JP3031501B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路及び保護方法 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路及び保護方法Info
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- JP3031501B2 JP3031501B2 JP4006795A JP679592A JP3031501B2 JP 3031501 B2 JP3031501 B2 JP 3031501B2 JP 4006795 A JP4006795 A JP 4006795A JP 679592 A JP679592 A JP 679592A JP 3031501 B2 JP3031501 B2 JP 3031501B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、負荷に供給される電
力を一定値以下に制限するようにしたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの過電流保護回路及び保護方法に関する。
力を一定値以下に制限するようにしたＤＣ−ＤＣコンバ
ータの過電流保護回路及び保護方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力
短絡等の過負荷からコンバータを保護するために、主と
してタイマ−ラッチ方式と入力電流制限方式が用いられ
てきた。
短絡等の過負荷からコンバータを保護するために、主と
してタイマ−ラッチ方式と入力電流制限方式が用いられ
てきた。
【０００３】タイマーラッチ方式は過負荷時の出力電圧
の低下が一定時間以上継続したことを検出し、スイッチ
ングトランジスタを停止させる方式で、例えば図３に示
すような電気回路がある。図３の符号ＣＴは検出時間を
設定するためのコンデンサで、通常はＤＣ−ＤＣコンバ
ータの立ち上がり時間（数十ｍＳ〜数百ｍＳ）よりも検
出時間が長くなるように設定され、ＤＣ−ＤＣコンバー
タが動作開始後定常状態になるまで過電流保護回路が動
作しないようになっている。
の低下が一定時間以上継続したことを検出し、スイッチ
ングトランジスタを停止させる方式で、例えば図３に示
すような電気回路がある。図３の符号ＣＴは検出時間を
設定するためのコンデンサで、通常はＤＣ−ＤＣコンバ
ータの立ち上がり時間（数十ｍＳ〜数百ｍＳ）よりも検
出時間が長くなるように設定され、ＤＣ−ＤＣコンバー
タが動作開始後定常状態になるまで過電流保護回路が動
作しないようになっている。
【０００４】入力電流制限方式はＤＣ−ＤＣコンバータ
の入力電流を一定値に制限することにより、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの素子を過負荷状態から保護する方式で、例
えば図４に示すような電気回路がある。トランジスタを
不飽和領域で動作させることによる定電流回路を用い
て、一定以上の電力が素子に加えられないようにしてい
る。
の入力電流を一定値に制限することにより、ＤＣ−ＤＣ
コンバータの素子を過負荷状態から保護する方式で、例
えば図４に示すような電気回路がある。トランジスタを
不飽和領域で動作させることによる定電流回路を用い
て、一定以上の電力が素子に加えられないようにしてい
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
タイマーラッチ方式では、一定時間以内の異常に対して
は保護が働かず、ＤＣ−ＤＣコンバータ内の素子が過負
荷状態になるという課題があった。また、非絶縁形のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにタイマ−ラッチ方式を用いた場
合、保護回路が動作中であっても、入力電源からの電力
が負荷へ供給され続けるので、負荷を破損する可能性が
あった。
タイマーラッチ方式では、一定時間以内の異常に対して
は保護が働かず、ＤＣ−ＤＣコンバータ内の素子が過負
荷状態になるという課題があった。また、非絶縁形のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータにタイマ−ラッチ方式を用いた場
合、保護回路が動作中であっても、入力電源からの電力
が負荷へ供給され続けるので、負荷を破損する可能性が
あった。
【０００６】一方、入力電流制限方式では、トランジス
タを不飽和領域で動作させるため、入力電流を制限して
いる期間中に発熱し、保護回路が長時間動作した場合に
はトランジスタを破損するという課題があった。
タを不飽和領域で動作させるため、入力電流を制限して
いる期間中に発熱し、保護回路が長時間動作した場合に
はトランジスタを破損するという課題があった。
【０００７】この発明は、上記の課題を解決するために
成されたもので、負荷短絡等の過負荷時に即時に動作す
ることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成素子の過負
荷常置を最小限に抑えるようにしたＤＣ−ＤＣコンバー
タの過電流保護回路及び保護方法を提供することを目的
とする。
成されたもので、負荷短絡等の過負荷時に即時に動作す
ることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの構成素子の過負
荷常置を最小限に抑えるようにしたＤＣ−ＤＣコンバー
タの過電流保護回路及び保護方法を提供することを目的
とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、この発明は、直流電源から印加された入力電圧を変
換して負荷に出力電圧を印加するＤＣ−ＤＣコンバータ
の過電流保護回路において、前記負荷に供給される電流
に比例する入力電流を監視し、過電流を検出する過電流
検出部と、前記負荷に供給される電流の径路に設けら
れ、且つ、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング
素子とは別のスイッチング素子を含む保護回路部と、前
記過電流検出部によって検出された過電流の値が第１の
値未満のときに前記別のスイッチング素子をオン状態に
保持し、該過電流の値が前記第１の値以上で第２の値未
満のとき該過電流の値に応じて幅が変化するパルスを出
力して前記別のスイッチング素子を該パルスに応じて動
作させ、前記過電流の値が前記第２の値以上のとき前記
別のスイッチング素子を遮断させる制御回路部と、を具
備することを特徴とする過電流保護回路、及び、直流電
源から印加された入力電圧を変換して負荷に出力電圧を
印加するＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護方法であっ
て、前記負荷に供給される電流に比例する入力電流を監
視し、過電流を検出する段階と、前記負荷に供給される
電流の径路に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチ
ング素子とは別のスイッチング素子を含む保護回路部を
設ける段階と、過電流を検出する前記段階によって検出
された過電流の値が第１の値未満のときに前記別のスイ
ッチング素子をオン状態に保持し、該過電流の値が前記
第１の値以上で第２の値未満のとき該過電流の値に応じ
て幅が変化するパルスを出力して前記別のスイッチング
素子を該パルスに応じて動作させ、前記過電流の値が前
記第２の値以上のとき前記別のスイッチング素子を遮断
させる段階と、を具備することを特徴とする過電流保護
方法、を提供する。
に、この発明は、直流電源から印加された入力電圧を変
換して負荷に出力電圧を印加するＤＣ−ＤＣコンバータ
の過電流保護回路において、前記負荷に供給される電流
に比例する入力電流を監視し、過電流を検出する過電流
検出部と、前記負荷に供給される電流の径路に設けら
れ、且つ、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング
素子とは別のスイッチング素子を含む保護回路部と、前
記過電流検出部によって検出された過電流の値が第１の
値未満のときに前記別のスイッチング素子をオン状態に
保持し、該過電流の値が前記第１の値以上で第２の値未
満のとき該過電流の値に応じて幅が変化するパルスを出
力して前記別のスイッチング素子を該パルスに応じて動
作させ、前記過電流の値が前記第２の値以上のとき前記
別のスイッチング素子を遮断させる制御回路部と、を具
備することを特徴とする過電流保護回路、及び、直流電
源から印加された入力電圧を変換して負荷に出力電圧を
印加するＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護方法であっ
て、前記負荷に供給される電流に比例する入力電流を監
視し、過電流を検出する段階と、前記負荷に供給される
電流の径路に、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチ
ング素子とは別のスイッチング素子を含む保護回路部を
設ける段階と、過電流を検出する前記段階によって検出
された過電流の値が第１の値未満のときに前記別のスイ
ッチング素子をオン状態に保持し、該過電流の値が前記
第１の値以上で第２の値未満のとき該過電流の値に応じ
て幅が変化するパルスを出力して前記別のスイッチング
素子を該パルスに応じて動作させ、前記過電流の値が前
記第２の値以上のとき前記別のスイッチング素子を遮断
させる段階と、を具備することを特徴とする過電流保護
方法、を提供する。
【０００９】
【作用】過電流検出部により、負荷に流れる電流に比例
する入力電流が検出される。ここで検出された信号に応
じて、制御回路部の出力は連続的なローレベル状態から
該信号に応じてパルス幅が変化するパルス変調状態を経
て連続的なハイレベル状態まで変化する。この出力によ
って制御されてスイッチング素子が動作し、ＤＣ−ＤＣ
コンバータを過電流から保護する。
する入力電流が検出される。ここで検出された信号に応
じて、制御回路部の出力は連続的なローレベル状態から
該信号に応じてパルス幅が変化するパルス変調状態を経
て連続的なハイレベル状態まで変化する。この出力によ
って制御されてスイッチング素子が動作し、ＤＣ−ＤＣ
コンバータを過電流から保護する。
【００１０】
【実施例】図１は、この発明に係る過電流保護回路の一
実施例の構成を示す回路図である。図において、入力端
子Ｔ１，Ｔ２間には直流電源Ｅが接続され、出力端子Ｔ
３，Ｔ４間には負荷ＬＤが接続される。符号ＣＶは周知
のＤＣ−ＤＣコンバータの変換部で、例えば昇圧形の場
合、コイルＬ１、ダイオードＤ１，出力平滑用コンデン
サＣ１，スイッチングトランジスタＱ１、出力電圧検出
抵抗Ｒ１，Ｒ２及びパルス幅変調回路ＰＷＭを備える。
スイッチングトランジスタＱ１がオンのときコイルＬ１
に蓄積されたエネルギーは、スイッチングトランジスタ
Ｑ１がオフのときにダイオードＤ１を通ってコンデンサ
Ｃ１及び負荷ＬＤに供給される。このときの出力電圧は
抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、その分圧比に基づく
検出電圧によってパルス幅変調回路ＰＷＭの出力パルス
幅が制御される。こうしてパルス幅制御されたパルスが
スイッチングトランジスタＱ１のベースに供給され、こ
れによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は一定に保た
れる。
実施例の構成を示す回路図である。図において、入力端
子Ｔ１，Ｔ２間には直流電源Ｅが接続され、出力端子Ｔ
３，Ｔ４間には負荷ＬＤが接続される。符号ＣＶは周知
のＤＣ−ＤＣコンバータの変換部で、例えば昇圧形の場
合、コイルＬ１、ダイオードＤ１，出力平滑用コンデン
サＣ１，スイッチングトランジスタＱ１、出力電圧検出
抵抗Ｒ１，Ｒ２及びパルス幅変調回路ＰＷＭを備える。
スイッチングトランジスタＱ１がオンのときコイルＬ１
に蓄積されたエネルギーは、スイッチングトランジスタ
Ｑ１がオフのときにダイオードＤ１を通ってコンデンサ
Ｃ１及び負荷ＬＤに供給される。このときの出力電圧は
抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧され、その分圧比に基づく
検出電圧によってパルス幅変調回路ＰＷＭの出力パルス
幅が制御される。こうしてパルス幅制御されたパルスが
スイッチングトランジスタＱ１のベースに供給され、こ
れによりＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧は一定に保た
れる。
【００１１】入力端子Ｔ１，Ｔ２と変換部ＣＶとの間に
保護回路部１と過電流検出回路部２とが設けられ、過電
流検出回路部２の出力を受けて制御回路部３が保護回路
部１を制御する。保護回路部１は、プラス側ラインに挿
入された過電流保護用のトランジスタＱ２と、これにバ
イアス電圧を与える抵抗Ｒ３，Ｒ４と、トランジスタＱ
２の起動用コンデンサＣ２とから構成される。
保護回路部１と過電流検出回路部２とが設けられ、過電
流検出回路部２の出力を受けて制御回路部３が保護回路
部１を制御する。保護回路部１は、プラス側ラインに挿
入された過電流保護用のトランジスタＱ２と、これにバ
イアス電圧を与える抵抗Ｒ３，Ｒ４と、トランジスタＱ
２の起動用コンデンサＣ２とから構成される。
【００１２】過電流検出回路部２は、プラス側ラインに
挿入された入力電流検出抵抗Ｒ５を含む。入力電流検出
抵抗Ｒ５の一端と接地側ラインとの間には、直列に接続
された抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続され、入力電流検出抵抗Ｒ
５の他端と接地側ラインとの間には、直列に接続された
抵抗Ｒ８，Ｒ９が接続される。
挿入された入力電流検出抵抗Ｒ５を含む。入力電流検出
抵抗Ｒ５の一端と接地側ラインとの間には、直列に接続
された抵抗Ｒ６，Ｒ７が接続され、入力電流検出抵抗Ｒ
５の他端と接地側ラインとの間には、直列に接続された
抵抗Ｒ８，Ｒ９が接続される。
【００１３】制御回路部３は誤差増幅器Ａと制御部ＣＬ
とを含み、直列に接続された抵抗Ｒ６とＲ７の接続点の
電圧Ｅ１及び直列に接続された抵抗Ｒ８とＲ９の接続点
の電圧Ｅ２が誤差増幅器Ａに入力される。誤差増幅器Ａ
は入力される電圧Ｅ１と電圧Ｅ２との差Ｅ１〜Ｅ２に応
じた大きさの信号を制御部ＣＬに与える。そこで、制御
部ＣＬは、誤差増幅器Ａからの出力に応じてデユーテイ
サイクルが０〜１００％まで変化するパルスを出力する
パルス幅変調回路であり、この出力を抵抗Ｒ４とコンデ
ンサＣ２との接続点に与える。
とを含み、直列に接続された抵抗Ｒ６とＲ７の接続点の
電圧Ｅ１及び直列に接続された抵抗Ｒ８とＲ９の接続点
の電圧Ｅ２が誤差増幅器Ａに入力される。誤差増幅器Ａ
は入力される電圧Ｅ１と電圧Ｅ２との差Ｅ１〜Ｅ２に応
じた大きさの信号を制御部ＣＬに与える。そこで、制御
部ＣＬは、誤差増幅器Ａからの出力に応じてデユーテイ
サイクルが０〜１００％まで変化するパルスを出力する
パルス幅変調回路であり、この出力を抵抗Ｒ４とコンデ
ンサＣ２との接続点に与える。
【００１４】過電流検出回路部２と変換部ＣＶとの間で
プラス側ラインと接地側ラインとの間に接続されたダイ
オードＤ２は、スイッチングトランジスタＱ２がオフの
ときにコイルＬ１のエネルギーを放出させるために設け
られている。しかし、出力電圧が小さい場合にはダイオ
ードＤ２は無くてもよい。コンデンサＣ３は平滑用のコ
ンデンサである。
プラス側ラインと接地側ラインとの間に接続されたダイ
オードＤ２は、スイッチングトランジスタＱ２がオフの
ときにコイルＬ１のエネルギーを放出させるために設け
られている。しかし、出力電圧が小さい場合にはダイオ
ードＤ２は無くてもよい。コンデンサＣ３は平滑用のコ
ンデンサである。
【００１５】以下、図１の実施例の動作を説明する。入
力電源投入直後には、制御部ＣＬの出力に無関係にスイ
ッチングトランジスタＱ２のベース電流が抵抗Ｒ３を通
ってコンデンサＣ２に流れるので、スイッチングトラン
ジスタＱ２はオンとなり、電源電流は抵抗Ｒ５を通って
変換部ＣＶに供給される。こうして、全体が動作を開始
する。
力電源投入直後には、制御部ＣＬの出力に無関係にスイ
ッチングトランジスタＱ２のベース電流が抵抗Ｒ３を通
ってコンデンサＣ２に流れるので、スイッチングトラン
ジスタＱ２はオンとなり、電源電流は抵抗Ｒ５を通って
変換部ＣＶに供給される。こうして、全体が動作を開始
する。
【００１６】入力電圧によって、抵抗Ｒ６とＲ７の接続
点及び抵抗Ｒ８とＲ９の接続点にそれぞれ電圧Ｅ１，Ｅ
２が発生する。このとき、入力電流検出抵抗Ｒ５での電
圧降下をＥ３とするとき、Ｅ１−Ｅ３＝Ｅ２が成立する
ように抵抗Ｒ５〜Ｒ９の値が選定される。一方、制御部
３においてＣＬのＯＵＴは、Ｅ１−Ｅ２が第１の値未満
のとき（例えば０ボルトのとき）には連続的にローレベ
ルの信号を出力し、Ｅ１−Ｅ２が第１の値以上で第２の
値未満のときには、Ｅ１−Ｅ２が大きくなるにつれて大
きな幅のパルス（図２）を出力し、Ｅ１−Ｅ２が第２の
値以上のときには連続的にハイレベルの信号を出力する
ように回路構成されている。
点及び抵抗Ｒ８とＲ９の接続点にそれぞれ電圧Ｅ１，Ｅ
２が発生する。このとき、入力電流検出抵抗Ｒ５での電
圧降下をＥ３とするとき、Ｅ１−Ｅ３＝Ｅ２が成立する
ように抵抗Ｒ５〜Ｒ９の値が選定される。一方、制御部
３においてＣＬのＯＵＴは、Ｅ１−Ｅ２が第１の値未満
のとき（例えば０ボルトのとき）には連続的にローレベ
ルの信号を出力し、Ｅ１−Ｅ２が第１の値以上で第２の
値未満のときには、Ｅ１−Ｅ２が大きくなるにつれて大
きな幅のパルス（図２）を出力し、Ｅ１−Ｅ２が第２の
値以上のときには連続的にハイレベルの信号を出力する
ように回路構成されている。
【００１７】したがって、Ｅ１−Ｅ２が前記第１の値未
満のときには、スイッチングトランジスタＱ２は制御部
３からの連続的なローレベル信号出力によってオン状態
を保ち、変換部ＣＶには直接的な影響を与えない。しか
し、Ｅ１−Ｅ２が前記第１の値以上で前記第２の値未満
のときには、スイッチングトランジスタＱ２は制御部３
からのパルスによってスイッチング動作を開始し、変換
部ＣＶへ供給される入力電流を断続するので、負荷ＬＤ
に与えられる電力は制限される。更に、Ｅ１−Ｅ２が前
記第２の値以上になると、スイッチングトランジスタＱ
２は制御部３からの連続的なハイレベル信号によってオ
フとなり、入力と出力との間を遮断する。なお、このと
きスイッチングトランジスタＱ２の再起動を防止するた
めに、Ｅ１側又はＥ２側にバイアスを与えれば、スイッ
チングトランジスタＱ２をオフ状態に保ち、入出力間を
遮断状態に保持することができる。ただし、誤差増幅器
Ａのオフセット電圧が有効に働けば、バイアス回路なし
で入出力間の遮断状態を保持することができる。また、
入出力間の遮断を保持することが不可能の場合、Ｅ１側
又はＥ２側に再起動用のバイアスを与えるか、又は、保
護回路部１と過電流検出回路部２との配置を入れ替える
ことで自動復帰形の保護方式とすることもできる。
満のときには、スイッチングトランジスタＱ２は制御部
３からの連続的なローレベル信号出力によってオン状態
を保ち、変換部ＣＶには直接的な影響を与えない。しか
し、Ｅ１−Ｅ２が前記第１の値以上で前記第２の値未満
のときには、スイッチングトランジスタＱ２は制御部３
からのパルスによってスイッチング動作を開始し、変換
部ＣＶへ供給される入力電流を断続するので、負荷ＬＤ
に与えられる電力は制限される。更に、Ｅ１−Ｅ２が前
記第２の値以上になると、スイッチングトランジスタＱ
２は制御部３からの連続的なハイレベル信号によってオ
フとなり、入力と出力との間を遮断する。なお、このと
きスイッチングトランジスタＱ２の再起動を防止するた
めに、Ｅ１側又はＥ２側にバイアスを与えれば、スイッ
チングトランジスタＱ２をオフ状態に保ち、入出力間を
遮断状態に保持することができる。ただし、誤差増幅器
Ａのオフセット電圧が有効に働けば、バイアス回路なし
で入出力間の遮断状態を保持することができる。また、
入出力間の遮断を保持することが不可能の場合、Ｅ１側
又はＥ２側に再起動用のバイアスを与えるか、又は、保
護回路部１と過電流検出回路部２との配置を入れ替える
ことで自動復帰形の保護方式とすることもできる。
【００１８】なお、図１では、パルス幅変調回路ＰＷＭ
をマスターとし、制御部３をスレーブとして、それぞれ
に内蔵される発振器を同期させておけば、保護回路部１
の動作時の各素子の過負荷状態を最小限に抑えることが
できる。しかし、これはこの発明にとって必須ではな
く、同期が取れていない場合でも、前記のとおりの動作
を行うことができる。
をマスターとし、制御部３をスレーブとして、それぞれ
に内蔵される発振器を同期させておけば、保護回路部１
の動作時の各素子の過負荷状態を最小限に抑えることが
できる。しかし、これはこの発明にとって必須ではな
く、同期が取れていない場合でも、前記のとおりの動作
を行うことができる。
【００１９】
【発明の効果】以上、一実施例に基づいて、この発明を
詳細に説明したところから明らかなとおり、入力電流を
誤差増幅器で監視するため、応答を早くすることがで
き、ＤＣ−ＤＣコンバータの各素子の過負荷状態を小さ
くすることができるばかりでなく、これらの素子の破損
を防止することができる。また、過負荷状態が継続され
ても、保護回路部のスイッチングトランジスタはスイッ
チング動作状態又は遮断状態となるので、スイッチング
トランジスタからの発熱が小さく、その破損を防止する
ことができる。また、出力が短絡したときにも、ＤＣ−
ＤＣコンバータの入出力間が遮断されるため、負荷に過
電圧がかかることがなく、安全性を高めることができ
る。
詳細に説明したところから明らかなとおり、入力電流を
誤差増幅器で監視するため、応答を早くすることがで
き、ＤＣ−ＤＣコンバータの各素子の過負荷状態を小さ
くすることができるばかりでなく、これらの素子の破損
を防止することができる。また、過負荷状態が継続され
ても、保護回路部のスイッチングトランジスタはスイッ
チング動作状態又は遮断状態となるので、スイッチング
トランジスタからの発熱が小さく、その破損を防止する
ことができる。また、出力が短絡したときにも、ＤＣ−
ＤＣコンバータの入出力間が遮断されるため、負荷に過
電圧がかかることがなく、安全性を高めることができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る過電流保護回路の一実施例の構
成を示す回路図である。
成を示す回路図である。
【図２】図１の保護回路の制御部の動作を説明するため
の図で、そこから出力されるパルスの形状を示してい
る。
の図で、そこから出力されるパルスの形状を示してい
る。
【図３】タイマ−ラッチ方式の保護方式を採用した従来
のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
【図４】入力電流制限方式の保護方式を採用した従来の
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
ＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
１：保護回路部、２：過電流検出回路部、３：制御回路
部；ＣＶ：変換部、Ａ：誤差増幅器、ＣＬ：制御部、Ｐ
ＷＭ：パルス幅変調回路、Ｅ：直流電源、ＬＤ：負荷、
Ｑ２：スイッチングトランジスタ。
部；ＣＶ：変換部、Ａ：誤差増幅器、ＣＬ：制御部、Ｐ
ＷＭ：パルス幅変調回路、Ｅ：直流電源、ＬＤ：負荷、
Ｑ２：スイッチングトランジスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/155 H02H 7/12
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源から印加された入力電圧を変換
して負荷に出力電圧を印加するＤＣ−ＤＣコンバータの
過電流保護回路において、 前記負荷に供給される電流に比例する入力電流を監視
し、過電流を検出する過電流検出部と、 前記負荷に供給される電流の径路に設けられ、且つ、前
記ＤＣ−ＤＣコンバータ内のスイッチング素子とは別の
スイッチング素子を含む保護回路部と、 前記過電流検出部によって検出された過電流の値が第１
の値未満のときに前記別のスイッチング素子をオン状態
に保持し、該過電流の値が前記第１の値以上で第２の値
未満のとき該過電流の値に応じて幅が変化するパルスを
出力して前記別のスイッチング素子を該パルスに応じて
動作させ、前記過電流の値が前記第２の値以上のとき前
記別のスイッチング素子を遮断させる制御回路部と、 を具備することを特徴とする過電流保護回路。 - 【請求項２】 直流電源から印加された入力電流を変換
して負荷に出力電圧を印加するＤＣ−ＤＣコンバータの
過電流保護方法であって、 前記負荷に供給される電流に比例する入力電流を監視
し、過電流を検出する段階と、 前記負荷に供給される電流の径路に、前記ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ内のスイッチング素子とは別のスイッチング素
子を含む保護回路部を設ける段階と、 過電流を検出する前記段階によって検出された過電流の
値が第１の値未満のときに前記別のスイッチング素子を
オン状態に保持し、該過電流の値が前記第１の値以上で
第２の値未満のとき該過電流の値に応じて幅が変化する
パルスを出力して前記別のスイッチング素子を該パルス
に応じて動作させ、前記過電流の値が前記第２の値以上
のとき前記別のスイッチング素子を遮断させる段階と、 を具備することを特徴とする過電流保護方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4006795A JP3031501B2 (ja) | 1992-01-17 | 1992-01-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路及び保護方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4006795A JP3031501B2 (ja) | 1992-01-17 | 1992-01-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路及び保護方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05199740A JPH05199740A (ja) | 1993-08-06 |
| JP3031501B2 true JP3031501B2 (ja) | 2000-04-10 |
Family
ID=11648111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4006795A Expired - Lifetime JP3031501B2 (ja) | 1992-01-17 | 1992-01-17 | Ｄｃ−ｄｃコンバータの過電流保護回路及び保護方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3031501B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010051053A (ja) * | 2008-08-19 | 2010-03-04 | Nec Electronics Corp | 昇圧ｄｃ−ｄｃコンバータ用制御回路及び昇圧ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP7157865B1 (ja) * | 2021-12-23 | 2022-10-20 | 株式会社オーバル | 機器内蔵電池の保護回路 |
-
1992
- 1992-01-17 JP JP4006795A patent/JP3031501B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| JPH05199740A (ja) | 1993-08-06 |
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