JP3030974B2 - 電源回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、自励式スイッチング
インバータ形式の電源回路に関し、起動回路を付加した
場合に、電源スイッチをオフした後に起動を繰り返す現
象を防止して、短時間で発振を停止できるようにしたも
のである。

【０００２】

【従来の技術】自励式インバータ形式の電源回路とし
て、本出願人の出願に係る特公平３−１９１４号公報に
記載のものが提案されている。その回路構成例を図２を
参照して説明する。この回路はＵ１で示した回路と、Ｕ
２で示した回路が交互にオン、オフして、巻線２０に交
流電圧が生じるようになっている。巻線２１（帰還巻
線）、２２（帰還巻線）、２０（負荷巻線）はトランス
の同一コア上に巻かれたもので、巻線２０と２１、巻線
２０と２２はそれぞれ正帰還となる方向に接続されてい
る。直流電源１の電圧＋Ｂ，−Ｂは電源スイッチＳＷ１
を介して電源用コンデンサＣ２，Ｃ２に印加されてい
る。

【０００３】回路Ｕ１において、トランジスタ２５は主
スイッチング用トランジスタ、トランジスタ２９は補助
スイッチング用トランジスタ、コンデンサ２７Ｃは抵抗
２７Ｒとともに時定数回路２７を構成するコンデンサで
ある。ダイオード１１，１２はトランジスタ２５を非飽
和で動作させるためのものである。すなわち、巻線２１
に電圧が誘起されると、これがダイオード１１を介して
トランジスタ２５のベースに加わり、これをオンする。
ダイオード１１，１２の降下電圧が等しいとすると、ト
ランジスタ２５のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖ_CEがベー
ス・エミッタ間電圧Ｖ_BEに等しくなるとダイオード１２
がオンし、Ｖ_CE＝Ｖ_BEを保つに必要な電流を残して余分
な電流がトランジスタ２５のコレクタ・エミッタ間に流
れる。これによりＶ_CEは常にＶ_CE≧Ｖ_BEに保たれる。通
常、トランジスタの飽和電圧Ｖ_CEはベース・エミッタ間
電圧Ｖ_BEより小さいので、トランジスタ２５は飽和が回
避される。回路Ｕ２も回路Ｕ１と同様に構成されてい
る。

【０００４】図２の回路は次のように動作する。回路Ｕ
１がオン状態のときは、巻線２１，２０の正帰還作用に
より、トランジスタ２５はオンし続ける。コンデンサ２
７Ｃの電圧は２７Ｒ×２７Ｃの時定数で時間とともに上
昇し、所定時間後にトランジスタ２９をオンして、トラ
ンジスタ２５をオフする。トランジスタ２５がオフする
と巻線２０の自己誘導により、巻線２０の両端にかかる
電圧が反転し、今度は回路Ｕ２側がオン状態となる。

【０００５】トランジスタ２５がオフしてからトランジ
スタ２６がオンするまである時間を必要とするが、この
間トランジスタ２５はオフ状態を保持してなければいけ
ない。幸いにもこれは次に述べる２つの理由により確保
されている。１つは、トランジスタ２９がオンしてから
トランジスタ２５がオンするまでの時間（トランジスタ
２５のオフ時間）にコンデンサ２７Ｃに蓄えられたオー
バチャージにより、トランジスタ２９がしばらくオン状
態にあることと、もう１つは、トランジスタ２９自身の
オフ時間によるもの（トランジスタ２９には完全に飽和
スイッチングしており、ターンオフはある時間を要す
る）である。トランジスタ２５のオフ状態が保持されて
いる時間内にトランジスタ２６がオンするようにするこ
とで、安定した動作が可能となる。トランジスタ２６が
オンしてしまえば、トランジスタ２５は０バイアスとな
り、オフを続ける。

【０００６】時定数２８Ｒ×２８Ｃによる一定時間後、
今後はトランジスタ３０がオンし、トランジスタ２６が
オフする。このようにして発振モードが形成され、スイ
ッチングインバータとして動作する。

【０００７】図２の回路はこのままでは自己起動ができ
ない。起動回路を付加した例を図３に示す。これは本出
願人の出願に係る特願平３−１６６３８３号の図面図１
０に提案されているものである。

【０００８】図３において主スイッチングトランジスタ
２５のベース回路に抵抗４０、コンデンサ４１、ダイオ
ード４２からなる起動回路１５が付加されている。抵抗
４０は電力ロスを伴うので高抵抗とし、強い起動のため
にはコンデンサ４１の容量を大きくする。

【０００９】電源スイッチＳＷ１をオンしたとき、トラ
ンスの巻線電圧は零であり、コンデンサ４１の充電電荷
も零である。抵抗４０を流れる電流はわずかであり、コ
ンデンサ４１を充電しながら抵抗３５を通り、巻線２１
を流れ、Ｂ点に至るが、抵抗３５に大きな電位差を生じ
させるほどの電流ではない。よって、最初はＢ点、Ｃ
点、Ｄ点はほぼ同電位であるため主スイッチングトラン
ジスタ２５もオフしている。 時間とともにコンデンサ
４１は充電されＢ点とＤ点の電位差が主スイッチングト
ランジスタ２５のベース・エミッタ間順方向電圧に達す
るとトランジスタ２５が能動領域に入る。このとき帰環
巻線２１から抵抗３５、コンデンサ４１を通ってトラン
ジスタ２５のベースに至る正帰環ループが形成され、正
帰還により主スイッチングトランジスタ２５は加速的に
オンし、巻線２１から抵抗３５を通って流れる大きなベ
ース電流によりオンを続ける。このとき抵抗３５からコ
ンデンサ４１に流れる電流は、抵抗４０から逆充電され
る電流よりはるかに大きいため、コンデンサ４１の電位
はダイオード４２の順方向電位となり、起動後はこのダ
イオード４２の順方向電位で固定される。また、起動後
はこのダイオード４２が正帰環ループを形成維持する。
よって起動後には、発振が維持され常に巻線２１からの
充電電流が支配的となり、もはや抵抗４０からの微少な
逆充電電流は無に等しくなり、この抵抗４０により、主
スイッチングトランジスタ２５がオフすべきタイミング
に誤ってオンすることはない。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】前記図３の起動回路１
５（１５′）によれば、電源スイッチＳＷ１をオフした
場合、次のように動作する。 電源スイッチＳＷ１をオフしてもコンデンサＣ２に
電荷が蓄えられているので、そのまま発振し続ける。

【００１１】 直流電源１からコンデンサＣ２への電
荷の補給は停止されているため、コンデンサＣ２の電圧
（Ａ点の電位）は徐々に下がり、巻線２１に誘導される
電圧も低下する。

【００１２】 巻線２１に誘導される電圧により主ス
イッチングトランジスタ２５のベース・エミッタ間に印
加される電圧がその順方向電圧（約０．６Ｖ）より低下
すると、主スイッチングトランジスタ２５はもはやオン
できなくなるので、発振は停止する。

【００１３】 発振が停止してもコンデンサＣ２には
電荷が残っているので、コンデンサＣ２の放電電流が抵
抗４０→コンデンサ４１→抵抗３５→巻線２１→巻線２
０へと流れ、コンデンサ４１は徐々に逆充電されてい
く。発振が停止しているため、巻線２１からの逆充電打
消電流は生じ得ない。

【００１４】 時間とともにコンデンサ４１が逆充電
されて、Ｂ点とＤ点の電位差が主スイッチングトランジ
スタ２５のベース・エミッタ間順方向電圧に達するとト
ランジスタ２５が再び能動領域に入る。このとき帰環巻
線２１自体に誘起される電圧は低いがコンデンサ４１の
電圧と直列になるので、正帰環ループが形成され、主ス
イッチングトランジスタ２５は加速的にオンして発振を
再開する。

【００１５】 発振が再開すれば、巻線２１からの電
流によりコンデンサ４１がダイオード４２に対し順方向
に充電されてしまう。巻線２１に誘導される電圧は低く
なっているので、主スイッチングトランジスタ２５のベ
ース・エミッタ間電圧はその順方向電圧より低下し、こ
のトランジスタ２５はもはやオンし得なくなり、発振を
停止する。

【００１６】 しかし、発振が停止すると再びコンデ
ンサＣ２から抵抗４０→コンデンサ４０→…のルートで
コンデンサ４０が逆充電された後再び発振を再開する。

【００１７】このように、前記図３の起動回路１５（１
５′）によれば電源スイッチＳＷ１をオフした後も、Ａ
点の電位が充分小さくなるまで発振、停止を繰り返し、
即座に発振を停止できない欠点があった。装置として見
た場合にはパワーオフ後にもパワーランプ等が点滅した
り、さらには発振の周波数が下っていくので最後にはト
ランス等が異音を出す等の不都合となる。この発明は、
前記従来の技術における欠点を解決して、電源スイッチ
をオフした後、短時間で発振を停止することができる増
幅回路を提供しようとするものである。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この発明は、電源用コン
デンサと帰還巻線との間に第２の抵抗と第２のコンデン
サの直列接続回路を介挿し、主スイッチングトランジス
タがオフの時に電源用コンデンサから帰還巻線を経て負
荷巻線に至る電流路を形成し、当該第２のコンデンサの
電圧をスイッチングトランジスタのベースに印加する第
２の時定数回路からなる起動回路を具えた自励式インバ
ータ形式の電源回路において電源用コンデンサの電圧を
第２の抵抗との間で分圧して第２のコンデンサに印加す
る分圧手段を具備してなるものである。

【００１９】

【作用】この発明によれば、電源用コンデンサの電圧を
分圧手段で分圧して起動回路の第２のコンデンサに印加
するようにしたので、電源スイッチをオフして電源用コ
ンデンサの電圧が低下して発振が停止すると、第２のコ
ンデンサが充電されても主スイッチングトランジスタを
オンさせる電圧に至らないようにすることができるの
で、発振の再開を確実に防止でき、あるいは発振の再開
を完全には防止できないまでも再開回数を減少でき、短
時間で発振を停止させることができる。

【００２０】

【実施例】この発明の一実施例を図１に示す。前記図３
と共通する部分には同一の符号を付す。図１の電源はＵ
１で示した回路と、Ｕ２で示した回路が交互にオン、オ
フして、巻線２０に交流電圧が生じるようになってい
る。巻線２１（帰還巻線）、２２（帰還巻線）、２０
（負荷巻線）はトランスの同一コア上に巻かれたもの
で、巻線２０と２１、巻線２０と２２はそれぞれ正帰還
となる方向に接続されている。直流電源１の電圧＋Ｂ，
−Ｂは電源スイッチＳＷ１を介して電源用コンデンサＣ
２，Ｃ２に印加されている。

【００２１】回路Ｕ１において、トランジスタ２５は主
スイッチング用トランジスタ、トランジスタ２９は補助
スイッチング用トランジスタ、コンデンサ２７Ｃは抵抗
２７Ｒとともに時定数回路２７を構成するコンデンサで
ある。主スイッチングトランジスタ２５のベース回路に
抵抗４０，５０、コンデンサ４１、ダイオード４２から
なる起動回路１５が付加されている。抵抗４０は電力ロ
スを伴うので高抵抗とし、強い起動のためにはコンデン
サ４１の容量を大きくする。抵抗５０は分圧用の抵抗で
ある。回路Ｕ２も回路Ｕ１と同様に構成されている。

【００２２】図１の電源回路は次のように動作する。電
源スイッチＳＷ１をオンしたとき、トランスの巻線電圧
は零であり、コンデンサ４１の充電電圧も零である。抵
抗４０を流れる電流はわずかであり、コンデンサ４１を
充電しながら抵抗３５を通り、巻線２１を流れ、Ｂ点に
至るが、抵抗３５に大きな電位差を生じさせるほどの電
流ではない。よって、最初はＢ点、Ｃ点、Ｄ点はほぼ同
電位であるため主スイッチングトランジスタ２５もオフ
している。

【００２３】時間とともにコンデンサ４１は充電され、
Ｂ点とＤ点の電位差が主スイッチングトランジスタ２５
のベース・エミッタ間順方向電圧に達するとトランジス
タ２５が能動領域に入る。このとき帰環巻線２１から抵
抗３５、コンデンサ４１を通ってトランジスタ２５のベ
ースに至る正帰環ループが形成され、正帰還により主ス
イッチングトランジスタ２５は加速的にオンし、巻線２
１から抵抗３５を通って流れる大きなベース電流により
オンを続ける。このとき抵抗３５からコンデンサ４１に
流れる電流は、抵抗４０から逆充電される電流よりはる
かに大きいため、コンデンサ４１の電位はダイオード４
２の順方向電位となり、起動後はこのダイオード４２の
順方向電位で固定される。よって起動後にトランジスタ
２５のオフタイミングで抵抗４０，５０により、主スイ
ッチングトランジスタ２５が誤ってオンすることはな
い。

【００２４】回路Ｕ１がオン状態のときは、巻線２１，
２０の正帰還作用により、トランジスタ２５はオンし続
ける。コンデンサ２７Ｃの電圧は２７Ｒ×２７Ｃの時定
数で時間とともに上昇し、所定時間後にトランジスタ２
９をオンして、トランジスタ２５をオフする。トランジ
スタ２５がオフすると巻線２０の誘導により、巻線２０
の両端にかかる電圧が反転し、今度は回路Ｕ２側がオン
状態となる。

【００２５】トランジスタ２５がオフしてからトランジ
スタ２６がオンするまである時間を必要とするが、この
間トランジスタ２５はコンデンサ２７Ｃに蓄えられたオ
ーバチャージとトランジスタ２９自身のオフ時間により
オフ状態が保持されている。トランジスタ２５のオフ状
態が保持されている時間内にトランジスタ２６がオンす
るようにすることで、安定した動作が可能となる。トラ
ンジスタ２６がオンしてしまえば、トランジスタ２５は
０バイアスとなり、オフを続ける。

【００２６】時定数２８Ｒ×２８Ｃによる一定時間後、
今後はトランジスタ３０がオンし、トランジスタ２６が
オフする。このようにして発振モードが形成され、スイ
ッチングインバータとして動作する。

【００２７】電源スイッチＳＷ１をオフした時は、次の
ように動作する。 電源スイッチＳＷ１をオフしてもコンデンサＣ２に
電荷が蓄えられているので、そのまま発振し続ける。

【００２８】 直流電源１からコンデンサＣ２への電
荷の補給は停止されているため、コンデンサＣ２の電圧
（Ａ点の電位）は徐々に下がり、巻線２１に誘導される
電圧も低下する。

【００２９】 巻線２１に誘導される電圧により主ス
イッチングトランジスタ２５のベース・エミッタ間に印
加される電圧がその順方向電圧（約０．６Ｖ）より低下
すると、主スイッチングトランジスタ２５はもはやオン
できなくなるので、発振は停止する。

【００３０】 発振が停止してもコンデンサＣ２には
電荷が残っているので、コンデンサＣ２の放電電流が抵
抗４０→コンデンサ４１→抵抗３５→巻線２１→巻線２
０へと流れ、コンデンサ４１は徐々に逆充電されてい
く。発振が停止しているため、巻線２１からの逆充電打
消電流は生じ得ない。

【００３１】 しかし、コンデンサ４０はこの電流路
によって抵抗５０で分圧される電圧までしか充電されな
いので、この分圧される電圧（正確には抵抗５０＋抵抗
３５に分圧される電圧）が主スイッチングトランジスタ
２５のベース・エミッタ間順方向電圧（約０．６Ｖ）よ
りも低い値であれば、主スイッチングトランジスタ２５
はオンできず、発振は再開されない。したがって、コン
デンサＣ２の電荷は、そのまま抵抗４０，５０，３５、
巻線２１，２０を経て徐々に放電される。

【００３２】以上から明らかなように、分圧抵抗５０の
値を次の（イ）、（ロ）を満足するように抵抗４０，３
５等との関係で設定すれば、電源スイッチ２をオフした
時に発振の再開を防止できる。 （イ） 電源スイッチＳＷ１をオフ状態からオンした時
は、コンデンサＣ２の電圧＋Ｂ，−Ｂに対してコンデン
サ４１を主スイッチングトランジスタ２５をオンできる
電圧まで充電できる。 （ロ） 電源スイッチＳＷ１をオン状態からオフした時
は、発振を初めて停止した時のコンデンサＣ２の低下し
た電圧に対してコンデンサ４１を主スイッチングトラン
ジスタをオンできる電圧まで充電させない。

【００３３】なお、（ロ）は発振を１度も再開させない
ための条件である。抵抗５０に分割される電圧をこれよ
り高い電圧に設定した場合には、発振が何度か再開する
ことになるが、再開する回数を減少できる効果は得ら
れ、前記図３の分圧抵抗がないものに比べれば、短時間
で発振を停止させることができる。なお、分圧抵抗は抵
抗５０に代えて、点線で示す位置に抵抗５１を挿入する
ようにしてもよい。

【００３４】次に、この発明を特願平３−１６６３８３
号の電源回路に適用した実施例について説明する。ま
ず、この電源回路について説明する。この電源回路は、
電圧共振および電流共振の双方を利用してスイッチング
損失を極限まで減少させ変換効率の向上を図るととも
に、回路内の各部電圧および各部電流の動作波形をより
正弦波に近づけて低雑音化を図ったものである。

【００３５】この電源回路は、図４に示すように、直流
電源１と、それぞれ任意のタイミングでオンオフ可能な
スイッチング素子を含み、前記入力直流電源をスイッチ
ングして交流に変換し出力するスイッチング手段２と、
供給される交流入力を全波整流しコンデンサで平滑して
直流出力を取り出す直流出力手段３と、前記スイッチン
グ手段の出力端子に流れる電流に対して直列に形成され
る直列共振手段４と、前記スイッチング手段の出力端子
に生じる電圧に対して並列に形成される並列共振手段５
と、前記スイッチング手段のスイッチング素子を間欠的
にオンするように制御するタイミング制御手段６とを具
備してなる。

【００３６】図５は、図４のブロツクを今少し構成的に
示した基本原理構成図である。図５に示す基本原理構成
の動作を、各部の動作タイミングを示す図６を用いて説
明する。

【００３７】図５においてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２
が、図６（カ）（キ）のタイミングでオン、オフを繰り
返している時、電源電圧＋ＶＩ、−ＶＩは、Ａ点におい
てほぼ波高値ＶＩの交流となり、インダクタンスＬ２、
コンデンサＣ２を通ってダイオードＤ１、ダイオードＤ
２で整流され、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４で平滑
されて、ＺＶ１の直流となり、負荷ＲＬに電流が流れて
いる。

【００３８】Ｓ１がオンしている時、Ｄ１が順方向とな
りチャージ電流がＣ３に流れ込むが、Ｓ１およびＤ１の
インピーダンスが十分小さいとして、Ｃ３＞＞Ｃ２に設
定されているため、この電流はＬ２とＣ２による正弦波
状の直列共振電流となる（図６中（イ）参照）。この共
振電流は、半波経過して電流の向きが逆になるところで
Ｄ１が逆電圧となりオフするため、直列共振できなくな
り、共振が停止する。つまり、共振電流が半波終了して
電流が零に戻ったところで共振は自動的に止まる。

【００３９】この時Ｃ２には、流れた共振電流に対応し
た電荷が蓄積され両端に電圧が残る（図６中（オ）参
照）。この電荷ＱＣ２＝Ｃ２・ＶＣ２は次のＳ２がオフ
するサイクルで負荷に放出されるので、エネルギのロス
にはならない。またインダクダンスに畜えられるエネル
ギは、電流に比例するため、電流零で共振が止まったと
きＬ２のエネルギは零である。このことは、ここでの有
害なノイズの発生が極めて少ないことを意味するととも
に、最終的な回路で電圧共振モードが成立する大きなポ
イントである。

【００４０】Ｌ２の磁気エネルギを完全に零にするに
は、共振電流が零にもどるまでＳ１をオンしておく必要
がある。共振電流が零になった後はＳ１をオンし続けて
も何も起らないが、エネルギを伝達しない時間が長くな
るだけで非効率的なため、多少のマージンを見てオフす
ればよい。Ｌ２、Ｃ２による共振の時間は一定であるた
め、Ｓ１のオン時間も一定値でよい。

【００４１】Ｓ１をオフする時、電流共振は終了し、電
流が零になっているため、Ｓ１を流れる電流はインダク
タンスＬ１に流れる電流のみである。Ｌ１の値はＬ２、
Ｃ２と独立して設定でき、Ｌ１＞＞Ｌ２とすることで、
Ｌ１を流れる電流は、Ｌ２、Ｃ２の共振電流に比べて十
分小さな値とできるため、Ｓ１はほとんど零電流オフと
なり、オフ時の損失が極めて小さくなる。Ｓ１がオフす
ると（まだＳ２はオンしていないためＳ１、Ｓ２ともに
オフ）Ｄ１、Ｄ２もオフしているためここでの動作は単
にＬ１とコンデンサＣ１のみとなる。

【００４２】Ｓ１がオンしている間にＬ１に蓄えられた
磁気エネルギー（電流）はＣ１との並列共振を動作させ
るエネルギとなり、Ａ点の電圧を正弦波状で低下させ、
零を超えて−ＶＩに近づいていく。この間の動作が電圧
共振モードである。なお、電圧共振波形は原理的には電
圧基準電位（図６（ア）中に零と表記した電位）と交差
する点に対して上下点対称の形となり図６（ア）のごと
く形成されるはずであるが、回路構成によっては（具体
的には、タイミング制御回路等がその結合巻線を介して
この電圧共振のエネルギを一部消費しているような場合
が考えられる）、波形変形が生じ得る。

【００４３】Ａ点の電位が−ＶＩ近く（Ｃ４の一端電位
より下ると）になると、Ｄ２がオンし、Ｌ１の残ってい
るエネルギ（電流）をＬ２、Ｃ２、Ｄ２を通じてＣ４に
放出するがＬ１の電流はもともと小さく設定されている
ため、電流的には大きな変化とならず、Ａ点の電位が−
ＶＩ近くで止っている状態となる。このままＳ１、Ｓ２
をオフし続けると、Ｓ１がオンしていた時間の約半分の
時間でＬ１の磁気エネルギー（電流）は零となりＬ１
（Ｃ１）の両端電圧は−ＶＩ近くの電位から零に向かっ
て落ちてゆくことになる。逆に言えばＳ１のオン時間の
約半分の時間は、Ｌ１の磁気エネルギーでＡ点を−ＶＩ
近くの電位に保持できるため、その間にＳ２をオンすれ
ば、Ｓ２はその両端電圧が非常に小さい状態でオンする
零電圧オン動作となり、オン時の損失も極めて小さくな
る。

【００４４】Ｓ２をオンさせる時の両端電圧（上記−Ｖ
Ｉ近くと表現した値と−ＶＩとの差）は厳密に言えば零
でなく、主にＳ１のオン時の電流共振後に残ったＶＣ２
等による電圧が存在している。しかし、ＶＣ２はＣ２の
値によって異なった値となる。同じ共振周波数でもＬ２
とのかね合いでＣ２の設定には自由度があり、一般的
に、直列共振が正常に起こる範囲でＣ２を大きくＬ２を
小さくしたほうがロスが小さくなるのでＶＣ２も結果的
に小さい値となり、ＶＩに比べればほとんど無視できる
電圧となる。

【００４５】Ｓ２をオンすると負側の電流共振が生じＣ
４にチャージ電流が流れる。以後は図６に示すように上
述した動作をＳ１とＳ２の立場を入れ換えつつ繰り返し
ていく。

【００４６】Ｓ１をオフしてからＳ２をオンするまでの
時間は、Ｌ１、Ｃ１による電圧共振によりＡ点が−ＶＩ
近くに達する時間より多少長くとればよく、これもそれ
以上長く取りすぎても非効率なだけである。この時間も
それほど厳密な設定を必要とせず、固定値でよい。

【００４７】なお、念のため、Ｓ１、Ｓ２のオン期間
と、Ｓ１またはＳ２をオフしてからＳ２またはＳ１をオ
ンするまでの時間について、今少し検討しておくと、一
般的には、各スイッチ素子のオン期間が前記直列共振手
段の共振半周期より大きく、両スイッチ素子の双方オフ
期間が前記並列共振手段の共振周期の１／２より小さく
なるようにしてやればよいといえるが、その際にも、Ｌ
１、Ｃ１による電圧共振回路に予め与えられるエネルギ
量についての検討と、加えて同一の並列共振周波数とす
る場合でもＬ１とＣ１の各値の設定のしかたに注意すべ
きであろう。すなわち、各スイッチ素子のオン期間がそ
の付与エネルギを決定しているわけであり、与えられた
エネルギ（すなわちオン期間相当値）に対してオフ期間
はおのずと制約を受けることになる。解析によれば、実
際には、オン期間とオフ期間が決定されれば、その時点
でスイッチング周波数は決まり、この発明の動作を満足
する並列共振（電圧共振）周波数、および並列共振波形
の利用部分は一義的に決ってしまうことが判明してい
る。例えば、オン期間を有限小（ほぼ零）に設定する
と、その場合の電圧共振波形は、スイッチング周波数と
ほぼ同一周波数でほぼ正弦波上に変化をするように見え
る。なお、場合によつては電圧共振の電圧ピーク値に達
しても、いまだ所望の２ＶＩなる出力端電位変化を実現
し得ない場合も有り得るので注意が必要である。

【００４８】さらに、以上の説明から明かなように、各
共振回路の値の設定条件として、Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞
＞Ｃ１であることが望ましく、整流方式は全波整流方式
とする必要があり、また、平滑方式は、電流共振のため
にコンデンサインプット方式とし、平滑コンデンサの容
量は直列共振手段のコンデンサより相当に大きくして、
電流共振のＱが低下しないようにする必要がある。

【００４９】次に、上述した原理構成の実用的価値につ
いて今少し詳細に吟味してみる。まず、図５に示される
原理構成の出力電圧の設定について述べる。この原理構
成は、一見、トランス等の電圧変換手段が見えないた
め、出力電圧の調整ができないようにも見える。しか
し、出力整流回路構成を２倍以上の倍電圧化構成とすれ
ば、入力電圧と出力電圧が整数倍の関係で変化する。ま
た、並列共振手段のインダクタンスを自己トランスとし
て構成すれば任意の電圧出力を得ることができる。すな
わち、インダクタンスＬ１を構成するトランス等の任意
の巻線位置に中間タップを設け、スイッチング回路出力
端と直列共振回路のスイッチング回路出力端側の一端を
必要端子間に接続してやれば任意の電圧出力が得られ
る。このように図４または図５に示す構成は出力電圧に
ついて相応の自由度を持つ。次に入出力間のアイソレー
ト機能について述べる。この種電源の一つの機能に、１
次側２次側の絶縁（アイソレート）があるが、図４また
は図５のように表現してしまうと、その機能はないかに
見えるが、中間トランス等を利用することにより絶縁機
能を具備させることができる。次に、負荷変動に対する
出力レギュレーションについて述べる。図４または図５
に示す構成は特別な定電圧機能は具備していない。これ
は、この電源回路の用途の１つとして、オーデイオ用電
力増幅器等の電源回路が想定されており、そのような用
途の場合には、増幅器出力に定格負荷より異常に小さい
負荷が接続されても回路がオーバーパワーとなり焼損す
ること等を防止するため出力段の定電圧化は通常行なわ
ないほうがよいためであるが、別の用途にこの電源回路
を用いる場合あるいは増幅器の電源でも何らかの理由か
ら定電圧化が必要な時には、さらに定電圧化のための付
加構成をつけたり、あるいはこの電源回路の後段側に、
例えばシリーズレギュレータをつければ済むことであ
る。また、基本的な負荷電力追従性（負荷電流が変動し
ても、出力電圧がほぼ一定で出力電流のみ変化する機
能）については、通常のトランス電源回路同様、図４ま
たは図５の構成も当然備えている。すなわち、負荷電流
に応じて出力取出コンデンサの電圧低下が決まり、この
電圧低下の電圧差Ｖが、直列共振手段の両端インピーダ
ンスＺ（原理的には零、但し実際には有限小値）に印加
され、ほぼＶ／Ｚで定まる直列共振電流が流れる。すな
わち、大電力消費時には共振電流は大きく、小電力消費
時に小さい。

【００５０】上述した原理構成を実際の回路として具体
化しようとする場合、上述した原理構成の説明からも明
かなように、各共振回路の値の実際の設定条件として、
Ｌ１＞＞Ｌ２、Ｃ２＞＞Ｃ１であることが望ましいた
め、Ｌ１は、トランスの１次自己インダクタンス、Ｌ２
は、独立したインダクタンスを使用するかまたはトラン
スの１次２次間の漏れインダクタンスを利用する方法が
有効的に用い得る。また整流回路は、トランスの２次側
に来るため、センタタップ方式かブリッジ方式のどちら
でもよいが、電流共振を正負の電流で行なわせる必要が
あるため全波整流方式とする必要がある。平滑方式は、
電流共振のために、コンデンサインプット方式とし、Ｃ
３＞＞Ｃ２として電流共振のＱが低下しないようにす
る。

【００５１】トランスを１次側から見たとき、図７のよ
うに見える。トランスはもともと、自己インダクタンス
と漏れインダクタンスを持っているので、設計時にこれ
を適切な値にすることで、図５のＬ１、Ｌ２の代わりに
使用できる。また、一般的なトランスではもともとＬ１
＞Ｌ２となっている。

【００５２】図５に示す原理構成回路を変形すると図８
のようになる。図８において、電流共振は、Ｌ２と２分
割されたＣ２で行なわれ、電圧共振は２分割されたＣ１
とＬ１で行なわれる。電圧共振のループ内にはＬ２、Ｃ
２も含まれる点で、図５のものとと異なるかに見える
が、Ｌ２＜＜Ｌ１、Ｃ２＞＞Ｃ１であるため、Ｌ２、Ｃ
２の存在は電圧共振に影響を与えることはなく、実質的
な電圧共振は図５の構成と同様にＣ１とＬ１で行なわれ
る。

【００５３】図９は、自己インダクタンスＬ１と漏れイ
ンダクタンスＬ２を持つトランスＴ１を使用したより具
体的な実施回路である。出力回路はセンタタップ方式と
してある。センタタップ方式を採用した理由は、各整流
サイクルにおける整流経路上のダイオード数を減らして
これらダイオードによる損失を最小限にし回路全体の効
率向上に寄与させるためである。そして、Ｓ１、Ｓ２の
ベースは、図６（カ）（キ）のようなタイミングを持つ
駆動回路により、固定タイミングでドライブされる。こ
のように極めてシンプルな回路で、ローノイズ、高効率
の電源回路が実現できる。

【００５４】以上述べた電源回路の構成についてその効
果をまとめると次のようになる。電流共振による効果と
してまず電流性ノイズの低減がある。電流性ノイズは特
に電流の多いところで電流の急な変化を生じさせると多
量に発生するが、電流共振により正弦波状に変化した電
流が零になったところで自動的に止まるため、ノイズの
発生が極めて少ない。次に効率の改善であるがＳ１、Ｓ
２が零電流オフとなるとともにＤ１、Ｄ２も電流が零に
なってから電圧が反転するため、リカバリーの時間の影
響が少なく、これに起因する効率の悪化がなくなる。電
圧共振による効果もノイズの低減と効率の向上にある。
電源回路に使われる半導体等の部品は放熱のためシャー
シ等に絶縁物を介して取り付けられるがこれより、部品
電極とシャーシは電気容量をもつことになる。よって部
品電極が交流信号をもつこの容量を通じて電流が流れ、
コモンモードノイズの主な原因となる。また半導体はそ
れ自身接合容量をもち、インダクタンスやトランスも線
間容量をもっている。これらの容量は回路図上に表われ
ないが現実にはそれぞれの部品や回路基盤中に存在して
いるため、回路が動作している時にはこれらの容量には
すべて電流が流れている。この電流は容量に流れる電流
であるため電圧の変化が（ｄＶ／ｄＴ）大きいほど大き
な電流となり、方形波でスイッチングした場合、パルス
状の電流となり、電流性ノイズとなったり、シャーシに
流れた電流はパルス状のコモンモードノイズの原因とな
る。また、このパルス状の電流はスイッチングトランジ
スタから供給されるため当然それは損失を生じ効率を低
下させる。ｄＶ／ｄＴの大きな電圧は高い周波数成分を
含むため回路から直接放射される電波（不要副射）も当
然大きくなる。

【００５５】電圧共振を利用して波形を正弦波の一部と
し、ｄＶ／ｄＴを小さくすることで、これらの改善が実
現できるが、この発明では、この電圧共振がＳ１、Ｓ２
双方ともオンしている時にＬ１、Ｃ１のみで作られるた
め、スイッチング素子の損失が発生せず、Ｌ１、Ｃ１を
流れる電流も相互のエネルギの移動だけであって、無効
電力のみであり、電圧共振による損失は極めて少ない
（原理的には零である）。

【００５６】ここで重要なことは、電圧性のノイズを低
減するには、回路内のすべての端子の電圧波形のｄＶ／
ｄＴが小さいことが必要である。一箇所でも方形波形が
あればそこがノイズ源となってしまう。一般的な電圧共
振形の電源回路は、回路中のあるポイント（例えばトラ
ンス出力とか）が正弦波状になるものの（他の回路部分
に）方形波形が存在しているものが多い。この電源回路
は、実用的なローノイズ化を最重点目標としており、す
べての電圧波形がＬ１、Ｃ１の電圧共振波形と相似にな
ることが特長である。この点が満たされた理由は、電流
共振と時間を分けて電圧共振を利用しているためであ
る。電流共振によりＳ１、Ｓ２、Ｄ２の電流を零にし、
Ｌ２の磁気エネルギも零にしてから、電圧共振モードに
もち込み、Ｓ１、Ｓ２、Ｄ１、Ｄ２をオフの状態にして
おくことで電圧共振モード中のＬ２、Ｃ２の電流移動を
零にすることでＡ点とＡ’点の波形を同じにしている。
これにより、Ｌ１、Ｃ１の端子電圧波形とＳ１、Ｓ２、
Ｌ２、Ｃ２、Ｄ１、Ｄ２のすべての端子の波形が同じ
（相似）になり、方形波形は回路中から消える。

【００５７】以上説明した電源回路にこの発明を適用し
た一実施例を図１０に示す。直流電源１の電圧＋Ｂ，−
Ｂは電源スイッチＳＷ１を介してコンデンサＣ２，Ｃ２
に印加されている。回路Ｕ１，Ｕ２は前記図１の構成に
加えて、主スイッチングトランジスタ２５，２６のオン
タイミングを遅らせて図６（カ）（キ）に示すような双
方トランジスタのオフ期間を形成するための時定数回路
が設けられている。すなわち、主スイッチングトランジ
スタ２５，２６の各ベース・コレクタ間に接続されたコ
ンデンサ３５Ｃ，３６Ｃであって、これらは図１の構成
中の抵抗３５，３６に相当する抵抗３５Ｒ，３６Ｒと協
働してオンタイミングを所定時間遅らせる作用をする。
起動回路の動作は、図１と同様であり起動回路１５，１
５′で自己起動して自励発振する。電圧共振は２分割さ
れたＣ１と巻線２０の自己インダクタンスＬ２で行なわ
れる。電流共振は２分割されたＣ２と巻線２０の漏れイ
ンダクタンスＬ１で行なわれる。トランスＴ１の２次側
出力はダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ₀ で整
流、平滑されて負荷ＲＬに供給される。この回路におい
ても前記図１と同様に分圧抵抗５０，５０′または５
１，５１′により、電源スイッチＳＷ１をオフした時の
再発振が防止される。

【００５８】図１０の電源回路の具体的回路構成を図１
１に示す。図１１において、各構成部品に付記した定数
は具体的な設計定数の一例である。また各構成部品の指
示符号は上述した説明の中の対応する構成要素と同一の
符号を付してある。この具体的回路構成においては、商
用ＡＣ電源として１００Ｖ系／２００Ｖ系を切り換えて
利用できるように構成されている。１００Ｖ系のＡＣ電
源が用いられた場合には、倍電圧整流構成となる。入力
平滑コンデンサの中間接続点は基準電位として利用でき
るため、ここでは直列共振コンデンサ（Ｃ２）が電源ラ
インへの２分割構成ではなくトランス巻線に単独にＣ
２′として接続されている。このようなコンデンサ介挿
法によればコンデンサ自体の耐圧が小さくて済み、特性
的にも損失の少ないフィルムコンが容易に利用できる。
この電源回路は、定格出力５００Ｗ（最大１ｋＷ）で設
計されており、スイッチング周波数が３５ｋＨｚ、電流
共振周波数が５０ｋＨｚ、電圧共振周波数が６０ｋＨｚ
であって、トランスの自己インダクタンス実測値は２．
３ｍＨ、また漏れインダクタンス実測値は２．３μＨで
あつた。この具体的回路構成においては、商用ＡＣ電源
を平滑コンデンサの入力電力に対する平滑コンデンサか
ら取り出される出力電力の比で表される効率実測値は約
９７％（通常トランス電源では約８０％、従来のスイッ
チング電源では約８０〜８５％）であつた。また、この
電源回路は従来のスイッチング電源に比べてノイズ発生
量が３０ｄＢ近く低減でき、具体的には、この電源回路
を特にシールド等を設けることなく裸で動作させ近くで
ＡＭラジオ受信をしても実用上何ら問題とないレベルと
なっている。

【００５９】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、電源用コンデンサの電圧を分圧手段で分圧して起動
回路の第２のコンデンサに印加するようにしたので、電
源スイッチをオフして電源用コンデンサの電圧が低下し
て発振が停止すると、第２のコンデンサが充電されても
主スイッチングトランジスタをオンさせる電圧に至らな
いようにすることができるので、発振の再開を確実に防
止でき、あるいは発振の再開を完全には防止できないま
でも再開回数を減少でき、短時間で発振を停止させるこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】 従来の自励式スイッチングインバータ形式の
電源回路を示す回路図である。

【図３】 図２の回路に起動回路を付加した回路図であ
る。

【図４】 特願平３−１６６３８３号に記載の電源回路
の基本原理を示す概略ブロック図である。

【図５】 図４の電源回路の基本原理構成を示す構成回
路図である。

【図６】 図５に示す原理構成の動作を説明するタイミ
ング図である。

【図７】 トランスの等価回路を説明する説明図であ
る。

【図８】 図５に示す原理構成の変形を説明する回路図
である。

【図９】 図５に示す原理構成を変形した構成を示す回
路図である。

【図１０】 図５〜図９で説明した電源回路にこの発明
を適用した一実施例を示す回路図である。

【図１１】 図１０の回路の具体回路構成図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 １５，１５′ 起動回路（第２の時定数回路） ２０ 負荷巻線 ２１，２２ 帰還巻線 ２５ 第１の主スイッチングトランジスタ ２６ 第２の主スイッチングトランジスタ ２７ 第１の時定数回路 ２８ 第１の時定数回路 ２７Ｒ，２８Ｒ 第１の抵抗 ２７Ｃ，２８Ｃ 第１のコンデンサ ２９ 第１の補助スイッチングトランジスタ ３０ 第２の補助スイッチングトランジスタ ４０，４０′ 第２の抵抗 ４１，４１′ 第２のコンデンサ ５０，５０′，５１，５１′ 分圧抵抗（分圧手段）

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、 この直流電源をオン、オフする電源スイッチと、 この電源スイッチがオンされている時に前記直流電源に
   よって充電される電源用コンデンサと、 この電源用コンデンサに主電流路が直列接続された第１
   と第２の主スイッチングトランジスタと、 前記第１と第２の主スイッチングトランジスタの接続点
   と前記電源用コンデンサの中間電位との間に接続された
   負荷巻線と、 前記第１と第２の主スイッチングトランジスタのベース
   ・エミッタ間に接続されて、当該第１または第２の主ス
   イッチングトランジスタから前記負荷巻線に電流が流さ
   れた時に、当該負荷巻線による相互誘導起電力を当該第
   １または第２の主スイッチングトランジスタに対し正帰
   還となるように発生する帰還巻線と、 前記帰還巻線の両端に直列接続されて、当該帰還巻線の
   誘導起電力により駆動される第１の抵抗と第１のコンデ
   ンサから成る第１の時定数回路と、 主電流路が前記第１と第２の主スイッチングトランジス
   タのベース・エミッタ間にそれぞれ接続されて、当該第
   １または第２の主スイッチングトランジスタがオンして
   いる時に、前記第１の時定数回路の出力が所定レベルに
   達することによってオンされて、当該第１または第２の
   主スイッチングトランジスタのベース電流を短絡して、
   当該第１または第２の主スイッチングトランジスタをオ
   フする第１と第２の補助スイッチングトランジスタと、 前記電源用コンデンサと前記帰還巻線との間に第２の抵
   抗と第２のコンデンサの直列接続回路を介挿し、前記主
   スイッチングトランジスタがオフの時に前記電源用コン
   デンサから前記帰還巻線を経て前記負荷巻線に至る電流
   路を形成し、当該第２のコンデンサの電圧を前記主スイ
   ッチングトランジスタのベースに印加する第２の時定数
   回路からなる起動回路と、 前記電源用コンデンサの電圧を前記第２の抵抗との間で
   分圧して前記第２のコンデンサに印加する分圧手段と、 を具備してなる電源回路。