路
ではコンデンサC4とインダクタL3の直列回路をそれぞれ
用いている。これらの回路はインバータにおける、より
多くの素子を介して入力電流を流して、その電流経路に
は、必ずインダクタとコンデンサが含まれている。した
がって、入力側のインピーダンス素子Z1に関係なく、入
力電流は振動波形となる。
構成において、インバータの振動要素Z2として、コンデ
ンサC3とインダクタL2の直列回路を用いている。また、
インピーダンス素子Z1として、第７図の回路ではコンデ
ンサC4、第８図の回路ではインダクタL3、第９図の回路
ではコンデンサC4とインダクタL3の直列回路をそれぞれ
用いている。これらの回路はインバータにおける、より
多くの素子を介して入力電流を流して、その電流経路に
は、必ずインダクタとコンデンサが含まれている。した
がって、入力側のインピーダンス素子Z1に関係なく、入
力電流は振動波形となる。
第７図の回路では、インバータの振動と同期して、ト
ランジスタQ1がオンしたとき、コンデンサC4の電荷がダ
イオードD3を介して放出される。第９図の回路では、コ
ンデンサC4とインダクタL3の振動によって、必ずしもト
ランジスタQ1のオンとは同期せず、設定によってはダイ
オードD3を介してコンデンサC1を充電し、コンデンサC5
とインダクタL4の経路で電流が流れることもある。第８
図の回路では、インダクタL3を介するのみなので、必ず
しも電流を反転させる必要は無い。したがって、ダイオ
ードD3は省略しても良い。このとき、トランジスタQ2の
オフ後のインダクタL3の電流は、インダクタL2、コンデ
ンサC3、放電灯la、ダイオードD1、コンデンサC1の経路
で流れて、コンデンサC1を充電する。
ランジスタQ1がオンしたとき、コンデンサC4の電荷がダ
イオードD3を介して放出される。第９図の回路では、コ
ンデンサC4とインダクタL3の振動によって、必ずしもト
ランジスタQ1のオンとは同期せず、設定によってはダイ
オードD3を介してコンデンサC1を充電し、コンデンサC5
とインダクタL4の経路で電流が流れることもある。第８
図の回路では、インダクタL3を介するのみなので、必ず
しも電流を反転させる必要は無い。したがって、ダイオ
ードD3は省略しても良い。このとき、トランジスタQ2の
オフ後のインダクタL3の電流は、インダクタL2、コンデ
ンサC3、放電灯la、ダイオードD1、コンデンサC1の経路
で流れて、コンデンサC1を充電する。
第７図乃至第９図に示す回路は、入力側のインピーダ
ンス素子Z1の違いによって細かい動作の相違はあるが、
上述の実施例で述べたような回路効率の向上、入力力率
の改善、入力電流高調波の低減という効果は同様に達成
される。
ンス素子Z1の違いによって細かい動作の相違はあるが、
上述の実施例で述べたような回路効率の向上、入力力率
の改善、入力電流高調波の低減という効果は同様に達成
される。
［他の実施例］ 第10図の回路では、第１図の基本構成において、入力
側のインピーダンス素子Z1としてインダクタL3を用いて
いる。
側のインピーダンス素子Z1としてインダクタL3を用いて
いる。
第11図乃至第13図の回路は、第２図の基本構成におい
て、インバータの振動要素Z2をインダクタL2とした例で
ある。なお、インピーダンス素子Z1として、第11図の回
路ではコンデンサC4、第12図の回路ではインダクタL3、
第13図の回路ではコンデンサC4とインダクタL3の直列回
路をそれぞれ用いている。
て、インバータの振動要素Z2をインダクタL2とした例で
ある。なお、インピーダンス素子Z1として、第11図の回
路ではコンデンサC4、第12図の回路ではインダクタL3、
第13図の回路ではコンデンサC4とインダクタL3の直列回
路をそれぞれ用いている。
第14図及び第15図の回路は、インバータの振動要素Z2
をコンデンサC3とした例である。なお、インピーダンス
素子Z1として、第14図の回路ではコンデンサC4、第15図
の回路ではインダクタL3をそれぞれ用いている。
をコンデンサC3とした例である。なお、インピーダンス
素子Z1として、第14図の回路ではコンデンサC4、第15図
の回路ではインダクタL3をそれぞれ用いている。
第16図乃至第18図の回路は、インバータとして一石式
インバータを用いた例である。トランジスタQ1とダイオ
ードD1、インダクタL2,L4、コンデンサC2,C5及び放電灯
laは、一石式インバータを形成している。このインバー
タでは、コンデンサC2,C5とインダクタL4及びL2の共振
作用により放電灯laに高周波電力が供給される。効果に
ついては直列インバータを用いた回路と同様である。
インバータを用いた例である。トランジスタQ1とダイオ
ードD1、インダクタL2,L4、コンデンサC2,C5及び放電灯
laは、一石式インバータを形成している。このインバー
タでは、コンデンサC2,C5とインダクタL4及びL2の共振
作用により放電灯laに高周波電力が供給される。効果に
ついては直列インバータを用いた回路と同様である。
第19図乃至第21図に示す回路は、インバータとしてハ
ーフブリッジ式インバータを用いた例である。平滑コン
デンサC1の直流電圧を２個のコンデンサC5,C3の直列回
路で分圧し、コンデンサC5,C3の接続点とトランジスタQ
1,Q2の接続点の間に負荷回路を接続して、ハーフブリッ
ジ式のインバータを構成している。効果については直列
インバータを用いた回路と同様である。
ーフブリッジ式インバータを用いた例である。平滑コン
デンサC1の直流電圧を２個のコンデンサC5,C3の直列回
路で分圧し、コンデンサC5,C3の接続点とトランジスタQ
1,Q2の接続点の間に負荷回路を接続して、ハーフブリッ
ジ式のインバータを構成している。効果については直列
インバータを用いた回路と同様である。
いずれの回路も全波整流器DB、インピーダンス素子Z1
と少なくとも負荷Ｚを介して入力電流を流すようにした
ので、入力力率が高く、入力電流高調波を低く抑えるこ
とができる。しかも、この経路による負荷への電力供給
はロスが少ないので、回路総合効率が向上するという効
果がある。
と少なくとも負荷Ｚを介して入力電流を流すようにした
ので、入力力率が高く、入力電流高調波を低く抑えるこ
とができる。しかも、この経路による負荷への電力供給
はロスが少ないので、回路総合効率が向上するという効
果がある。
第22図の回路では、インバータの負荷を介さず、入力
側のインピーダンス素子としてのコンデンサC4と、イン
バータの振動要素としてのコンデンサC3を介して入力電
流を流すものである。コンデンサC4の電荷は、トランジ
スタQ1がオンしたとき、ダイオードD3、トランジスタ
Q1、コンデンサC3の経路で放出される。図示された直列
インバータでは、コンデンサC3は矢印VC3の向きに電圧
を有しており、本回路のコンデンサC4を介する入力電流
によりコンデンサC3が逆向きに充電されないように、コ
ンデンサC4の容量はコンデンサC3に比べて小さく設定し
ておく必要がある。
側のインピーダンス素子としてのコンデンサC4と、イン
バータの振動要素としてのコンデンサC3を介して入力電
流を流すものである。コンデンサC4の電荷は、トランジ
スタQ1がオンしたとき、ダイオードD3、トランジスタ
Q1、コンデンサC3の経路で放出される。図示された直列
インバータでは、コンデンサC3は矢印VC3の向きに電圧
を有しており、本回路のコンデンサC4を介する入力電流
によりコンデンサC3が逆向きに充電されないように、コ
ンデンサC4の容量はコンデンサC3に比べて小さく設定し
ておく必要がある。
第23図の回路では、第２図に示す基本構成において、
インピーダンス素子Z1としてインダクタL3を用いてお
り、インバータの振動要素Z2としてコンデンサC3を用い
ている。そして、インダクタL2、コンデンサC2,C3、放
電灯laがインバータの振動回路を構成しており、トラン
ジスタQ1,Q2が高速度で交互にオン・オフすることによ
り、放電灯laには高周波電流が流れる。まず、トランジ
スタQ2がオンしたときには、コンデンサC1からインダク
タL2、コンデンサC3、放電灯la、トランジスタQ2の経路
で電流が流れるが、負荷に流れる電流は部分的に整流器
DBからインダクタL3、コンデンサC3、放電灯la、トラン
ジスタQ2の経路からも流れる。トランジスタQ2がオフす
ると、インバータの振動回路はダイオードD1をオンさせ
て、閉ループを形成する。このとき、インダクタL3に蓄
えられたエネルギーは、コンデンサC2と放電灯la、ダイ
オードD1を介してコンデンサC1へ放出され、コンデンサ
C1が充電される。次に、トランジスタQ1がオンすると、
コンデンサC3からインダクタL2、トランジスタQ1、放電
灯laの経路で負荷には上記とは逆向きに電流が流れるよ
うになる。このとき、インダクタL2に残ったエネルギー
は、インダクタL3を介してコンデンサC1へ放出され、さ
らにコンデンサC1を充電する。
インピーダンス素子Z1としてインダクタL3を用いてお
り、インバータの振動要素Z2としてコンデンサC3を用い
ている。そして、インダクタL2、コンデンサC2,C3、放
電灯laがインバータの振動回路を構成しており、トラン
ジスタQ1,Q2が高速度で交互にオン・オフすることによ
り、放電灯laには高周波電流が流れる。まず、トランジ
スタQ2がオンしたときには、コンデンサC1からインダク
タL2、コンデンサC3、放電灯la、トランジスタQ2の経路
で電流が流れるが、負荷に流れる電流は部分的に整流器
DBからインダクタL3、コンデンサC3、放電灯la、トラン
ジスタQ2の経路からも流れる。トランジスタQ2がオフす
ると、インバータの振動回路はダイオードD1をオンさせ
て、閉ループを形成する。このとき、インダクタL3に蓄
えられたエネルギーは、コンデンサC2と放電灯la、ダイ
オードD1を介してコンデンサC1へ放出され、コンデンサ
C1が充電される。次に、トランジスタQ1がオンすると、
コンデンサC3からインダクタL2、トランジスタQ1、放電
灯laの経路で負荷には上記とは逆向きに電流が流れるよ
うになる。このとき、インダクタL2に残ったエネルギー
は、インダクタL3を介してコンデンサC1へ放出され、さ
らにコンデンサC1を充電する。
この実施例においても整流器DBからインダクタL3を介
して直接的に負荷に電流を流しているので、その分、回
路効率が良くなる。また、入力電流の高調波成分が少な
く、入力力率が高くなることは言うまでもない。
して直接的に負荷に電流を流しているので、その分、回
路効率が良くなる。また、入力電流の高調波成分が少な
く、入力力率が高くなることは言うまでもない。
なお、第24図乃至第27図に示すように、インダクタ
L2、コンデンサC2,C3、放電灯laの負荷回路は、トラン
ジスタQ1の両端に接続しても良い。
L2、コンデンサC2,C3、放電灯laの負荷回路は、トラン
ジスタQ1の両端に接続しても良い。
また、第28図の従来例に示すようなコンデンサC0とイ
ンダクタL1よりなるフィルター回路を、上記各実施例に
おける全波整流器DBの交流入力端子と交流電源Vsの間に
挿入しても良い。
ンダクタL1よりなるフィルター回路を、上記各実施例に
おける全波整流器DBの交流入力端子と交流電源Vsの間に
挿入しても良い。
［発明の効果］ 本発明のインバータ装置では、整流器からインピーダ
ンス素子とインバータの負荷及びスイッチング素子を介
して入力電流が常に流れるようにしたので、入力力率が
高く、入力電流高調波が低く抑えられるという効果があ
る。さらに、上記の電流経路によりインバータの一部に
整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過程が
少なくなることにより、回路総合効率も高くなるという
効果がある。また、交流電源から整流器を介して入力電
流を流す入力力率改善回路のインピーダンス素子をイン
バータの振動要素で兼用したので、回路構成を簡単化で
き、インバータ装置を小型化できるという利点もある。
ンス素子とインバータの負荷及びスイッチング素子を介
して入力電流が常に流れるようにしたので、入力力率が
高く、入力電流高調波が低く抑えられるという効果があ
る。さらに、上記の電流経路によりインバータの一部に
整流器から直接的に電流が流れるので、電力変換過程が
少なくなることにより、回路総合効率も高くなるという
効果がある。また、交流電源から整流器を介して入力電
流を流す入力力率改善回路のインピーダンス素子をイン
バータの振動要素で兼用したので、回路構成を簡単化で
き、インバータ装置を小型化できるという利点もある。
さらに、請求項１に記載の構成によれば、スイッチン
グ素子がオンしたときに第１の電流経路を介して入力電
流が引き込まれるのみならず、スイッチング素子がオフ
したときにも第２の電流経路を介して入力電流が引き込
まれるので、入力力率の改善効果が大きくなる。さらに
また、請求項２に記載の構成によれば、スイッチング素
子のオン時にコンデンサを介して入力電流を引き込むこ
とができ、入力電流の引き込みによりコンデンサに蓄積
された電荷は整流器と平滑コンデンサの間に接続された
ダイオードを介して放出させて有効に利用することがで
きる。
グ素子がオンしたときに第１の電流経路を介して入力電
流が引き込まれるのみならず、スイッチング素子がオフ
したときにも第２の電流経路を介して入力電流が引き込
まれるので、入力力率の改善効果が大きくなる。さらに
また、請求項２に記載の構成によれば、スイッチング素
子のオン時にコンデンサを介して入力電流を引き込むこ
とができ、入力電流の引き込みによりコンデンサに蓄積
された電荷は整流器と平滑コンデンサの間に接続された
ダイオードを介して放出させて有効に利用することがで
きる。
第１図は本発明の作用説明のための回路図、第２図は本
発明の作用説明のための別の回路図、第３図は本発明の
一実施例の回路図、第４図は本発明の他の実施例の回路
図、第５図は同上の動作波形図、第６図乃至第27図は本
発明のそれぞれ別の実施例の回路図、第28図は従来例の
回路図、第29図は他の従来例の回路図である。 Vsは交流電源、DBは整流器、C1は平滑コンデンサ、Ｚは
負荷、Z1はインピーダンス素子、Z2はインバータの振動
要素、SW1はスイッチング素子、１はインバータであ
る。
発明の作用説明のための別の回路図、第３図は本発明の
一実施例の回路図、第４図は本発明の他の実施例の回路
図、第５図は同上の動作波形図、第６図乃至第27図は本
発明のそれぞれ別の実施例の回路図、第28図は従来例の
回路図、第29図は他の従来例の回路図である。 Vsは交流電源、DBは整流器、C1は平滑コンデンサ、Ｚは
負荷、Z1はインピーダンス素子、Z2はインバータの振動
要素、SW1はスイッチング素子、１はインバータであ
る。
Claims (2)
- 【請求項１】交流電源を整流する整流器と、整流器の出
力を平滑する平滑コンデンサを有し、平滑コンデンサの
電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置
において、整流器の出力から誘導性のインピーダンス素
子とインバータの負荷及びスイッチング素子を介して交
流電源から入力電流を通電する第１の電流経路を設ける
と共に、前記スイッチング素子がオフしたときに整流器
の出力から前記誘導性のインピーダンス素子とインバー
タの負荷を介して前記平滑コンデンサに交流電源から入
力電流を通電する第２の電流経路を設けたことを特徴と
するインバータ装置。 - 【請求項２】交流電源を整流する整流器と、整流器の出
力を平滑する平滑コンデンサを有し、平滑コンデンサの
電圧を高周波に変換して負荷に供給するインバータ装置
において、整流器の出力と平滑コンデンサの間に平滑コ
ンデンサを充電する方向にダイオードを接続し、整流器
の出力と前記ダイオードとの接続点に直列コンデンサを
含むインピーダンス要素の一端を接続し、整流器の出力
から前記直列コンデンサを含むインピーダンス要素とイ
ンバータの負荷及びスイッチング素子を介して交流電源
から入力電流を通電する電流経路を設けたことを特徴と
するインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02327321A JP3085701B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02327321A JP3085701B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04193064A JPH04193064A (ja) | 1992-07-13 |
| JP3085701B2 true JP3085701B2 (ja) | 2000-09-11 |
Family
ID=18197836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02327321A Expired - Fee Related JP3085701B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3085701B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3687237B2 (ja) * | 1996-12-05 | 2005-08-24 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
-
1990
- 1990-11-27 JP JP02327321A patent/JP3085701B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04193064A (ja) | 1992-07-13 |
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