JP3053907B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電動機等の負荷に対
して可変電圧可変周波数の電力を供給する大容量の電力
変換装置に関する。
して可変電圧可変周波数の電力を供給する大容量の電力
変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、大容量の自己消弧素子（例えばゲ
ートターンオフサイリスタ等）の開発が盛んに行なわ
れ、インバータ等の電力変換装置に用いられるようにな
ってきた。特に、パルス幅変調制御インバータ（ＰＷＭ
インバータと呼ぶ）は可変電圧可変周波数の正弦波出力
が得られることから、交流電動機の駆動電源として盛ん
に用いられるようになってきた。
ートターンオフサイリスタ等）の開発が盛んに行なわ
れ、インバータ等の電力変換装置に用いられるようにな
ってきた。特に、パルス幅変調制御インバータ（ＰＷＭ
インバータと呼ぶ）は可変電圧可変周波数の正弦波出力
が得られることから、交流電動機の駆動電源として盛ん
に用いられるようになってきた。
【０００３】また、交流電動機の大容量化に伴い、イン
バータは高電圧、大電流のものが必要となり、素子の直
並列接続による大容量インバータあるいは出力トランス
によって多重接続した大容量インバータ等が提案されて
いる。
バータは高電圧、大電流のものが必要となり、素子の直
並列接続による大容量インバータあるいは出力トランス
によって多重接続した大容量インバータ等が提案されて
いる。
【０００４】図４は、従来の電力変換装置の構成を示す
もので、出力トランスによって多重接続している。
もので、出力トランスによって多重接続している。
【０００５】図中、Ｖd は直流電圧源、ＩＮＶ−１，Ｉ
ＮＶ−２は出力トランスを持つ第１及び第２のインバー
タ、ＴＲU1，ＴＲU2は出力トランス、ＩＮＶ−３は出力
トランスなしの直結インバータ、ＬU ，ＲU ，ＶCUは各
々負荷のインダクタンス、抵抗および逆起電力を示す。
ＮＶ−２は出力トランスを持つ第１及び第２のインバー
タ、ＴＲU1，ＴＲU2は出力トランス、ＩＮＶ−３は出力
トランスなしの直結インバータ、ＬU ，ＲU ，ＶCUは各
々負荷のインダクタンス、抵抗および逆起電力を示す。
【０００６】図４は、出力１相分（Ｕ相分）について示
したもので、第１のインバータＩＮＶ−１のＵ相は自己
消弧素子（例えばＧＴＯ等）Ｓ11〜Ｓ14とフリーホイー
ルダイオードＤ11〜Ｄ14で構成されている。Ｖ相、Ｗ相
も同様に構成されている。第３のインバータ（直結イン
バータ）ＩＮＶ−３は、３相ブリッジ結線されており、
そのうちのＵ相分は、自己消弧素子Ｓ31，Ｓ32とフリー
ホイールダイオードＤ31，Ｄ32で構成されている。
したもので、第１のインバータＩＮＶ−１のＵ相は自己
消弧素子（例えばＧＴＯ等）Ｓ11〜Ｓ14とフリーホイー
ルダイオードＤ11〜Ｄ14で構成されている。Ｖ相、Ｗ相
も同様に構成されている。第３のインバータ（直結イン
バータ）ＩＮＶ−３は、３相ブリッジ結線されており、
そのうちのＵ相分は、自己消弧素子Ｓ31，Ｓ32とフリー
ホイールダイオードＤ31，Ｄ32で構成されている。
【０００７】負荷の中性点Ｎは直流電圧Ｖd の中点Ｎd
に接続されている。すなわち、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２と
なっている。
に接続されている。すなわち、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２と
なっている。
【０００８】負荷が可変速電動機の場合、可変電圧可変
周波数の電力を変換器から出力しなければならない。出
力周波数が零の場合、出力トランス付のインバータから
は電圧を得ることはできない。そこで、直結インバータ
ＩＮＶ−３から電圧を出力し、負荷抵抗の電圧降下分を
供給する。
周波数の電力を変換器から出力しなければならない。出
力周波数が零の場合、出力トランス付のインバータから
は電圧を得ることはできない。そこで、直結インバータ
ＩＮＶ−３から電圧を出力し、負荷抵抗の電圧降下分を
供給する。
【０００９】出力周波数ｆ0 がある値ｆmin より大きく
なってきたら、出力トランス付インバータＩＮＶ−１，
ＩＮＶ−２から電圧ＶU1、ＶU2を発生させる。この電圧
ＶU1、ＶU2は出力周波数ｆ0 にほぼ比例させて増減さ
せ、出力トランスの鉄心が飽和しないようにしている。
なってきたら、出力トランス付インバータＩＮＶ−１，
ＩＮＶ−２から電圧ＶU1、ＶU2を発生させる。この電圧
ＶU1、ＶU2は出力周波数ｆ0 にほぼ比例させて増減さ
せ、出力トランスの鉄心が飽和しないようにしている。
【００１０】上記従来の電力変換装置は、出力トランス
付インバータの台数を増やすことにより、容量の増大を
図ることができ、かつ、インバータを多重化パルス幅変
調制御することにより高周波の少ない正弦波出力が得ら
れるという特徴がある。
付インバータの台数を増やすことにより、容量の増大を
図ることができ、かつ、インバータを多重化パルス幅変
調制御することにより高周波の少ない正弦波出力が得ら
れるという特徴がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来の電
力変換装置は次のような問題点がある。
力変換装置は次のような問題点がある。
【００１２】すなわち、出力トランス付インバータＩＮ
Ｖ−１，ＩＮＶ−２は、出力トランスの鉄心が飽和しな
いように出力周波数に比例した電圧を発生させるのに対
し、直結インバータＩＮＶ−３は出力周波数に関係しな
い抵抗ドロップ分の電圧を発生させる。このため、出力
トランス付インバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２はパルス
幅変調制御（ＰＷＭ制御）の多重化により等価キャリア
周波数を高め、出力電圧の高調波成分を減らすことがで
きるが、直結インバータＩＮＶ−３は別の電圧を発生さ
せなければならず、その多重化に加わることができな
い。従って、負荷に印加される電圧は直結インバータＩ
ＮＶ−３のキャリア周波数で決まる高調波電圧が残り、
負荷電流リプルを増大させている。この電流リプルは電
動機負荷のトルクを脈動させ、近くのラジオや通信線に
誘導障害を引き起こす原因にもなる。
Ｖ−１，ＩＮＶ−２は、出力トランスの鉄心が飽和しな
いように出力周波数に比例した電圧を発生させるのに対
し、直結インバータＩＮＶ−３は出力周波数に関係しな
い抵抗ドロップ分の電圧を発生させる。このため、出力
トランス付インバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２はパルス
幅変調制御（ＰＷＭ制御）の多重化により等価キャリア
周波数を高め、出力電圧の高調波成分を減らすことがで
きるが、直結インバータＩＮＶ−３は別の電圧を発生さ
せなければならず、その多重化に加わることができな
い。従って、負荷に印加される電圧は直結インバータＩ
ＮＶ−３のキャリア周波数で決まる高調波電圧が残り、
負荷電流リプルを増大させている。この電流リプルは電
動機負荷のトルクを脈動させ、近くのラジオや通信線に
誘導障害を引き起こす原因にもなる。
【００１３】また、従来の電力変換装置では、出力周波
数が低いときの出力トランスの直流偏磁が問題になる。
すなわち、フルブリッジインバータの出力端子に接続さ
れた各トランスＴＲU1，ＴＲU2は、その１次側がフルブ
リッジインバータにより励磁され、２次側がハーフブリ
ッジインバータで励磁される。インバータを構成する素
子はそのスイッチング特性を全く同一に揃えることが難
しく、ある程度のバラツキを持っている。このため、そ
のバラツキの分だけ出力トランスに直流バイアス電圧が
印加され、特に、低周波運転時にはそれが積算されて、
トランスの鉄心を一方向に偏磁させることになる。ま
た、ハーフブリッジインバータＩＮＶ−３は直流電源Ｖ
d の中点Ｎd を基準として電圧ＶU3を発生するが、その
中点の電圧が動いて、Ｖd1≠Ｖd2となった場合、各トラ
ンスの２次側に直流バイアス電圧が印加され、やはり当
該トランスを偏磁させることになる。このような直流偏
磁は出力周波数が高ければ、偏磁検出が容易にでき、対
策も簡単にできるが、出力周波数が低いときはその対策
が難しいのが現状である。
数が低いときの出力トランスの直流偏磁が問題になる。
すなわち、フルブリッジインバータの出力端子に接続さ
れた各トランスＴＲU1，ＴＲU2は、その１次側がフルブ
リッジインバータにより励磁され、２次側がハーフブリ
ッジインバータで励磁される。インバータを構成する素
子はそのスイッチング特性を全く同一に揃えることが難
しく、ある程度のバラツキを持っている。このため、そ
のバラツキの分だけ出力トランスに直流バイアス電圧が
印加され、特に、低周波運転時にはそれが積算されて、
トランスの鉄心を一方向に偏磁させることになる。ま
た、ハーフブリッジインバータＩＮＶ−３は直流電源Ｖ
d の中点Ｎd を基準として電圧ＶU3を発生するが、その
中点の電圧が動いて、Ｖd1≠Ｖd2となった場合、各トラ
ンスの２次側に直流バイアス電圧が印加され、やはり当
該トランスを偏磁させることになる。このような直流偏
磁は出力周波数が高ければ、偏磁検出が容易にでき、対
策も簡単にできるが、出力周波数が低いときはその対策
が難しいのが現状である。
【００１４】さらに、従来の電力変換装置では、フルブ
リッジインバータの多重段数を増やすことにより変換装
置の容量を増加させているため、直流電源の電圧Ｖd は
容量に関係なく一定となる。そのため、大容量の装置で
は、直流側が低電圧大電流となって、不経済なシステム
になる欠点がある。
リッジインバータの多重段数を増やすことにより変換装
置の容量を増加させているため、直流電源の電圧Ｖd は
容量に関係なく一定となる。そのため、大容量の装置で
は、直流側が低電圧大電流となって、不経済なシステム
になる欠点がある。
【００１５】本発明は、以上の問題点に鑑みてなされた
もので、変換器の出力周波数が低いときのトランスの直
流偏磁をなくし、かつ直流電源の電圧を高圧化し、さら
に、出力電圧の高調波成分を低減した電力変換装置を提
供することを目的とする。
もので、変換器の出力周波数が低いときのトランスの直
流偏磁をなくし、かつ直流電源の電圧を高圧化し、さら
に、出力電圧の高調波成分を低減した電力変換装置を提
供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに、本発明の電力変換装置は、直列に接続された２つ
の直流電源と、当該２つの直流電源を各々電圧源とする
２ｎ台（ｎは整数）のフルブリッジインバータ（ＦＢイ
ンバータと呼ぶ）と、前記２つの直流電源の和を電圧源
とする中性点クランプ式インバータ（ＮＰＣインバータ
と呼ぶ）と、前記２ｎ台のＦＢインバータの出力端子に
接続された２ｎ台の出力トランスと、前記ＮＰＣインバ
ータの出力端子に接続された１台の出力トランスと、前
記出力トランス群の２次電圧の和が印加される交流負荷
と、出力周波数が低いとき当該ＮＰＣインバータの出力
トランスを切り離し、ＮＰＣインバータの出力端子を前
記交流負荷に直接接続するスイッチ回路とを具備してい
る。
めに、本発明の電力変換装置は、直列に接続された２つ
の直流電源と、当該２つの直流電源を各々電圧源とする
２ｎ台（ｎは整数）のフルブリッジインバータ（ＦＢイ
ンバータと呼ぶ）と、前記２つの直流電源の和を電圧源
とする中性点クランプ式インバータ（ＮＰＣインバータ
と呼ぶ）と、前記２ｎ台のＦＢインバータの出力端子に
接続された２ｎ台の出力トランスと、前記ＮＰＣインバ
ータの出力端子に接続された１台の出力トランスと、前
記出力トランス群の２次電圧の和が印加される交流負荷
と、出力周波数が低いとき当該ＮＰＣインバータの出力
トランスを切り離し、ＮＰＣインバータの出力端子を前
記交流負荷に直接接続するスイッチ回路とを具備してい
る。
【００１７】
【作用】本発明によれば、ＮＰＣインバータをＰＷＭ制
御することにより、可変電圧可変周波数の出力電圧が得
られ、負荷電流はリプルの少ない正弦波に制御すること
ができる。この時、出力トランスは使用されないので、
低周波運転時の直流偏磁の問題はなくなる。
御することにより、可変電圧可変周波数の出力電圧が得
られ、負荷電流はリプルの少ない正弦波に制御すること
ができる。この時、出力トランスは使用されないので、
低周波運転時の直流偏磁の問題はなくなる。
【００１８】出力周波数が高くなった場合、ＮＰＣイン
バータおよび２ｎ台のＦＢインバータを運転させる。こ
の場合、ＮＰＣインバータはフルブリッジで運転し、出
力トランスを介して５レベルの出力電圧を発生する。各
ＦＢインバータは出力トランスを介して３レベルの出力
電圧を発生する。これらの出力トランスは２次側で直列
接続され、各トランスの和電圧が交流負荷に印加され
る。ＰＷＭ制御は、２ｎ台のＦＢインバータとＮＰＣイ
ンバータを合わせて、多重化を行い、全体として高調波
成分のきわめて少ない出力電圧が得られる。故に、従来
のハーフブリッジインバータによる高調波電圧の問題は
解消される。
バータおよび２ｎ台のＦＢインバータを運転させる。こ
の場合、ＮＰＣインバータはフルブリッジで運転し、出
力トランスを介して５レベルの出力電圧を発生する。各
ＦＢインバータは出力トランスを介して３レベルの出力
電圧を発生する。これらの出力トランスは２次側で直列
接続され、各トランスの和電圧が交流負荷に印加され
る。ＰＷＭ制御は、２ｎ台のＦＢインバータとＮＰＣイ
ンバータを合わせて、多重化を行い、全体として高調波
成分のきわめて少ない出力電圧が得られる。故に、従来
のハーフブリッジインバータによる高調波電圧の問題は
解消される。
【００１９】
【実施例】図１は、本発明の電力変換装置の実施例を示
す構成図である。図は１相分（Ｕ相）を示すが、他のＶ
相、Ｗ相も同様に構成される。
す構成図である。図は１相分（Ｕ相）を示すが、他のＶ
相、Ｗ相も同様に構成される。
【００２０】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧源、Ｃd1〜Ｃ
d4は直流平滑コンデンサ、ＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２はフ
ルブリッジインバータ（ＦＢインバータ）、ＮＰＣは中
性点クランプ式インバータ（ＮＰＣインバータ）、ＴＲ
1 〜ＴＲ3 は出力トランス、ＬＯＡＤは交流負荷、ＳＷ
1 〜ＳＷ4 はスイッチ回路、Ｌ0 はリアクトルである。
d4は直流平滑コンデンサ、ＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２はフ
ルブリッジインバータ（ＦＢインバータ）、ＮＰＣは中
性点クランプ式インバータ（ＮＰＣインバータ）、ＴＲ
1 〜ＴＲ3 は出力トランス、ＬＯＡＤは交流負荷、ＳＷ
1 〜ＳＷ4 はスイッチ回路、Ｌ0 はリアクトルである。
【００２１】ＦＢインバータＩＮＶ−１は、自己消弧素
子Ｓ11〜Ｓ14とフリーホイリングダイオードＤ11〜Ｄ14
で構成され、その入力端子は直流電源Ｖd1に接続され、
出力端子は出力トランスＴＲ1 の１次巻線に接続されて
いる。ＦＢインバータＩＮＶ−２も同様に構成されてお
り、その入力端子は直流電源Ｖd2に接続され、出力端子
はトランスＴＲ2 の１次巻線に接続されている。
子Ｓ11〜Ｓ14とフリーホイリングダイオードＤ11〜Ｄ14
で構成され、その入力端子は直流電源Ｖd1に接続され、
出力端子は出力トランスＴＲ1 の１次巻線に接続されて
いる。ＦＢインバータＩＮＶ−２も同様に構成されてお
り、その入力端子は直流電源Ｖd2に接続され、出力端子
はトランスＴＲ2 の１次巻線に接続されている。
【００２２】ＮＰＣインバータＮＰＣは、前記直流電源
Ｖd1，Ｖd2の和電圧を入力とするもので、自己消弧素子
Ｓ31〜Ｓ34，Ｓ41〜Ｓ44とフリーホイリングダイオード
Ｄ31〜Ｄ34，Ｄ41〜Ｄ44およびクランプ用ダイオードＤ
35，Ｄ36，Ｄ45，Ｄ46で構成されている。ハーフブリッ
ジ結線のＮＰＣインバータが２組用意されており、全体
として、フルブリッジ結線のＮＰＣインバータとなって
いる。
Ｖd1，Ｖd2の和電圧を入力とするもので、自己消弧素子
Ｓ31〜Ｓ34，Ｓ41〜Ｓ44とフリーホイリングダイオード
Ｄ31〜Ｄ34，Ｄ41〜Ｄ44およびクランプ用ダイオードＤ
35，Ｄ36，Ｄ45，Ｄ46で構成されている。ハーフブリッ
ジ結線のＮＰＣインバータが２組用意されており、全体
として、フルブリッジ結線のＮＰＣインバータとなって
いる。
【００２３】出力周波数が低いとき、 ２台のＦＢイン
バータの運転を停止し、スイッチＳＷ1 ，ＳＷ2 をオ
ン、ＳＷ3 ，ＳＷ4 をオフさせる。すなわち、ＮＰＣイ
ンバータの出力端子はリアクトルＬ0 を介して、交流負
荷ＬＯＡＤに直接接続される。すなわち、２組のハーフ
ブリッジ結線のＮＰＣインバータをリアクトルＬ0 を介
して並列運転させて、負荷に電力を直接供給する。
バータの運転を停止し、スイッチＳＷ1 ，ＳＷ2 をオ
ン、ＳＷ3 ，ＳＷ4 をオフさせる。すなわち、ＮＰＣイ
ンバータの出力端子はリアクトルＬ0 を介して、交流負
荷ＬＯＡＤに直接接続される。すなわち、２組のハーフ
ブリッジ結線のＮＰＣインバータをリアクトルＬ0 を介
して並列運転させて、負荷に電力を直接供給する。
【００２４】図２は、ＮＰＣインバータを並列運転させ
たときのＰＷＭ制御動作を説明するためのタイムチャー
トである。図中、Ｘ3 ，Ｘ4 およびＹ3 ，Ｙ4 はＰＷＭ
制御の搬送波信号で、Ｘ3 ，Ｘ4 は０〜＋Ｅmax の間で
変化する三角波、Ｙ3 ，Ｙ4 は０〜−Ｅmax の間で変化
する三角波である。ここでは、Ｙ3 とＸ3 の位相を一致
させ、Ｙ4 とＸ4 の位相を一致させている。ｅi はＰＷ
Ｍ制御入力信号である。
たときのＰＷＭ制御動作を説明するためのタイムチャー
トである。図中、Ｘ3 ，Ｘ4 およびＹ3 ，Ｙ4 はＰＷＭ
制御の搬送波信号で、Ｘ3 ，Ｘ4 は０〜＋Ｅmax の間で
変化する三角波、Ｙ3 ，Ｙ4 は０〜−Ｅmax の間で変化
する三角波である。ここでは、Ｙ3 とＸ3 の位相を一致
させ、Ｙ4 とＸ4 の位相を一致させている。ｅi はＰＷ
Ｍ制御入力信号である。
【００２５】入力信号ｅi と三角波Ｘ3 とを比較して、
素子Ｓ31とＳ33のゲート信号ｇ31を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｘ3 のとき、ｇ31＝１で、Ｓ31：オン（Ｓ33：オ
フ） ｅi ≦Ｘ3 のとき、ｇ31＝０で、Ｓ31：オフ（Ｓ33：オ
ン） となる。
素子Ｓ31とＳ33のゲート信号ｇ31を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｘ3 のとき、ｇ31＝１で、Ｓ31：オン（Ｓ33：オ
フ） ｅi ≦Ｘ3 のとき、ｇ31＝０で、Ｓ31：オフ（Ｓ33：オ
ン） となる。
【００２６】また、入力信号ｅi と三角波Ｙ3 とを比較
して、素子Ｓ32とＳ34のゲート信号ｇ32を作る。すなわ
ち、 ｅi ＜Ｙ3 のとき、ｇ32＝１で、Ｓ34：オン（Ｓ32：オ
フ） ｅi ≧Ｙ3 のとき、ｇ32＝０で、Ｓ34：オフ（Ｓ32：オ
ン） となる。
して、素子Ｓ32とＳ34のゲート信号ｇ32を作る。すなわ
ち、 ｅi ＜Ｙ3 のとき、ｇ32＝１で、Ｓ34：オン（Ｓ32：オ
フ） ｅi ≧Ｙ3 のとき、ｇ32＝０で、Ｓ34：オフ（Ｓ32：オ
ン） となる。
【００２７】同様に、入力信号ｅi と三角波Ｘ4 ，Ｙ4
をそれぞれ比較することにより、素子Ｓ41〜Ｓ44のゲー
ト信号ｇ41，ｇ42を作っている。すなわち、 ｅi ＞Ｘ4 のとき、ｇ41＝１で、Ｓ41：オン（Ｓ43：オ
フ） ｅi ≦Ｘ4 のとき、ｇ41＝０で、Ｓ41：オフ（Ｓ43：オ
ン） ｅi ＜Ｙ4 のとき、ｇ42＝１で、Ｓ44：オン（Ｓ42：オ
フ） ｅi ≧Ｙ4 のとき、ｇ42＝０で、Ｓ44：オフ（Ｓ42：オ
ン） となる。
をそれぞれ比較することにより、素子Ｓ41〜Ｓ44のゲー
ト信号ｇ41，ｇ42を作っている。すなわち、 ｅi ＞Ｘ4 のとき、ｇ41＝１で、Ｓ41：オン（Ｓ43：オ
フ） ｅi ≦Ｘ4 のとき、ｇ41＝０で、Ｓ41：オフ（Ｓ43：オ
ン） ｅi ＜Ｙ4 のとき、ｇ42＝１で、Ｓ44：オン（Ｓ42：オ
フ） ｅi ≧Ｙ4 のとき、ｇ42＝０で、Ｓ44：オフ（Ｓ42：オ
ン） となる。
【００２８】直流電源の中点Ｎ0 に対するＮＰＣインバ
ータのＡ点の出力電圧ＶA は、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２と
した場合、素子Ｓ31〜Ｓ34のオン，オフにより決まり、 Ｓ31とＳ32がオンのとき、ＶA ＝＋Ｖd ／２ Ｓ32とＳ33がオンのとき、ＶA ＝０ Ｓ33とＳ34がオンのとき、ＶA ＝−Ｖd ／２ となる。すなわち、３レベルの出力電圧が得られる。
ータのＡ点の出力電圧ＶA は、Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２と
した場合、素子Ｓ31〜Ｓ34のオン，オフにより決まり、 Ｓ31とＳ32がオンのとき、ＶA ＝＋Ｖd ／２ Ｓ32とＳ33がオンのとき、ＶA ＝０ Ｓ33とＳ34がオンのとき、ＶA ＝−Ｖd ／２ となる。すなわち、３レベルの出力電圧が得られる。
【００２９】同様に、Ｂ点の電圧ＶB は、素子Ｓ41〜Ｓ
44のオン，オフによって決まり、 Ｓ41とＳ42がオンのとき、ＶB ＝＋Ｖd ／２ Ｓ42とＳ43がオンのとき、ＶB ＝０ Ｓ43とＳ44がオンのとき、ＶB ＝−Ｖd ／２ となる。
44のオン，オフによって決まり、 Ｓ41とＳ42がオンのとき、ＶB ＝＋Ｖd ／２ Ｓ42とＳ43がオンのとき、ＶB ＝０ Ｓ43とＳ44がオンのとき、ＶB ＝−Ｖd ／２ となる。
【００３０】この２組のハーフブリッジ結線のＮＰＣイ
ンバータをリアクトルＬ0 を介して並列運転した場合、
その出力電圧ＶU は次式のようになる。
ンバータをリアクトルＬ0 を介して並列運転した場合、
その出力電圧ＶU は次式のようになる。
【００３１】ＶU ＝（ＶA ＋ＶB ）／２ この電圧ＶU が負荷ＬＯＡＤに印加される。
【００３２】図２のような入力信号ｅi が入ってきた場
合、 ＮＰＣインバータのＡ点電圧ＶA ，Ｂ点電圧ＶB
および出力電圧ＶU は図示のようになる。並列運転時の
出力電圧ＶU は、（＋Ｖd ／２，＋Ｖd ／４，０，−Ｖ
d ／４，−Ｖd ／２）の５レベルの電圧が得られ、等価
キャリア周波数は、三角波Ｘ1 の周波数の２倍になる。
また、破線で示した出力電圧の平均値はＶU は前記入力
信号ｅi に比例した値となる。故に、負荷電流ＩU はこ
の入力信号ｅi の値を調整することにより、制御するこ
とができる。
合、 ＮＰＣインバータのＡ点電圧ＶA ，Ｂ点電圧ＶB
および出力電圧ＶU は図示のようになる。並列運転時の
出力電圧ＶU は、（＋Ｖd ／２，＋Ｖd ／４，０，−Ｖ
d ／４，−Ｖd ／２）の５レベルの電圧が得られ、等価
キャリア周波数は、三角波Ｘ1 の周波数の２倍になる。
また、破線で示した出力電圧の平均値はＶU は前記入力
信号ｅi に比例した値となる。故に、負荷電流ＩU はこ
の入力信号ｅi の値を調整することにより、制御するこ
とができる。
【００３３】このように、出力周波数が低いときは、Ｎ
ＰＣインバータを並列運転させて、交流負荷に直接電力
を供給しているため、従来問題となっていた低周波運転
時の出力トランスの偏磁の問題はなくなり、かつ、出力
電圧の高調波成分はきわめて小さくなり、負荷電流リプ
ルは大幅に低減される。
ＰＣインバータを並列運転させて、交流負荷に直接電力
を供給しているため、従来問題となっていた低周波運転
時の出力トランスの偏磁の問題はなくなり、かつ、出力
電圧の高調波成分はきわめて小さくなり、負荷電流リプ
ルは大幅に低減される。
【００３４】出力周波数が高くなってきた場合、図１の
スイッチＳＷ1 ，ＳＷ2 を開放し、ＳＷ3 ，ＳＷ4 を投
入し、ＦＢインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２およびＮ
ＰＣインバータＮＰＣを一緒に動作させる。
スイッチＳＷ1 ，ＳＷ2 を開放し、ＳＷ3 ，ＳＷ4 を投
入し、ＦＢインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２およびＮ
ＰＣインバータＮＰＣを一緒に動作させる。
【００３５】ＮＰＣインバータＮＰＣは、フルブリッジ
結線のＮＰＣインバータとして動作し、出力トランスＴ
Ｒ3 を介して電圧Ｖ3 を発生する。また、２台のＦＢイ
ンバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２は、各々出力トランス
ＴＲ1 ，ＴＲ2 を介して電圧Ｖ1 ，Ｖ2 を発生し、交流
負荷ＬＯＡＤにはそれらの和電圧Ｖ1 ＋Ｖ2 ＋Ｖ3 が印
加される。
結線のＮＰＣインバータとして動作し、出力トランスＴ
Ｒ3 を介して電圧Ｖ3 を発生する。また、２台のＦＢイ
ンバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２は、各々出力トランス
ＴＲ1 ，ＴＲ2 を介して電圧Ｖ1 ，Ｖ2 を発生し、交流
負荷ＬＯＡＤにはそれらの和電圧Ｖ1 ＋Ｖ2 ＋Ｖ3 が印
加される。
【００３６】図３は、２台のＦＢインバータＩＮＶ−
１，ＩＮＶ−２とフルブリッジ結線ＮＰＣインバータを
多重化ＰＷＭ制御する場合の動作説明を行うタイムチャ
ート図である。
１，ＩＮＶ−２とフルブリッジ結線ＮＰＣインバータを
多重化ＰＷＭ制御する場合の動作説明を行うタイムチャ
ート図である。
【００３７】図中、Ｘ1 ，Ｙ1 はＦＢインバータＩＮＶ
−１の搬送波信号、Ｘ2 ，Ｙ2 はＦＢインバータＩＮＶ
−２の搬送波信号、Ｘ3 ，Ｙ3 およびＸ4 ，Ｙ4 はＮＰ
ＣインバータＮＰＣの搬送波信号、 ｅi はＰＷＭ制御
入力信号である。 Ｘ1 は＋Ｅmax 〜−Ｅmax の間で変
化する三角波、Ｙ1 はＸ1 の反転値（または位相が１８
０°ずれた三角波）、Ｘ2 はＸ1 より位相が９０°ずれ
た三角波、Ｙ2 はＸ2 の反転値である。また、Ｘ3 （破
線で示す）は０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波で、三
角波Ｘ1 またはＹ1 の絶対値より位相が９０°だけずれ
ている。Ｙ3 （破線で示す）は０〜−Ｅmax の間で変化
する三角波で、三角波Ｘ3 と同位相となっている。Ｘ4
（２点鎖線で示す）は０〜＋Ｅmax の間で変化する三角
波で、三角波Ｘ2 またはＹ2 の絶対値より位相が９０°
だけずれている。Ｙ4 （２点鎖線で示す）は０〜−Ｅ
max の間で変化する三角波で、三角波Ｘ4 同位相となっ
ている。
−１の搬送波信号、Ｘ2 ，Ｙ2 はＦＢインバータＩＮＶ
−２の搬送波信号、Ｘ3 ，Ｙ3 およびＸ4 ，Ｙ4 はＮＰ
ＣインバータＮＰＣの搬送波信号、 ｅi はＰＷＭ制御
入力信号である。 Ｘ1 は＋Ｅmax 〜−Ｅmax の間で変
化する三角波、Ｙ1 はＸ1 の反転値（または位相が１８
０°ずれた三角波）、Ｘ2 はＸ1 より位相が９０°ずれ
た三角波、Ｙ2 はＸ2 の反転値である。また、Ｘ3 （破
線で示す）は０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波で、三
角波Ｘ1 またはＹ1 の絶対値より位相が９０°だけずれ
ている。Ｙ3 （破線で示す）は０〜−Ｅmax の間で変化
する三角波で、三角波Ｘ3 と同位相となっている。Ｘ4
（２点鎖線で示す）は０〜＋Ｅmax の間で変化する三角
波で、三角波Ｘ2 またはＹ2 の絶対値より位相が９０°
だけずれている。Ｙ4 （２点鎖線で示す）は０〜−Ｅ
max の間で変化する三角波で、三角波Ｘ4 同位相となっ
ている。
【００３８】まず、ＦＢインバータＩＮＶ−１のＰＷＭ
制御動作を説明する。
制御動作を説明する。
【００３９】三角波Ｘ1 と入力信号ｅi を比較し、素子
Ｓ11とＳ12のゲート信号ｇ11を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｘ1 のとき、ｇ11＝１で、Ｓ11：オン（Ｓ12：オ
フ） ｅi ≦Ｘ1 のとき、ｇ11＝０で、Ｓ11：オフ（Ｓ12：オ
ン） となる。また、三角波Ｙ1 と入力信号ｅi を比較し、素
子Ｓ13とＳ14のゲート信号ｇ12を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｙ1 のとき、ｇ12＝１で、Ｓ14：オン（Ｓ13：オ
フ） ｅi ≦Ｙ1 のとき、ｇ12＝０で、Ｓ14：オフ（Ｓ13：オ
ン） となる。ＦＢインバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ1 は、
素子Ｓ11〜Ｓ14のオン、オフ動作により、 Ｓ11とＳ14がオンのとき、Ｖ1 ＝＋Ｖd1＝＋Ｖd ／２ Ｓ12とＳ13がオンのとき、Ｖ1 ＝−Ｖd1＝−Ｖd ／２ その他のモードのとき、 Ｖ1 ＝０ となる。搬送波Ｘ1 ，Ｙ1 の周波数ｆc に対して、出力
電圧Ｖ1 の等価キャリア周波数は２倍になる。
Ｓ11とＳ12のゲート信号ｇ11を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｘ1 のとき、ｇ11＝１で、Ｓ11：オン（Ｓ12：オ
フ） ｅi ≦Ｘ1 のとき、ｇ11＝０で、Ｓ11：オフ（Ｓ12：オ
ン） となる。また、三角波Ｙ1 と入力信号ｅi を比較し、素
子Ｓ13とＳ14のゲート信号ｇ12を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｙ1 のとき、ｇ12＝１で、Ｓ14：オン（Ｓ13：オ
フ） ｅi ≦Ｙ1 のとき、ｇ12＝０で、Ｓ14：オフ（Ｓ13：オ
ン） となる。ＦＢインバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ1 は、
素子Ｓ11〜Ｓ14のオン、オフ動作により、 Ｓ11とＳ14がオンのとき、Ｖ1 ＝＋Ｖd1＝＋Ｖd ／２ Ｓ12とＳ13がオンのとき、Ｖ1 ＝−Ｖd1＝−Ｖd ／２ その他のモードのとき、 Ｖ1 ＝０ となる。搬送波Ｘ1 ，Ｙ1 の周波数ｆc に対して、出力
電圧Ｖ1 の等価キャリア周波数は２倍になる。
【００４０】同様に、ＦＢインバータＩＮＶ−２は三角
波Ｘ2 ，Ｙ2 と制御入力信号ｅi とを比較することによ
り、ＰＷＭ制御される。この時、三角波Ｘ2 ，Ｙ2 は三
角波Ｘ1 ，Ｙ1 に対して各々位相が９０°ずれているの
で、２台のＦＢインバータの出力電圧Ｖ1 とＶ2 を加え
ることにより多重化が図られる。
波Ｘ2 ，Ｙ2 と制御入力信号ｅi とを比較することによ
り、ＰＷＭ制御される。この時、三角波Ｘ2 ，Ｙ2 は三
角波Ｘ1 ，Ｙ1 に対して各々位相が９０°ずれているの
で、２台のＦＢインバータの出力電圧Ｖ1 とＶ2 を加え
ることにより多重化が図られる。
【００４１】次に、ＮＰＣインバータのフルブリッジ運
転時のＰＷＭ制御動作を説明する。
転時のＰＷＭ制御動作を説明する。
【００４２】入力信号ｅi と三角波Ｘ3 ，Ｙ3 とをそれ
ぞれ比較することにより、素子Ｓ31〜Ｓ34のゲート信号
ｇ31，ｇ32を作る。これは第２図で説明したものと同様
である。すなわち、 ｅi ＞Ｘ3 のとき、ｇ31＝１で、Ｓ31：オン（Ｓ33：オ
フ） ｅi ≦Ｘ3 のとき、ｇ31＝０で、Ｓ31：オフ（Ｓ33：オ
ン） ｅi ＜Ｙ3 のとき、ｇ32＝１で、Ｓ34：オン（Ｓ32：オ
フ） ｅi ≧Ｙ3 のとき、ｇ32＝０で、Ｓ34：オフ（Ｓ32：オ
ン） となる。ゆえに、Ａ点の出力電圧ＶA は図２で説明した
ものと同様になる。
ぞれ比較することにより、素子Ｓ31〜Ｓ34のゲート信号
ｇ31，ｇ32を作る。これは第２図で説明したものと同様
である。すなわち、 ｅi ＞Ｘ3 のとき、ｇ31＝１で、Ｓ31：オン（Ｓ33：オ
フ） ｅi ≦Ｘ3 のとき、ｇ31＝０で、Ｓ31：オフ（Ｓ33：オ
ン） ｅi ＜Ｙ3 のとき、ｇ32＝１で、Ｓ34：オン（Ｓ32：オ
フ） ｅi ≧Ｙ3 のとき、ｇ32＝０で、Ｓ34：オフ（Ｓ32：オ
ン） となる。ゆえに、Ａ点の出力電圧ＶA は図２で説明した
ものと同様になる。
【００４３】また、入力信号ｅi と三角波Ｘ4 ，Ｙ4を
それぞれ比較することにより、素子Ｓ41〜Ｓ44のゲート
信号ｇ41，ｇ42を作るが、フルブリッジ運転の場合、ゲ
ート信号ｇ41で素子Ｓ44とＳ42をオン、オフし、ゲート
信号ｇ42で素子Ｓ41とＳ43をオン、オフさせる。すなわ
ち、 ｅi ＞Ｘ4 のとき、ｇ41＝１で、Ｓ44：オン（Ｓ42：オ
フ） ｅi ≦Ｘ4 のとき、ｇ41＝０で、Ｓ44：オフ（Ｓ42：オ
ン） ｅi ＜Ｙ4 のとき、ｇ42＝１で、Ｓ41：オン（Ｓ43：オ
フ） ｅi ≧Ｙ4 のとき、ｇ42＝０で、Ｓ41：オフ（Ｓ43：オ
ン） とする。この結果、Ｂ点の出力電圧ＶB は並列運転した
場合の反転値となり、出力トランスＴＲ3 の１次巻線に
はＶA −ＶB の電圧が印加される。
それぞれ比較することにより、素子Ｓ41〜Ｓ44のゲート
信号ｇ41，ｇ42を作るが、フルブリッジ運転の場合、ゲ
ート信号ｇ41で素子Ｓ44とＳ42をオン、オフし、ゲート
信号ｇ42で素子Ｓ41とＳ43をオン、オフさせる。すなわ
ち、 ｅi ＞Ｘ4 のとき、ｇ41＝１で、Ｓ44：オン（Ｓ42：オ
フ） ｅi ≦Ｘ4 のとき、ｇ41＝０で、Ｓ44：オフ（Ｓ42：オ
ン） ｅi ＜Ｙ4 のとき、ｇ42＝１で、Ｓ41：オン（Ｓ43：オ
フ） ｅi ≧Ｙ4 のとき、ｇ42＝０で、Ｓ41：オフ（Ｓ43：オ
ン） とする。この結果、Ｂ点の出力電圧ＶB は並列運転した
場合の反転値となり、出力トランスＴＲ3 の１次巻線に
はＶA −ＶB の電圧が印加される。
【００４４】図３には、ＶA と−ＶB の波形を示す。
【００４５】交流負荷ＬＯＡＤには、図３の最下段に示
すように、ＶU ＝Ｖ1 ＋Ｖ2 ＋ＶA −ＶB の電圧が印加
される。この出力電圧ＶU の等価キャリア周波数は、三
角波Ｘ1 ，Ｙ1 ，Ｘ2 ，Ｙ2 の周波数ｆC の８倍（三角
波Ｘ3 ，Ｙ3 ，Ｘ4 ，Ｙ4 の周波数ｆC ′＝２・ｆC の
４倍）になる。例えば、ｆC ＝５００Hzとした場合、Ｖ
U の等価キャリア周波数は４kHz となる。
すように、ＶU ＝Ｖ1 ＋Ｖ2 ＋ＶA −ＶB の電圧が印加
される。この出力電圧ＶU の等価キャリア周波数は、三
角波Ｘ1 ，Ｙ1 ，Ｘ2 ，Ｙ2 の周波数ｆC の８倍（三角
波Ｘ3 ，Ｙ3 ，Ｘ4 ，Ｙ4 の周波数ｆC ′＝２・ｆC の
４倍）になる。例えば、ｆC ＝５００Hzとした場合、Ｖ
U の等価キャリア周波数は４kHz となる。
【００４６】このようにして、本発明の電力変換装置で
は、ＦＢインバータとＮＰＣインバータを組み合わせた
多重ＰＷＭ制御が可能となり、出力電圧の高周波成分を
大幅に低減させることが可能となる。
は、ＦＢインバータとＮＰＣインバータを組み合わせた
多重ＰＷＭ制御が可能となり、出力電圧の高周波成分を
大幅に低減させることが可能となる。
【００４７】以上は、インバータ出力Ｕ相分について説
明したが、Ｖ相，Ｗ相も同様になる。なお、低周波数運
転時に、図１ではハーフブリッジ結線のＮＰＣインバー
タを並列運転させた場合を説明したが、片側のハーフブ
リッジ結線ＮＰＣインバータだけで直接、交流負荷ＬＯ
ＡＤに電力を供給することもできる。
明したが、Ｖ相，Ｗ相も同様になる。なお、低周波数運
転時に、図１ではハーフブリッジ結線のＮＰＣインバー
タを並列運転させた場合を説明したが、片側のハーフブ
リッジ結線ＮＰＣインバータだけで直接、交流負荷ＬＯ
ＡＤに電力を供給することもできる。
【００４８】また、図１では、ＦＢインバータ２台で説
明したが、直流電源Ｖd1およびＶd2にそれぞれｎ台（ｎ
は整数）のＦＢインバータを接続し、ＮＰＣインバータ
と組み合わせて、多重化ＰＷＭ制御を同様に行うことが
できる。その場合、ＮＰＣインバータ（フルブリッジ運
転時）は２台のＦＢインバータに相当する出力電圧を発
生するものとして、ＰＷＭ制御の搬送波信号の位相を決
めればよい。
明したが、直流電源Ｖd1およびＶd2にそれぞれｎ台（ｎ
は整数）のＦＢインバータを接続し、ＮＰＣインバータ
と組み合わせて、多重化ＰＷＭ制御を同様に行うことが
できる。その場合、ＮＰＣインバータ（フルブリッジ運
転時）は２台のＦＢインバータに相当する出力電圧を発
生するものとして、ＰＷＭ制御の搬送波信号の位相を決
めればよい。
【００４９】
【発明の効果】以上のように、本発明の電力変換装置に
よれば、直流電源電圧を従来装置の２倍に高めることが
でき、大容量化した場合の直流入力電流の増大を抑える
ことができる。また、出力周波数が低いときにはＮＰＣ
インバータから交流負荷に可変電圧可変周波数の電力を
直接供給でき、出力トランスの偏磁の問題をなくすこと
ができる。さらに、出力周波数が高いときには、２ｎ台
のＦＢインバータとＮＰＣインバータを組み合わせて多
重ＰＷＭ制御することが可能となり、負荷に印加される
電圧の高周波成分を大幅に低減させることができる。す
なわち、大容量化が容易で、低周波数から高周波数まで
高調波成分の成分の少ない正弦波電流を交流負荷に供給
できる電力変換装置を提供することが可能になる。
よれば、直流電源電圧を従来装置の２倍に高めることが
でき、大容量化した場合の直流入力電流の増大を抑える
ことができる。また、出力周波数が低いときにはＮＰＣ
インバータから交流負荷に可変電圧可変周波数の電力を
直接供給でき、出力トランスの偏磁の問題をなくすこと
ができる。さらに、出力周波数が高いときには、２ｎ台
のＦＢインバータとＮＰＣインバータを組み合わせて多
重ＰＷＭ制御することが可能となり、負荷に印加される
電圧の高周波成分を大幅に低減させることができる。す
なわち、大容量化が容易で、低周波数から高周波数まで
高調波成分の成分の少ない正弦波電流を交流負荷に供給
できる電力変換装置を提供することが可能になる。
【図１】本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図。
【図２】本発明装置のＰＷＭ制御動作を説明するための
タイムチャート。
タイムチャート。
【図３】本発明装置のＰＷＭ制御動作を説明するための
タイムチャート。
タイムチャート。
【図４】従来の電力変換装置の構成図
Ｖd1，Ｖd2…直流電源、 Ｃd1〜Ｃd4…直流平滑コンデンサ、 ＩＮＶ−１，ＩＮＶ−２…ＦＢインバータ、 ＮＰＣ，ＮＰＣ…インバータ、 ＴＲ1 ，ＴＲ2 ，ＴＲ3 …出力トランス、 ＬＯＡＤ…交流負荷、 ＳＷ1 〜ＳＷ4 …スイッチ回路、 Ｌ0 …リアクトル。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−178564（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−46568（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−139172（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−15273（ＪＰ，Ａ) 特公 平７−57098（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98
Claims (1)
- 【請求項１】 直列に接続された２つの直流電源と、当
該２つの直流電源を各々電圧源とする２ｎ台（ｎは整
数）のフルブリッジインバータ（ＦＢインバータと呼
ぶ）と、前記２つの直流電源の和を電圧源とする中性点
クランプ式インバータ（ＮＰＣインバータと呼ぶ）と、
前記２ｎ台のＦＢインバータの出力端子に接続された２
ｎ台の出力トランスと、前記ＮＰＣインバータの出力端
子に接続された１台の出力トランスと、前記出力トラン
ス群の２次電圧の和が印加される交流負荷と、出力周波
数が低いとき当該ＮＰＣインバータの出力トランスを切
り離し、ＮＰＣインバータの出力端子を前記交流負荷に
直接接続するスイッチ回路と、からなる電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3158891A JP3053907B2 (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3158891A JP3053907B2 (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0515159A JPH0515159A (ja) | 1993-01-22 |
| JP3053907B2 true JP3053907B2 (ja) | 2000-06-19 |
Family
ID=15681641
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3158891A Expired - Fee Related JP3053907B2 (ja) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3053907B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009131107A (ja) * | 2007-11-27 | 2009-06-11 | Tokyo Electric Power Co Inc:The | 交直変換器 |
-
1991
- 1991-06-28 JP JP3158891A patent/JP3053907B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0515159A (ja) | 1993-01-22 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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