JP2977604B2 - インバータ制御式エンジン発電機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、携帯用の交流電源装置等に使用されるイン
バータ制御方式のエンジン発電機に関する。

（従来の技術） 近年、携帯用の交流電源装置には，出力周波数を安定
化させるためにインバータ装置を使用することが多くな
ってきており、例えばエンジンで駆動される交流発電機
によって商用周波数の交流電力を出力する携帯用電源装
置においては、エンジンを回転数の高い領域にて運転さ
せて発電機から高出力の交流電流を得、この交流電流を
一旦直流に変換した後、インバータ装置により商用周波
数の交流に変換して出力するようにした装置が、実開昭
59−132398号公報等によって知られている。

（発明が解決しようとする課題） ところで、インバータ装置を駆動するための駆動電源
は一般に発電機出力に頼っており、且つエンジンの始動
初期における発電機の低速回転域では発電機出力が十分
でないことにより、エンジン始動時にインバータ装置の
駆動電源の電源電圧が不安定になり易い。特にインバー
タ装置がFETブリッジ回路で構成される場合において、
上記のような電源電圧が不安定な状態にあるときには、
本来オフしているべきFETが外乱等で不規則にオン動作
しないように構成する必要があり、対策にたいへん苦慮
していた。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、エンジ
ンの始動初期におけるインバータ回路の不安定動作を抑
制したインバータ制御式エンジン発電機を提供すること
を目的とする。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために本発明によれば、エンジン
と、このエンジンで駆動される発電機と、サイリスタブ
リッジ回路を含み、前記発電機の出力巻線の交流出力を
整流して所定の直流電圧に維持する直流電圧制御回路
と、この直流電圧制御回路からの出力電力を所定周波数
の交流出力電力に変換するインバータ回路とを有するイ
ンバータ制御式エンジン発電機において、前記直流電圧
制御回路は、前記エンジンの回転数が定格運転時の回転
数よりも低い値に設定した設定値以下のときには整流出
力電圧を前記サイリスタブリッジ回路にフィードバック
して前記所定の直流電圧に維持するためのフィードバッ
ク制御を禁止して整流出力を前記インバータ回路へ供給
しないように構成するとともに、前記エンジンの回転数
が前記設定値を越えたときから前記フィードバック制御
をソフトスタートさせることにより前記サイリスタブリ
ッジ回路の導通電流量を徐々に増加させて前記所定の直
流電圧にまで至らしめるように構成することを特徴とす
るインバータ制御式エンジン発電機が提供される。

（作用） エンジンで駆動される発電機の出力巻線からの交流出
力は、直流電圧制御回路で整流されて所定の直流電圧に
維持されるように整流出力電圧に基づくフィードバック
制御が行われ、続くインバータ回路で所定周波数の交流
出力電力に変換される。直流電圧制御回路では、エンジ
ンの回転数が定格運転時の回転数よりも低く設定した設
定値を越えていることを条件として前記所定の直流電圧
に維持するようにフィードバック制御が行われる。エン
ジンの始動時等の回転数が低い時点では前記フィードバ
ック制御は禁止され、前記直流電圧制御回路からの整流
出力はインバータ回路へ供給されない。エンジンの回転
数が前記設定値を越えたときから前記フィードバック制
御をソフトスタートさせることにより直流変換制御回路
を構成するサイリスタブリッジ回路の導通電流量を徐々
に増加させて前記所定の直流電圧にまで至らしめるよう
にする。

（実施例） 以下、本発明の実施例を添付図面を参照して説明す
る。

第１図は、本発明に係るインバータ制御式エンジン発
電機の全体構成図であり、図中１、２はそれぞれ交流発
電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、１
は三相出力巻線、２は単相補助巻線である。また回転子
（図示せず）には多極の永久磁石の磁極が形成されてお
り、エンジン（図示せず）によって回転駆動されるよう
に構成されている。三相出力巻線１の出力端は、３つの
サイリスタと３つのダイオードとで構成されるブリッジ
整流回路３に接続され、ブリッジ整流回路３の出力端は
平滑回路４に接続される。

単相補助巻線２の出力端は、正負両極出力端子E,Fを
有する定電圧供給装置５に接続される。定電圧供給装置
５は２組の整流回路、平滑回路、定電圧回路5aから成
り、単相補助巻線２からの一の方向の電流に対しては一
方の組の各回路が働き、反対の方向の電流に対しては他
方の組の各回路が働き、これによって出力端子E,Fに夫
々正負の定電圧が出力される。

６はサイリスタ制御回路であり、電源入力側の一端が
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、他端が
平滑回路４の正極側端子とともに接地される。サイリス
タ制御回路６の信号入力端はコンデンサC1,抵抗R1〜R3
の直列回路で構成され、コンデンサC1側の一端は定電圧
供給装置５の正極出力端子Ｅに接続され、抵抗R3側の他
端は平滑回路４の負極側端子に接続される。抵抗R1と抵
抗R2との接続点はトランジスタQ1のベースに、このトラ
ンジスタQ1のコレクタはトランジスタQ2のベースに、こ
のトランジスタQ2のコレクタはブリッジ整流回路３の各
サイリスタのゲート入力回路に接続され、抵抗R1と抵抗
R2との接続点の電位に応じてゲート入力回路の入力信号
を制御するように構成されている（サイリスタ制御回路
６に関する詳細な説明は、本願出願人による特願平１−
230908号に開示されるのでここでは省略する）。

コンデンサC1と抵抗R1との接続点Ｋには過渡抑制回路
７の出力側が接続される。過渡抑制回路７は、本発明の
主要部に係るものであり次のように構成される。即ち、
定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅ側に設けられた定電
圧回路5aの入力側（Ｇ）にツェナーダイオードD1のカソ
ード側が接続され、ツェナーダイオードD1のアノード側
が抵抗R4,R5を介して定電圧供給装置５の負極出力端子
Ｆに接続される。抵抗R4,R5の接続点はオペアンプから
成る反転比較器701の反転端子（−）に接続され、反転
比較器701の非反転端子（＋）は抵抗を介して接地され
る。反転比較器701の出力側はNOR回路702の入力側に接
続され、一方NOR回路702の入力側のもう１つの端子には
エンジン発電機の過電流状態等の、保護が必要な状態に
なっていることを検出するための保護装置８が接続さ
れ、保護が必要な状態を検出した時に高レベル信号がNO
R回路702に供給される。NOR回路702の出力側はインバー
タ703,抵抗R6を介してトランジスタQ3のベースに接続さ
れる。トランジスタQ3のエミッタは定電圧供給装置５の
負極出力端子Ｆに接続され、一方コレクタは、抵抗R7を
介して定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続される
とともにコンデンサC2を介して定電圧供給装置５の負極
出力端子Ｆに接続される。コンデンサC2の正極端子には
トランジスタQ4のベースが接続され、トランジスタQ4の
コレクタは定電圧供給装置５の正極出力端子Ｅに接続さ
れ、一方エミッタは、ダイオードD2のアノードに接続さ
れるとともにサイリスタ制御回路６のコンデンサC1と抵
抗R1との接続点Ｋに接続される。ダイオードD2のカソー
ドはコンデンサC2の正極端子に接続される。

ブリッジ整流回路3,サイリスタ制御回路６及び過渡抑
制回路７が直流電圧制御回路を構成する。

平滑回路４の出力側はインバータ回路９に接続され
る。インバータ回路９は４つのFET（電界効果トランジ
スタ）Q5〜Q8から成るブリッジ回路で構成される。FETQ
5〜Q8の各ゲート端子に接続される駆動信号回路に関し
ては後述する。

インバータ回路９の出力側はローパスフィルタから成
る出力回路10を介して負荷（図示せず）が接続される出
力端子11,12に接続される。

出力端子11,12の両端（ローパスフィルタを構成する
コンデンサの両端Ｈ）は、分割抵抗や差動アンプから成
る検出回路13に接続される。検出回路13は、出力端子1
1,12に現れる出力電圧の波形どうしを直接比較すること
によって出力の波形歪みあるいはオフセット成分を検出
し、検出信号を出力するものである。

14は商用周波数、例えば50Hzまたは60Hzの正弦波を発
生する正弦波発振器である。この正弦波発振器14の出力
側と検出回路13の出力側とは差動アンプ15に接続され
る。差動アンプ15は、正弦波発振器14から出力される正
弦波の振幅基準レベルを検出回路13から出力される検出
信号で補正し、補正された正弦波信号を出力するもので
ある。

16は矩形波発振器であり、この矩形波発振器16で発振
される矩形波の周波数は正弦波発振器14から出力される
正弦波の周波数よりも格段に大きい値に設定される。矩
形波発振器16の出力側は積分回路17に接続され、積分回
路17は矩形波を積分して三角波信号に変換する。

差動アンプ15から出力される補正された正弦波信号と
積分回路17から出力される三角波信号とは重畳されてイ
ンバータバッファ18に供給される。インバータバッファ
18は所定のしきい値（スレッシュホールドレベル）を有
し、このしきい値を越えたレベルの信号が入力したとき
は低レベルの信号を出力し、一方しきい値以下のレベル
の信号が入力したときは高レベルの信号を出力し、いわ
ゆるパルス幅変調（PWM）信号を形成するものであり、
例えばゲート端子への入力信号に対し固定されたしきい
値を有するＣ−MOSゲートICで構成する。

インバータバッファ18の出力側は、インバータ19を経
てNAND回路20の一方の入力端に入力するとともにそのま
ま直接NAND回路21の一方の入力端にも入力する。NAND回
路20の他方の入力端とNAND回路21の他方の入力端には過
渡抑制回路７のNOR回路702の出力端Ｊが接続される。

NAND回路20,21の各出力側はFETゲート駆動信号用回路
22,23に夫々接続される。FETゲート駆動信号用回路22は
プッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオード、低周波
数成分カット用のコンデンサC3、パルストランスA,Cの
一次側コイルから構成され、同様にFETゲート駆動信号
用回路23はプッシュプル増幅器、サージ吸収用ダイオー
ド、低周波成分カット用のコンデンサC4、パルストラン
スB,Dの一次側コイルから構成される。

パルストランスＡの二次側コイル（インバータ回路９
内に表示）は減衰抵抗、復調用のコンデンサC5、双方向
電圧規制ダイオードD3,D4を介してFETQ5のゲートに接続
される。パルストランスB,C,Dの各二次側コイルも、パ
ルストランスＡの二次側回路と全く同様な回路を介して
FETQ6,Q7,Q8の各ゲートに夫々接続される。

次に、以上のように構成されるインバータ制御式エン
ジン発電機の作動について説明する。

エンジンの駆動に伴い三相出力巻線１から出力された
三相交流電力はブリッジ整流回路３で整流され、続く平
滑回路４で平滑されて直流電力に変換されるとともに、
平滑回路４での直流電圧の変動が抵抗R2,R3を介してサ
イリスタ制御回路６で検出され、その検出信号に基づい
てブリッジ整流回路３の各サイリスタに流れる電流量を
制御することにより平滑回路４の出力電圧が所定の直流
電圧に安定に維持されるようなフィードバック制御が行
われる。なおサイリスタ制御回路６には過渡制御回路７
からの出力信号も入力するが、この信号に基づくサイリ
スタ制御回路６及びブリッジ整流回路３の作動について
は後に詳述する。

インバータ回路９のFETQ5,Q7及びFETQ6,Q8のゲートに
は後述するパルス幅変調信号（PWM）信号が入力され、
このPWM信号に応じてFETQ5,Q7及びFETQ6,Q8を交互に導
通させることにより平滑回路４の直流出力をスイッチン
グ制御して出力回路10へ出力させる。出力回路10は高周
波成分をカットして商用周波数の交流電力を出力端子1
1,12から負荷に供給する。

出力端子11に現れる出力電圧の波形と出力端子12に現
れる出力電圧の波形は、検出回路13で比較され、その
差、即ち出力電圧の波形の歪みあるいはオフセット成分
が検出され、その検出信号が差動アンプ15に出力され
る。

差動アンプ15は、正弦波発振器14から出力された商用
周波数の正弦波信号と検出回路13から出力された出力電
圧の波形の歪みあるいは直流オフセット分等を含んだフ
ィードバック信号とを比較し、このフィードバック信号
によって正弦波信号の振幅基準レベルを補正し、この補
正された正弦波信号を出力する。

矩形波発振器16から出力された矩形波信号は積分回路
17で積分されて三角波信号に変換される。この三角波信
号と差動アンプ15からの補正正弦波信号とが重畳されて
重畳信号が形成され、インバータバッファ18に入力され
る。インバータバッファ18では、重畳信号がしきい値を
越えるときには低レベルの信号を出力し、一方しきい値
以下のときには高レベルの信号を出力して、結果的に三
角波信号を搬送波とし、補正正弦波によりパルス幅変調
されたPWM信号を出力することとなる。このPWM信号は、
補正された正弦波信号に基づき形成されるため、前記出
力電圧の歪み及びオフセット成分を減少させることが可
能となるとともに、応答時間がコンパレータ（約１μse
c）に比べ格段に速いインバータバッファ（約50nsec）
をPWM信号の形成に使用するため搬送波の周波数をより
高くすることが可能となり、これにより出力波形をより
正弦波に近似させた、より高品質の交流電力を供給する
ことを可能ならしめる。

インバータバッファ18から出力されたPWM信号は一方
はインバータ19で反転されてNAND回路20へ、他方はその
ままNAND回路21へ入力される。NAND回路20,21には過渡
抑制回路７から、過電流状態等の保護が必要な状態が検
出された時またはエンジン始動時等の低回転状態が検出
された時に低レベル信号が供給され、この時にはNAND回
路20,21の出力はPWM信号のいかんに拘らず高レベル信号
となり、この状態が継続されるためPWM信号は伝送され
ない。一方、保護を必要とする状態が検出されずかつエ
ンジン回転数も低回転でないときには過渡抑制回路７か
ら高レベル信号が供給され、この時にはNAND回路20,21
は夫々入力した反転または非反転PWM信号に応じて夫々
反転または非反転PWM信号を反転した信号を出力し、FET
ゲート駆動信号用回路22にはPWM信号が、またFETゲート
駆動信号用回路23には反転したPWM信号が供給される。

FETゲート駆動信号用回路22では、PWM信号は、プッシ
ュプル増幅された後、コンデンサC3で低周波成分、即ち
商用周波数成分がカットされる。コンデンサC3を通過す
る直前の信号は基準レベルに対し振幅一定のPWM信号で
あるが、この信号の平均電圧（積分値）は、正弦波発振
器14からの正弦波と同一の周期で変化しており、従って
このPWM信号はこの正弦波と同一の周波数（商用周波
数）成分を含んでいる。このPWM信号がコンデンサC3を
通過した後は商用周波数成分とは逆相にパルス列全体が
上下して平均電圧が常時零であるパルス信号列に変換さ
れる。

この平均電圧が常時零であるパルス信号列がパルスト
ランスA,Cの各一次コイルに供給されるので、パルスト
ランスA,Cを構成するトランスコアには、商用周波数成
分による磁気飽和の悪影響がほとんどなくなり、従って
トランスA,Cは、PWM搬送周波数で磁気飽和しない程度の
小型サイズのもので構成することが可能となる。

FETゲート駆動信号用回路23の作動も上記FETゲート駆
動信号用回路22の作動と全く同様である。

パルストランスＡの二次コイルから出力したパルス信
号はツェナーダイオードD3,D4の各降伏電圧と比較さ
れ、各降伏電圧を越えた分によりコンデンサC5が充放電
され、コンデンサC5の両端には各降伏電圧を越えた分に
よる平均電圧（これは商用周波数を有する）が現れる。
従って、FETQ5のゲート・ソース間には、商用周波数を
有するコンデンサC5の両端電圧と、パルストランスＡの
二次コイルから出力したパルス信号とが重畳した信号、
即ちコンデンサC3を通過前のPWM信号が復調される。FET
Q5は、PWM信号の正パルスがゲートに入力されている間
だけ導通する。

パルストランスＣの二次コイルから出力したパルス信
号も上述のパルストランスＡの二次コイルから出力した
パルス信号と全く同様に処理され、FETQ7の導通はFETQ5
の導通と同じタイミングで行われる。

パルストランスB,Dの二次コイルから出力したパルス
信号も上述のパルストランスA,Cの二次コイルから出力
したパルス信号と全く同様に処理される。但しパルスト
ランスB,Dに入力するPWM信号とパルストランスA,Cに入
力するPWM信号とは位相が逆であるから、FETQ5,Q7が導
通するときはFETQ6,Q8が非導通となり、反対にFETQ5,Q7
が非導通となるときはFETQ6,Q8が導通するように作動す
る。

以上のように、出力波形に基づきフィードバック補正
された商用周波数の正弦波を高周波の三角波でパルス幅
変調し、このパルス幅変調信号に基づきインバータ回路
９でスイッチング制御が行われ、その後出力回路10で搬
送周波数成分がカットされ、ほぼ正弦波に近似した商用
周波数の交流電力が出力端子11,12から負荷に供給され
る。

以上のインバータ回路９及び検出回路13乃至FETゲー
ト駆動信号用回路23の構成及び作動に関するより詳細な
説明は、既に平成２年11月13日付で本願出願人により出
願されたインバータ装置に記載されている。

次に本発明に係る過渡抑制回路７の作動を説明する。

エンジン始動直後は交流発電機の出力電圧が低いた
め、定電圧供給装置５を構成する定電圧回路5aの入力端
の電圧は低く、従って始動当初、ツェナーダイオードD1
の降伏電圧（定格運転時の回転数よりも低い値に設定し
たエンジン回転数の設定値に相当）を越えることはな
く、ツェナーダイオードD1は非導通である。そのため反
転比較器701の反転端子（−）は低レベルであり、反転
比較器701の出力は高レベルとなる。

NOR回路702は入力側の少なくとも一方に高レベル信号
が入力すれば低レベル信号を出力するので、NOR回路702
の出力は、反転比較器701の高レベル出力または保護装
置８の高レベル出力で低レベルとなる。

この低レベル信号がインバータ703で反転されて高レ
ベル信号となり、トランジスタQ3を導通してコンデンサ
C2を放電させる。従ってトランジスタQ4は非導通とな
り、コンデンサC1と抵抗R1との接続点Ｋの電位は低レベ
ルとなる。

従ってサイリスタ制御回路６のトランジスタQ1は非導
通となり、トランジスタQ2は導通となり、ブリッジ整流
回路３の各サイリスタのゲートには低レベル信号が供給
される。これにより、各サイリスタは導通せず、ブリッ
ジ整流回路３は整流出力を供給しない。即ち、エンジン
回転数が設定値以下であるか、または保護が必要な状態
が検出されたときにはブリッジ整流回路３は整流出力を
供給しないようにされ、これによりエンジン始動時にお
けるインバータ回路の不安定動作が抑制されるとともに
過負荷による過電流状態等の、保護が必要とされる状態
が検出された時の出力供給も停止される。

次に、エンジン始動後、交流発電機の出力電圧が徐々
に上昇し、定電圧回路5aの入力端の電圧が高くなり、ツ
ェナーダイオードD1の降伏電圧を越えると、即ちエンジ
ン回転数が設定値を越えるとツェナーダイオードD1は導
通し、反転比較器701の反転端子（−）は高レベルに転
じ、反転比較器701の出力は低レベルとなる。

このとき保護が必要な状態が検出されていなければ、
NOR回路702の出力は高レベルに転じ、インバータ703の
出力は低レベルとなる。従ってトランジスタQ3は非導通
となり、コンデンサC2は抵抗R7を介して充電が開始され
る。この充電によりコンデンサC2の正極側電位は、コン
デンサC2の容量及び抵抗R7の抵抗値で決まる時定数に基
づき徐々に上昇する。コンデンサC2の正極側電位の上昇
によりトランジスタQ4が導通するが、このトランジスタ
Q4の導通によりトランジスタQ4のエミッタ電位が上昇し
てトランジスタQ4のベース電位より高くなるようなこと
があればトランジスタQ4は非導通に転じるので、Ｋ点の
電位のコンデンサC2の正極側電位より僅か低い値に常時
維持されることになる。即ちＫ点の電位は、エンジン回
転数が設定値を越えた時点以降、コンデンサC2の容量及
び抵抗R7の抵抗値で決まる時定数に基づき徐々に上昇す
ることとなる。

従って、トランジスタQ1のベース・エミッタ間電圧は
徐々に上昇してトランジスタQ1は徐々に導通し、トラン
ジスタQ2は徐々に非導通となり、ブリッジ整流回路３の
各サイリスタに入力するゲート電圧は徐々に上昇し、こ
れに伴い、各サイリスタに流れる電流量が徐々に増して
いくことになる。そして最終的にＫ点電位が略定電圧供
給装置５の正極出力電位に至り、各サイリスタのゲート
電圧は抵抗R1と抵抗R2との接続点の電位を所定値に維持
するための所定のフィードバック制御入力値に至る。す
なわち、各サイリスタに入力するゲート信号の設定値を
零から徐々に上昇させていき、通常運転時のフィードバ
ック制御入力値に至らしめるのである。

斯くして、たとえエンジン始動のとき出力端子11,12
に負荷が接続されたままの状態であってもブリッジ整流
回路３の各サイリスタに急激に電流が突入することを防
止できるものである。それと同時に、ブリッジ整流回路
３の各サイリスタに入力するゲート電圧が徐々に上昇す
るように制御されることにより、平滑回路４の直流出力
はエンジン始動後徐々に上昇し、これによりインバータ
回路９の各FETに対して急激な電圧変化が加わることも
防止される。こうした防止効果は、エンジン始動時に出
力端子11,12に接続されている負荷が大きい程大きく、
特に負荷が短絡状態にある場合にはサイリスタやFETに
対する悪影響の抑制効果がきわめて大きい。

（発明の効果） 以上詳述したように本発明は、エンジンと、このエン
ジンで駆動される発電機と、サイリスタブリッジ回路を
含み、前記発電機の出力巻線の交流出力を整流して所定
の直流電圧に維持する直流電圧制御回路と、この直流電
圧制御回路からの出力電力を所定周波数の交流出力電力
に変換するインバータ回路とを有するインバータ制御式
エンジン発電機において、前記直流電圧制御回路は、前
記エンジンの回転数が定格運転時の回転数よりも低い値
に設定した設定値以下のときには整流出力電圧を前記サ
イリスタブリッジ回路にフィードバックして前記所定の
直流電圧に維持するためのフィードバック制御を禁止し
て整流出力を前記インバータ回路へ供給しないように構
成するとともに、前記エンジンの回転数が前記設定値を
越えたときから前記フィードバック制御をソフトスター
トさせることにより前記サイリスタブリッジ回路の導通
電流量を徐々に増加させて前記所定の直流電圧にまで至
らしめるように構成するので、エンジン始動時における
インバータ回路の不安定動作を抑制することができると
ともに、急激な出力電圧の立上がりも抑制されるため、
たとえ負荷が出力端子に接続されたまま始動操作が行わ
れたとしても、各電力素子への過渡的負担は大幅に低減
され得、各電力素子の劣化の要因を除くことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るインバータ制御式エンジン発電機
の全体構成図である。 1,2……三相出力巻線，単相補助巻線（発電機）、3,6,7
……ブリッジ整流回路，サイリスタ制御回路，過渡抑制
回路（直流電圧制御回路）、９……インバータ回路。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭47−43910（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−206275（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−142398（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−28899（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−56916（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−191392（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02P 9/00 - 9/48

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】エンジンと、このエンジンで駆動される発
   電機と、サイリスタブリッジ回路を含み、前記発電機の
   出力巻線の交流出力を整流して所定の直流電圧に維持す
   る直流電圧制御回路と、この直流電圧制御回路からの出
   力電力を所定周波数の交流出力電力に変換するインバー
   タ回路とを有するインバータ制御式エンジン発電機にお
   いて、前記直流電圧制御回路は、前記エンジンの回転数
   が定格運転時の回転数よりも低い値に設定した設定値以
   下のときには整流出力電圧を前記サイリスタブリッジ回
   路にフィードバックして前記所定の直流電圧に維持する
   ためのフィードバック制御を禁止して整流出力を前記イ
   ンバータ回路へ供給しないように構成するとともに、前
   記エンジンの回転数が前記設定値を越えたときから前記
   フィードバック制御をソフトスタートさせることにより
   前記サイリスタブリッジ回路の導通電流量を徐々に増加
   させて前記所定の直流電圧にまで至らしめるように構成
   することを特徴とするインバータ制御式エンジン発電
   機。
2. 【請求項２】前記直流電圧制御回路を、前記エンジンの
   回転数が前記設定値を越えた後は前記サイリスタブリッ
   ジ回路のゲート入力信号を所定のフィードバック制御入
   力値まで徐々に上昇させるように構成することを特徴と
   する請求項１記載のインバータ制御式エンジン発電機。