JP2918857B2 - デジタルセンターラインフィルタ - Google Patents
デジタルセンターラインフィルタInfo
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/0283—Filters characterised by the filter structure
- H03H17/0286—Combinations of filter structures
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- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Transplanting Machines (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Fittings On The Vehicle Exterior For Carrying Loads, And Devices For Holding Or Mounting Articles (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、レーダ受信機に関
し、特に、デジタルフィルタと結合されたベースバンド
アナログフィルタを含んでいるセンターラインフィルタ
に関する。
し、特に、デジタルフィルタと結合されたベースバンド
アナログフィルタを含んでいるセンターラインフィルタ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明は特に、空対空ミサイルで運ばれ
るレーダ受信機に有用性がある。受信機ではアナログセ
ンターラインフィルタが伝統的に使用されており、これ
は、それぞれセンターラインフィルタを必要とするいく
つかのチャネルを持っている。センターラインフィルタ
は、性能がほぼ同一でなければならない。連続信号の周
波数ｆs におけるデジタルサンプリングは、そのデジタ
ルデータ値がｆs の高調波に対するものと同じとなる。
例えば、0.9 ｆs 、1.9 ｆs 、2.9 ｆs 、3.9 ｆs 等の
間の差を区別することができない。これは、エーリアジ
ングや、フォールディングや、スペクトルのあいまいさ
と呼ばれている。問題は、２つの典型的な信号や多重信
号音において、高周波数干渉信号が所望の信号近くまた
はその上のスペクトルに折り返る（すなわちエーリアジ
ングする）時に生じる。アンチエーリアジングフィルタ
は、デジタルサンプリング前に潜在的なエーリアジング
周波数を取り除く。そしてユーザに信号の正しい周波数
が分かる。古典的なセンターラインフィルタは、対象と
する周波数の非常に狭い領域のみを通過させるので、ス
ーパーアンチエーリアジングフィルタと似ている。した
がってデジタルサンプリング後は、スペクトルエーリア
ジングは存在しない。
るレーダ受信機に有用性がある。受信機ではアナログセ
ンターラインフィルタが伝統的に使用されており、これ
は、それぞれセンターラインフィルタを必要とするいく
つかのチャネルを持っている。センターラインフィルタ
は、性能がほぼ同一でなければならない。連続信号の周
波数ｆs におけるデジタルサンプリングは、そのデジタ
ルデータ値がｆs の高調波に対するものと同じとなる。
例えば、0.9 ｆs 、1.9 ｆs 、2.9 ｆs 、3.9 ｆs 等の
間の差を区別することができない。これは、エーリアジ
ングや、フォールディングや、スペクトルのあいまいさ
と呼ばれている。問題は、２つの典型的な信号や多重信
号音において、高周波数干渉信号が所望の信号近くまた
はその上のスペクトルに折り返る（すなわちエーリアジ
ングする）時に生じる。アンチエーリアジングフィルタ
は、デジタルサンプリング前に潜在的なエーリアジング
周波数を取り除く。そしてユーザに信号の正しい周波数
が分かる。古典的なセンターラインフィルタは、対象と
する周波数の非常に狭い領域のみを通過させるので、ス
ーパーアンチエーリアジングフィルタと似ている。した
がってデジタルサンプリング後は、スペクトルエーリア
ジングは存在しない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】空間（大きさ）の懸念
はアナログフィルタの設計を制限し、アナログフィルタ
の遅いロールオフは、このタイプのフィルタをアンチエ
ーリアジングフィルタとして受け入れ難いものにする。
さらに、アナログフィルタは比較的高価である。従来の
アナログセンターラインフィルタはベースバンドで動作
し、周波数バンドをより高い中間周波数ＩＦに移動させ
ることは、フィルタのＱが非常に高いことから困難であ
る。さらに、周波数ドリフトによるチャネルマッチング
要求を満たすことは困難である。
はアナログフィルタの設計を制限し、アナログフィルタ
の遅いロールオフは、このタイプのフィルタをアンチエ
ーリアジングフィルタとして受け入れ難いものにする。
さらに、アナログフィルタは比較的高価である。従来の
アナログセンターラインフィルタはベースバンドで動作
し、周波数バンドをより高い中間周波数ＩＦに移動させ
ることは、フィルタのＱが非常に高いことから困難であ
る。さらに、周波数ドリフトによるチャネルマッチング
要求を満たすことは困難である。
【０００４】
【課題を解決するための手段】センターラインフィルタ
装置は、パルス反復周波数（ＰＲＦ）により特徴付けら
れるパルス信号の周波数スペクトルのｆc における単一
ライン以外のすべてをフィルタリングするために説明さ
れている。センターラインフィルタ装置は、ＰＲＦに整
合したノイズバンド幅特性を有し、アナログフィルタ信
号を供給するためにパルス信号をフィルタリングするベ
ースバンドアナログフィルタを含んでいる。アナログデ
ジタルコンバータは、アナログフィルタ信号に応答し
て、アナログフィルタ信号をデジタルコンバータ信号に
変換する。コンバータは、ＰＲＦと比較して高いレート
で、例えば３０対１程度で、アナログフィルタ信号をサ
ンプリングする。デジタルフィルタは、デジタルコンバ
ータ信号を処理し、複素数重み（すなわち、実数部と虚
数部を有する）をデジタルコンバータ信号に加える重み
付け手段を含んでいる。アナログフィルタとデジタルフ
ィルタは組合わされて機能し、ｆc が中心である狭いパ
スバンドを提供する複合フィルタ応答特性を有するフィ
ルタを提供する。
装置は、パルス反復周波数（ＰＲＦ）により特徴付けら
れるパルス信号の周波数スペクトルのｆc における単一
ライン以外のすべてをフィルタリングするために説明さ
れている。センターラインフィルタ装置は、ＰＲＦに整
合したノイズバンド幅特性を有し、アナログフィルタ信
号を供給するためにパルス信号をフィルタリングするベ
ースバンドアナログフィルタを含んでいる。アナログデ
ジタルコンバータは、アナログフィルタ信号に応答し
て、アナログフィルタ信号をデジタルコンバータ信号に
変換する。コンバータは、ＰＲＦと比較して高いレート
で、例えば３０対１程度で、アナログフィルタ信号をサ
ンプリングする。デジタルフィルタは、デジタルコンバ
ータ信号を処理し、複素数重み（すなわち、実数部と虚
数部を有する）をデジタルコンバータ信号に加える重み
付け手段を含んでいる。アナログフィルタとデジタルフ
ィルタは組合わされて機能し、ｆc が中心である狭いパ
スバンドを提供する複合フィルタ応答特性を有するフィ
ルタを提供する。
【０００５】本発明のさらに別の観点にしたがうと、フ
ィルタ装置は、予め定められた係数によりデジタルフィ
ルタの出力をデシメートするデシメーションプロセッサ
を含んでいる。この係数は、アナログデジタルコンバー
タがサンプリングされる、ＰＲＦの倍数である整数値に
等しくてもよい。
ィルタ装置は、予め定められた係数によりデジタルフィ
ルタの出力をデシメートするデシメーションプロセッサ
を含んでいる。この係数は、アナログデジタルコンバー
タがサンプリングされる、ＰＲＦの倍数である整数値に
等しくてもよい。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明のこれらのおよび他の特徴
ならびに効果は、添付図面をとともに以下の実施例の詳
細な説明から明らかになるであろう。図１は、本発明を
具体化したレーダ受信機50の簡単化されたブロック図で
ある。レーダシステムは、受信信号をアナログ形態で受
信機アナログ部50A に給電するアンテナ40を含んでい
る。この例示的な実施例では、受信機は多重チャネルを
有しており、受信信号をＮチャネルに分割して分配する
電力分割器52を含み、この内の一つのみ（チャネルＡ）
が図１に示されている。各チャネルでは、ベースバンド
アナログセンターラインフィルタ、例えばフィルタ54A
が受信信号をフィルタリングする。技術的によく知られ
ているように、ベースバンドは情報信号のベースすなわ
ち正しい周波数である。無線送信機では、送信のために
高周波数搬送波と信号が混合（あるいは乗算）され、変
調される。受信時では、信号はベースバンドへ周波数的
に復調される。この例示的な適用に対して、信号の内容
が高周波数のためアナログフィルタはベースバンドにあ
る必要がある。現在のアナログデジタル変換技術は、よ
り高いパスバンドからの適用を制限する。しかしながら
一般的に、本発明は、十分に高速なアナログデジタルコ
ンバータを備え、バンドパス（対ベースバンドまたはロ
ーパス）フィルタに後続するデジタルフィルタで使用す
ることができる。
ならびに効果は、添付図面をとともに以下の実施例の詳
細な説明から明らかになるであろう。図１は、本発明を
具体化したレーダ受信機50の簡単化されたブロック図で
ある。レーダシステムは、受信信号をアナログ形態で受
信機アナログ部50A に給電するアンテナ40を含んでい
る。この例示的な実施例では、受信機は多重チャネルを
有しており、受信信号をＮチャネルに分割して分配する
電力分割器52を含み、この内の一つのみ（チャネルＡ）
が図１に示されている。各チャネルでは、ベースバンド
アナログセンターラインフィルタ、例えばフィルタ54A
が受信信号をフィルタリングする。技術的によく知られ
ているように、ベースバンドは情報信号のベースすなわ
ち正しい周波数である。無線送信機では、送信のために
高周波数搬送波と信号が混合（あるいは乗算）され、変
調される。受信時では、信号はベースバンドへ周波数的
に復調される。この例示的な適用に対して、信号の内容
が高周波数のためアナログフィルタはベースバンドにあ
る必要がある。現在のアナログデジタル変換技術は、よ
り高いパスバンドからの適用を制限する。しかしながら
一般的に、本発明は、十分に高速なアナログデジタルコ
ンバータを備え、バンドパス（対ベースバンドまたはロ
ーパス）フィルタに後続するデジタルフィルタで使用す
ることができる。
【０００７】アナログフィルタ54A によりフィルタリン
グした後、アナログ信号はＡ／Ｄコンバータ56A により
デジタル形態に変換され、受信機50のデジタル処理部50
B に送られる。そしてデジタル信号はデジタルセンター
ラインフィルタ58A に送られ、デシメーション処理部60
A によりデシメートされる。デジタルフィルタのデシメ
ート出力は、さらに従来の受信機処理部に送られる。例
示的な実施例では、デジタルフィルタ58A は、有限イン
パルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。
グした後、アナログ信号はＡ／Ｄコンバータ56A により
デジタル形態に変換され、受信機50のデジタル処理部50
B に送られる。そしてデジタル信号はデジタルセンター
ラインフィルタ58A に送られ、デシメーション処理部60
A によりデシメートされる。デジタルフィルタのデシメ
ート出力は、さらに従来の受信機処理部に送られる。例
示的な実施例では、デジタルフィルタ58A は、有限イン
パルス応答（ＦＩＲ）フィルタである。
【０００８】一般的に、アンテナ40における受信信号
は、アクティブレーダ反射信号であり、送信機パルス反
復周波数すなわちレート（ＰＲＦ）におけるパルス列で
ある。
は、アクティブレーダ反射信号であり、送信機パルス反
復周波数すなわちレート（ＰＲＦ）におけるパルス列で
ある。
【０００９】従来のレーダ受信機は、パルス列がアナロ
グセンターラインフィルタを通った後に、入ってくるパ
ルス列をＰＲＦで時にはＰＲＦの２倍でサンプリングす
る。入ってくるパルス列のサンプリングはＰＲＦで実行
することができ、同位相／直角位相（ＩＱ）処理を使用
して、ＰＲＦでエーリアス処理する。実数数学的処理す
るより簡単なシステムは、ＰＲＦでエーリアジング処理
を達成するためにＰＲＦの２倍でサンプリングしなけれ
ばならない。トレードオフは、Ｉ／Ｑシステムはチャネ
ルごとに２つのＡ／Ｄコンバータを必要とするのに対
し、実数処理に対しては、一つのＡ／Ｄコンバータが必
要なだけであるということである。例示的な適用では、
本発明にしたがったこのシステムはＩ／Ｑ処理を使用す
るが、本発明はＩ／Ｑ処理に依存しない。このような処
理は、必要なＡ／Ｄ速度と要求されるＡ／Ｄコンバータ
の数に衝撃を与える。
グセンターラインフィルタを通った後に、入ってくるパ
ルス列をＰＲＦで時にはＰＲＦの２倍でサンプリングす
る。入ってくるパルス列のサンプリングはＰＲＦで実行
することができ、同位相／直角位相（ＩＱ）処理を使用
して、ＰＲＦでエーリアス処理する。実数数学的処理す
るより簡単なシステムは、ＰＲＦでエーリアジング処理
を達成するためにＰＲＦの２倍でサンプリングしなけれ
ばならない。トレードオフは、Ｉ／Ｑシステムはチャネ
ルごとに２つのＡ／Ｄコンバータを必要とするのに対
し、実数処理に対しては、一つのＡ／Ｄコンバータが必
要なだけであるということである。例示的な適用では、
本発明にしたがったこのシステムはＩ／Ｑ処理を使用す
るが、本発明はＩ／Ｑ処理に依存しない。このような処
理は、必要なＡ／Ｄ速度と要求されるＡ／Ｄコンバータ
の数に衝撃を与える。
【００１０】本発明にしたがうと、受信信号は非常に高
いレートｆs で、例示的な実施例では、ＰＲＦのほぼ３
０倍のレートでＡ／Ｄコンバータ56A によりサンプリン
グされる。Ａ／Ｄコンバータに対する入来信号サンプル
周波数ｆs は、アナログフィルタの減衰により表され
る。このアナログフィルタは、図２に示されているよう
に、所望しない高周波数信号を除去して、サンプリング
後のエーリアジングを排除している。アナログフィルタ
54A が、＋ｆs と−ｆs のセンターラインフィルタにお
いて信号を除去するように、サンプリング周波数ｆs が
決められる。潜在的なエーリアジング領域の除去は、サ
ンプリングの前になされる。より高い領域（２ｆs 、３
ｆs など）もあるが、ｆs における第１高調波が最も近
接し最も危険であることは明らかである。これはｆs の
最小値を決定する。選択されたｆsは、例示的な実施例
では、ｆs 最小値より大きくて、最も低いＰＲＦ高調波
（ＮＸＰＲＦ）である。ｆs をｆs 最小値より大きいＰ
ＲＦ多重倍にすることは、さらになる処理のためにデジ
タルフィルタ出力を所望のＰＲＦレートにデシメーショ
ンする際の便宜のためになされる。これは、一般的に入
力信号列ＰＲＦと同じではない。さらなる処理のために
確立されるＰＲＦは入力信号列ＰＲＦと同じでもよい
が、信号送信機におけるクロックレートが受信機で使用
されているものと異なるクロックであるため、通常は異
なる。
いレートｆs で、例示的な実施例では、ＰＲＦのほぼ３
０倍のレートでＡ／Ｄコンバータ56A によりサンプリン
グされる。Ａ／Ｄコンバータに対する入来信号サンプル
周波数ｆs は、アナログフィルタの減衰により表され
る。このアナログフィルタは、図２に示されているよう
に、所望しない高周波数信号を除去して、サンプリング
後のエーリアジングを排除している。アナログフィルタ
54A が、＋ｆs と−ｆs のセンターラインフィルタにお
いて信号を除去するように、サンプリング周波数ｆs が
決められる。潜在的なエーリアジング領域の除去は、サ
ンプリングの前になされる。より高い領域（２ｆs 、３
ｆs など）もあるが、ｆs における第１高調波が最も近
接し最も危険であることは明らかである。これはｆs の
最小値を決定する。選択されたｆsは、例示的な実施例
では、ｆs 最小値より大きくて、最も低いＰＲＦ高調波
（ＮＸＰＲＦ）である。ｆs をｆs 最小値より大きいＰ
ＲＦ多重倍にすることは、さらになる処理のためにデジ
タルフィルタ出力を所望のＰＲＦレートにデシメーショ
ンする際の便宜のためになされる。これは、一般的に入
力信号列ＰＲＦと同じではない。さらなる処理のために
確立されるＰＲＦは入力信号列ＰＲＦと同じでもよい
が、信号送信機におけるクロックレートが受信機で使用
されているものと異なるクロックであるため、通常は異
なる。
【００１１】この例示的な実施例では、Ａ／Ｄコンバー
タ56A に対するクロックレートＣＬＫは、入力信号列の
ＰＲＦの約３０倍である。例えば信号列ＰＲＦが130 Ｋ
Ｈｚであれば、Ａ／Ｄサンプルレートは約3.75ＭＨｚで
ある。この高いサンプル周波数では、ｓｉｎ（ｘ／ｘ）
スペクトル減衰と組合わされたアナログフィルタロール
オフは、エーリアジングが問題でなくなるのに十分であ
る。したがって、ＰＲＦに整合されたノイズバンド幅を
有する従来のアナログフィルタは、オーバーサンプリン
グおよび後続するデジタルフィルタリングと組合わされ
た時、アンチエーリアジングフィルタとして使用され
る。
タ56A に対するクロックレートＣＬＫは、入力信号列の
ＰＲＦの約３０倍である。例えば信号列ＰＲＦが130 Ｋ
Ｈｚであれば、Ａ／Ｄサンプルレートは約3.75ＭＨｚで
ある。この高いサンプル周波数では、ｓｉｎ（ｘ／ｘ）
スペクトル減衰と組合わされたアナログフィルタロール
オフは、エーリアジングが問題でなくなるのに十分であ
る。したがって、ＰＲＦに整合されたノイズバンド幅を
有する従来のアナログフィルタは、オーバーサンプリン
グおよび後続するデジタルフィルタリングと組合わされ
た時、アンチエーリアジングフィルタとして使用され
る。
【００１２】整合フィルタは、システムに対する入力信
号の信号対ノイズ比を最大にする。時間期間ｔのパルス
入力は、１／ｔに比例したマッチングノイズバンド幅を
持っており、例えば、１μに対して１ＭＨｚである。簡
単にいうと、信号バンド幅より広いフィルタは、信号よ
り多いノイズを許容することになる。より狭いフィルタ
は、ノイズと信号の両方をカットオフする。整合フィル
タは、可能性ある最高の機能を発揮する。
号の信号対ノイズ比を最大にする。時間期間ｔのパルス
入力は、１／ｔに比例したマッチングノイズバンド幅を
持っており、例えば、１μに対して１ＭＨｚである。簡
単にいうと、信号バンド幅より広いフィルタは、信号よ
り多いノイズを許容することになる。より狭いフィルタ
は、ノイズと信号の両方をカットオフする。整合フィル
タは、可能性ある最高の機能を発揮する。
【００１３】入ってくる信号はアナログフィルタ54A に
送られ、そしてコンバータ56A 、例えば１２ビットアナ
ログデジタル（Ａ／Ｄ）コンバータにより、130 ＫＨｚ
のＰＲＦに対して約3.75ＭＨｚにおいてサンプリングさ
れる。デジタルフィルタ58Aは、所望しないすべてのス
ペクトルラインを除去するシャープなカットオフフィル
タである。パルス列は、ＰＲＦだけ間隔が隔てられたス
ペクトルラインを有しており、１／ｔにおいてゼロであ
るｓｉｎ（ｘ／ｘ）包絡線で減衰する。パルス列は図３
に示されている。減衰されたスペクトルラインを有する
ｓｉｎ（ｘ／ｘ）包絡線が図４に図示されている。セン
ターラインは、ｆ0 （搬送波基本周波数）におけるライ
ンである。他のラインは所望されない。デジタルフィル
タ58A は、センターラインのみを通す一方、他の所望さ
れないラインを排除する。
送られ、そしてコンバータ56A 、例えば１２ビットアナ
ログデジタル（Ａ／Ｄ）コンバータにより、130 ＫＨｚ
のＰＲＦに対して約3.75ＭＨｚにおいてサンプリングさ
れる。デジタルフィルタ58Aは、所望しないすべてのス
ペクトルラインを除去するシャープなカットオフフィル
タである。パルス列は、ＰＲＦだけ間隔が隔てられたス
ペクトルラインを有しており、１／ｔにおいてゼロであ
るｓｉｎ（ｘ／ｘ）包絡線で減衰する。パルス列は図３
に示されている。減衰されたスペクトルラインを有する
ｓｉｎ（ｘ／ｘ）包絡線が図４に図示されている。セン
ターラインは、ｆ0 （搬送波基本周波数）におけるライ
ンである。他のラインは所望されない。デジタルフィル
タ58A は、センターラインのみを通す一方、他の所望さ
れないラインを排除する。
【００１４】図５は、アナログセンターラインフィルタ
54A の周波数応答、ＦＩＲフィルタ58A の周波数応答、
および２つのフィルタ54A および58A の複合周波数応答
を図示しているグラフである。複素数ＦＩＲ重みを使用
しているＦＩＲデジタルフィルタに対する複合応答が、
非対称ＦＩＲパスバンドを生み出し、同様に非対称複合
パスバンドを生み出していることが分かる。フィルタパ
スバンドは、カットオフ周波数により定義され、通常
は、バンド（パスバンド）利得の最大値と比較して−３
ｄＢの点（電力点の半分）である。しかしながら図５で
は、カットオフ周波数が破線として示されている。アナ
ログフィルタ54A がパスバンドにおいてすでに正しい整
合フィルタ特性を備えているので、デジタルフィルタパ
スバンドの上側のカットオフ周波数は、アナログフィル
タのものよりも故意に高くしてある。複合すなわち縦続
フィルタのパスバンドは、アナログフィルタまたはデジ
タルのいずれかのパスバンドより狭い。
54A の周波数応答、ＦＩＲフィルタ58A の周波数応答、
および２つのフィルタ54A および58A の複合周波数応答
を図示しているグラフである。複素数ＦＩＲ重みを使用
しているＦＩＲデジタルフィルタに対する複合応答が、
非対称ＦＩＲパスバンドを生み出し、同様に非対称複合
パスバンドを生み出していることが分かる。フィルタパ
スバンドは、カットオフ周波数により定義され、通常
は、バンド（パスバンド）利得の最大値と比較して−３
ｄＢの点（電力点の半分）である。しかしながら図５で
は、カットオフ周波数が破線として示されている。アナ
ログフィルタ54A がパスバンドにおいてすでに正しい整
合フィルタ特性を備えているので、デジタルフィルタパ
スバンドの上側のカットオフ周波数は、アナログフィル
タのものよりも故意に高くしてある。複合すなわち縦続
フィルタのパスバンドは、アナログフィルタまたはデジ
タルのいずれかのパスバンドより狭い。
【００１５】デシメーション機能ブロック60により示さ
れているように、その後ＦＩＲフィルタ58A の出力はデ
シメートされ、すなわちｎ番目ごとのフィルタ出力のみ
が使用され、受信機の次の従来の処理段階に入るデータ
レートは、従来のセンターラインアナログフィルタを備
えた従来のレーダ受信機のものと同じである。デシメー
ションは、デジタル処理部50B において実行される別の
機能として図示されているが、当該技術分野の当業者に
明らかなように、デジタル処理部のＦＩＲ機能により実
行することができる。
れているように、その後ＦＩＲフィルタ58A の出力はデ
シメートされ、すなわちｎ番目ごとのフィルタ出力のみ
が使用され、受信機の次の従来の処理段階に入るデータ
レートは、従来のセンターラインアナログフィルタを備
えた従来のレーダ受信機のものと同じである。デシメー
ションは、デジタル処理部50B において実行される別の
機能として図示されているが、当該技術分野の当業者に
明らかなように、デジタル処理部のＦＩＲ機能により実
行することができる。
【００１６】アナログフィルタと縦続接続されたデジタ
ルフィルタが所望の結果を達成することを示すために、
シミュレーションが実行された。シミュレーションに対
して、アナログフィルタの応答がデジタルシミュレーシ
ョンで再現され、そして、いくつかの異なるデジタルフ
ィルタモデルが試された。一つのデジタルフィルタモデ
ルは、出力においてデシメーションが生じる、単なる９
０ポイント有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであ
った。Ａ／Ｄコンバータ56A は、連続的に時間変化する
信号（アナログ）である電圧をサンプリングし、時間的
に離散した点において数（デジタル）を出力する。Ａ／
Ｄコンバータからのそれぞれの数は、ポイントと呼ばれ
る。図６は、3.6 ＭＨｚに対する正規化周波数の関数と
して、３つの９０ポイントＦＩＲフィルタの応答を示し
ており、フィルタは重みにおけるビット数のみが異なっ
ている。したがって、重みを規定する１２ビット、重み
を規定する１４ビット、および浮動小数点（可変ビット
数）重みを有するＦＩＲフィルタの応答が示されてい
る。
ルフィルタが所望の結果を達成することを示すために、
シミュレーションが実行された。シミュレーションに対
して、アナログフィルタの応答がデジタルシミュレーシ
ョンで再現され、そして、いくつかの異なるデジタルフ
ィルタモデルが試された。一つのデジタルフィルタモデ
ルは、出力においてデシメーションが生じる、単なる９
０ポイント有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであ
った。Ａ／Ｄコンバータ56A は、連続的に時間変化する
信号（アナログ）である電圧をサンプリングし、時間的
に離散した点において数（デジタル）を出力する。Ａ／
Ｄコンバータからのそれぞれの数は、ポイントと呼ばれ
る。図６は、3.6 ＭＨｚに対する正規化周波数の関数と
して、３つの９０ポイントＦＩＲフィルタの応答を示し
ており、フィルタは重みにおけるビット数のみが異なっ
ている。したがって、重みを規定する１２ビット、重み
を規定する１４ビット、および浮動小数点（可変ビット
数）重みを有するＦＩＲフィルタの応答が示されてい
る。
【００１７】図７は、例示的な単一チャネルＦＩＲフィ
ルタの簡単化した図であり、ＦＩＲフィルタは、３０で
デシメーションされる９０ポイントを持っている。この
例では、３つの並列なＦＩＲフィルタ5824A ，5826A ，
および5828A が必要とされる。一般的に、必要とされる
ＦＩＲフィルタの数、すなわち最小数は、デシメーショ
ン係数により分割されるポイントの数より少なくとも大
きい整数である。ＦＩＲ重みは、図５に示されているよ
うに、ＦＩＲフィルタのパスバンドをシフトする複素数
値である。複素数重みを有するデジタルフィルタの設計
は、アナログビデオバンド幅の非対称を無くすことがで
きる。これは、アナログフィルタ設計を用いてはできな
いものである。
ルタの簡単化した図であり、ＦＩＲフィルタは、３０で
デシメーションされる９０ポイントを持っている。この
例では、３つの並列なＦＩＲフィルタ5824A ，5826A ，
および5828A が必要とされる。一般的に、必要とされる
ＦＩＲフィルタの数、すなわち最小数は、デシメーショ
ン係数により分割されるポイントの数より少なくとも大
きい整数である。ＦＩＲ重みは、図５に示されているよ
うに、ＦＩＲフィルタのパスバンドをシフトする複素数
値である。複素数重みを有するデジタルフィルタの設計
は、アナログビデオバンド幅の非対称を無くすことがで
きる。これは、アナログフィルタ設計を用いてはできな
いものである。
【００１８】図７は、ＦＩＲフィルタへの最初の９０個
のデータサンプル入力を示している。このデータサンプ
ルは、遅延無しで第１のフィルタ5824A に入力され、こ
こで複素数重みと乗算される。サンプルの複製信号が第
２のＦＩＲフィルタ5826A に入力される前に、第１の遅
延5820A がサンプルの複製信号に適用され、３０サンプ
ルを生成するのに必要なものと等しい時間期間だけ、す
なわち３０サンプル遅延だけ、サンプルが遅延される。
遅延サンプルが第３のＦＩＲフィルタ5828A に入力され
る前に、６０サンプル期間の第２の遅延5822A がサンプ
ルの他の複製信号に適用される。各ＦＩＲフィルタは複
素数重みを各サンプルに適用して、図５に示されている
ように、フィルタのパスバンドをシフトさせる。各累積
器5830A，5832A ，および5834A は、各ＦＩＲフィルタ
出力の９０サンプルを累積する。デシメーションは各累
積器の出力において生じる。すなわち、９０サンプルご
とに１出力だけが各累積器から生じるだけである。した
がって、Ａ／Ｄコンバータ56A により取られた各３０サ
ンプルに対して、３つのＦＩＲフィルタにより、デジタ
ルセンターラインフィルタ58A から一つのサンプルだけ
が生成される。これは、従来のアナログセンターライン
フィルタおよび受信機のものと等価なサンプルデータレ
ートであり、これはＰＲＦにおけるサンプリングを使用
する。この実施例におけるＡ／ＤサンプルレートはＰＲ
Ｆの３０倍であったので、各３０入力サンプルに対して
１出力サンプルのみが出力され、出力データレートはＰ
ＲＦと等しいものとなっている。
のデータサンプル入力を示している。このデータサンプ
ルは、遅延無しで第１のフィルタ5824A に入力され、こ
こで複素数重みと乗算される。サンプルの複製信号が第
２のＦＩＲフィルタ5826A に入力される前に、第１の遅
延5820A がサンプルの複製信号に適用され、３０サンプ
ルを生成するのに必要なものと等しい時間期間だけ、す
なわち３０サンプル遅延だけ、サンプルが遅延される。
遅延サンプルが第３のＦＩＲフィルタ5828A に入力され
る前に、６０サンプル期間の第２の遅延5822A がサンプ
ルの他の複製信号に適用される。各ＦＩＲフィルタは複
素数重みを各サンプルに適用して、図５に示されている
ように、フィルタのパスバンドをシフトさせる。各累積
器5830A，5832A ，および5834A は、各ＦＩＲフィルタ
出力の９０サンプルを累積する。デシメーションは各累
積器の出力において生じる。すなわち、９０サンプルご
とに１出力だけが各累積器から生じるだけである。した
がって、Ａ／Ｄコンバータ56A により取られた各３０サ
ンプルに対して、３つのＦＩＲフィルタにより、デジタ
ルセンターラインフィルタ58A から一つのサンプルだけ
が生成される。これは、従来のアナログセンターライン
フィルタおよび受信機のものと等価なサンプルデータレ
ートであり、これはＰＲＦにおけるサンプリングを使用
する。この実施例におけるＡ／ＤサンプルレートはＰＲ
Ｆの３０倍であったので、各３０入力サンプルに対して
１出力サンプルのみが出力され、出力データレートはＰ
ＲＦと等しいものとなっている。
【００１９】図８は、デジタルフィルタ実施例のブロッ
クであり、必要なデシメーションを２つの段階に分割す
る、２つの縦続ＦＩＲフィルタ58A1および58A2が含まれ
ている。第１のＦＩＲフィルタ58A1は、６によりデシメ
ートされる１８ポイントフィルタであり、５によりデシ
メートされる２０ポイントＦＩＲフィルタ58A2がこれに
後続する。この例示的な実施例では全デシメートは、６
×５＝３０である。
クであり、必要なデシメーションを２つの段階に分割す
る、２つの縦続ＦＩＲフィルタ58A1および58A2が含まれ
ている。第１のＦＩＲフィルタ58A1は、６によりデシメ
ートされる１８ポイントフィルタであり、５によりデシ
メートされる２０ポイントＦＩＲフィルタ58A2がこれに
後続する。この例示的な実施例では全デシメートは、６
×５＝３０である。
【００２０】上記に説明した実施例は単に可能性ある特
定の実施例を単に図示したものであり、本発明の原理の
適用を表しているものであることを理解すべきである。
本発明の技術的範囲を逸脱することなく当該技術分野の
当業者によりこれらの原理にしたがって他の構成が容易
に成し得るものである。
定の実施例を単に図示したものであり、本発明の原理の
適用を表しているものであることを理解すべきである。
本発明の技術的範囲を逸脱することなく当該技術分野の
当業者によりこれらの原理にしたがって他の構成が容易
に成し得るものである。
【図１】図１は、本発明を具体化したレーダ受信機の簡
単化したブロック図である。
単化したブロック図である。
【図２】図２は、本発明にしたがって図１のレーダ受信
機を構成しているアナログフィルタの、最小デジタルサ
ンプリング周波数に対する応答関係と、デジタルサンプ
リングプロセスから生じる潜在的なエーリアジング周波
数に対するその関係とを図示している。
機を構成しているアナログフィルタの、最小デジタルサ
ンプリング周波数に対する応答関係と、デジタルサンプ
リングプロセスから生じる潜在的なエーリアジング周波
数に対するその関係とを図示している。
【図３】図３は、例示的な信号パルス列を図示してい
る。
る。
【図４】図４は、搬送波基本周波数に関するパルス列ス
ペクトルのｓｉｎ（ｘ／ｘ）包絡線を図示している。
ペクトルのｓｉｎ（ｘ／ｘ）包絡線を図示している。
【図５】図５は、図１の受信機を構成しているアナログ
フィルタおよびデジタルＦＩＲフィルタの各周波数応答
とその複合応答を図示している。
フィルタおよびデジタルＦＩＲフィルタの各周波数応答
とその複合応答を図示している。
【図６】図６は、3.6 ＭＨｚに正規化された周波数の関
数として、例示的なＦＩＲフィルタ応答を示している。
数として、例示的なＦＩＲフィルタ応答を示している。
【図７】図７は、３０でデシメーションされる例示的な
９０ポイントＦＩＲフィルタに対する、図１の受信機を
構成する単一チャネルＦＩＲフィルタの簡単化されたブ
ロック図である。
９０ポイントＦＩＲフィルタに対する、図１の受信機を
構成する単一チャネルＦＩＲフィルタの簡単化されたブ
ロック図である。
【図８】図８は、２つの段階にデシメーションを分割し
た２つの縦続ＦＩＲフィルタを含むデジタルフィルタの
実施例のブロック図である。
た２つの縦続ＦＩＲフィルタを含むデジタルフィルタの
実施例のブロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−350403（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−261008（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−199926（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−14215（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−286980（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95 H03H 17/00 - 17/08
Claims (7)
- 【請求項１】 パルス反復周波数（ＰＲＦ）により特徴
付けられる受信パルスＲＦ信号の周波数スペクトルのｆ
c における単一ライン以外のすべてをフィルタリングす
るセンターラインフィルタ装置において、 前記ＰＲＦに整合したノイズバンド幅特性を有し、アナ
ログフィルタパスバンドを有し、前記受信パルスＲＦ信
号をフィルタリングしてアナログフィルタ信号を出力す
るベースバンドアナログフィルタ（54A ）と、 前記アナログフィルタ信号に応答し、前記ＰＲＦと比較
して高いレートで前記アナログフィルタ信号をサンプリ
ングして前記アナログフィルタ信号をデジタルコンバー
タ信号に変換し、前記サンプリングレートは潜在的なエ
ーリアジング周波数を決定し、かつ前記潜在的なエーリ
アジング周波数を前記アナログフィルタパスバンドの外
に位置させる位に十分高く、またこのサンプリングレー
トにおいて前記アナログフィルタが全ての潜在的エーリ
アジング周波数を排除するアナログデジタルコンバータ
（56A ）と、 前記デジタルコンバータ信号に複素数重みを適用する重
み付け手段を含み、前記デジタルコンバータ信号を処理
して、全ての所望されないスペクトルラインを除去する
シャープなカットオフフィルタを提供するデジタルフィ
ルタ（58A ）とを具備し、 前記アナログフィルタと前記デジタルフィルタは組合わ
されて、ｆc において狭いパスバンドを有し、かつｆc
におけるスペクトルライン以外の全てのスペクトルライ
ンを排除する複合フィルタ応答特性を持つフィルタを提
供するように機能することを特徴とするセンターライン
フィルタ装置。 - 【請求項２】 前記センターラインフィルタ装置が、予
め定められた係数によりデジタルフィルタの出力をデシ
メーションするデシメーションプロセッサ（60A ）をさ
らに含むことを特徴とする請求項１記載のセンターライ
ンフィルタ装置。 - 【請求項３】 前記アナログデジタルコンバータが前記
ＰＲＦのｎ倍に等しいレートで前記アナログフィルタ信
号をサンプリングし、前記予め定められた係数がｎに等
しいことを特徴とする請求項２記載のセンターラインフ
ィルタ装置。 - 【請求項４】 前記デジタルフィルタ（58A ）が有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）デジタルフィルタであることを
特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項記載
のセンターラインフィルタ装置。 - 【請求項５】 前記複合フィルタ応答がゼロ周波数に関
して非対称であることを特徴とする請求項１ないし請求
項４のいずれか１項記載のセンターラインフィルタ装
置。 - 【請求項６】 前記アナログフィルタ（54A ）がアナロ
グフィルタパスバンドを有するローパスフィルタである
請求項１ないし請求項５のいずれか１項記載のセンター
ラインフィルタ装置。 - 【請求項７】 センターラインフィルタ装置がレーダ受
信機で使用されることを特徴とする請求項１ないし請求
項６のいずれか１項記載のセンターラインフィルタ装
置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US578800 | 1995-12-26 | ||
| US08/578,800 US5661487A (en) | 1995-12-26 | 1995-12-26 | Digital center line filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09325181A JPH09325181A (ja) | 1997-12-16 |
| JP2918857B2 true JP2918857B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=24314371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8346036A Expired - Fee Related JP2918857B2 (ja) | 1995-12-26 | 1996-12-25 | デジタルセンターラインフィルタ |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5661487A (ja) |
| EP (1) | EP0782259B1 (ja) |
| JP (1) | JP2918857B2 (ja) |
| AU (1) | AU703191B2 (ja) |
| CA (1) | CA2193435C (ja) |
| DE (1) | DE69628130T2 (ja) |
| ES (1) | ES2198467T3 (ja) |
| IL (1) | IL119898A (ja) |
| NO (1) | NO319892B1 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5926513A (en) * | 1997-01-27 | 1999-07-20 | Alcatel Alsthom Compagnie Generale D'electricite | Receiver with analog and digital channel selectivity |
| US6633550B1 (en) * | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| DE60030801T2 (de) * | 1999-05-11 | 2007-09-06 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Übertragungssystem und Empfänger mit Vorrichtung zur Dezimation |
| JP2000349579A (ja) * | 1999-06-08 | 2000-12-15 | Zanden Audio Syst:Kk | デジタルオーディオ用帯域制限アナログフィルタ及びこれを用いた音声信号増幅装置 |
| WO2003049316A1 (fr) * | 2001-12-06 | 2003-06-12 | Linkair Communications,Inc. | Filtre numerique a reponse impulsionnelle limitee |
| US7236217B2 (en) * | 2003-01-16 | 2007-06-26 | 3M Innovative Properties Company | Package of optical films with zero-gap bond outside viewing area |
| DE102005050307A1 (de) * | 2005-10-20 | 2007-04-26 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Digitales Filter mit starrem Filterzustand während ungültiger Signalbereiche in einer digitalen Filterkaskade |
| CN106027180B (zh) * | 2016-05-25 | 2018-11-13 | 北京邮电大学 | 基于模拟滤波器组的快速动态宽带频谱检测方法 |
| CN108226636B (zh) * | 2016-12-15 | 2021-06-11 | 欧姆龙株式会社 | 自动滤波方法和装置 |
| CN111669148B (zh) * | 2020-06-19 | 2023-03-14 | 中国电子科技集团公司第二十六研究所 | 可调谐带通滤波器、设备及方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3787851A (en) * | 1971-12-13 | 1974-01-22 | Westinghouse Electric Corp | Low prf pulse doppler radar having low speed ground moving target rejection |
| US4809203A (en) * | 1986-08-25 | 1989-02-28 | Ford Aerospace & Communications Corporation | Hybrid analog-digital filter |
| US5168459A (en) * | 1991-01-03 | 1992-12-01 | Hewlett-Packard Company | Adaptive filter using continuous cross-correlation |
| US5325318A (en) * | 1992-01-31 | 1994-06-28 | Constream Corporation | Variable rate digital filter |
| GB2272059B (en) * | 1992-10-20 | 1996-03-20 | Mitutoyo Corp | Surface-roughness measuring apparatus |
-
1995
- 1995-12-26 US US08/578,800 patent/US5661487A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-12-19 CA CA002193435A patent/CA2193435C/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-12-23 NO NO19965567A patent/NO319892B1/no not_active IP Right Cessation
- 1996-12-24 ES ES96309476T patent/ES2198467T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-24 IL IL11989896A patent/IL119898A/xx not_active IP Right Cessation
- 1996-12-24 AU AU76514/96A patent/AU703191B2/en not_active Ceased
- 1996-12-24 DE DE69628130T patent/DE69628130T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-24 EP EP96309476A patent/EP0782259B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-12-25 JP JP8346036A patent/JP2918857B2/ja not_active Expired - Fee Related
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