JP2874729B2

JP2874729B2 - 直交周波数分割多重信号送受信装置

Info

Publication number: JP2874729B2
Application number: JP3314495A
Authority: JP
Inventors: 宣明高橋; 暹高橋; 賢二杉山
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1994-05-09
Filing date: 1995-01-30
Publication date: 1999-03-24
Anticipated expiration: 2014-03-24
Also published as: JPH0832546A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数
分割多重ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙ
ＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号
送受信装置に係り、特にディジタル移動通信に好適なＯ
ＦＤＭ信号送受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５と共に、従来のＯＦＤＭ信号送信装
置について説明する。まず、ディジタル情報データ信号
が、入力端子を介して直並列変換回路７０に供給され、
必要に応じて誤り訂正符号の付与がなされる。この回路
７０の出力信号は、ＩＦＦＴ回路７１に供給され、その
出力信号は、マルチパス歪を軽減させるためのガードイ
ンターバル回路７２を介して、Ｄ／Ａ変換器７３に供給
される。ここでアナログ信号に変換され、次のＬＰＦ７
４により必要な周波数帯域の成分のみが通過させられ
る。アナログ値のリアル、イマジナリパートの出力信号
は、直交変調器７５に供給され、ＯＦＤＭ信号が出力さ
れる。

【０００３】このＯＦＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯
に周波数変換器７６により周波数変換されて、次の送信
部７７に供給され、これを構成しているリニア増幅器と
送信アンテナとを介して、送信される。中間周波数発生
回路７８の出力信号と９０°シフト回路７８Ａを介した
信号とが直交変調器７５に夫々供給される。また、この
回路７８の出力信号は、クロック信号発生回路７９に供
給される。回路７９の出力クロック信号は、直並列変換
回路７０、ＩＦＦＴ回路７１、ガードインターバル回路
７２、Ｄ／Ａ変換器７３に夫々供給される。

【０００４】次に、図６と共に従来のＯＦＤＭ信号受信
装置について説明する。受信部８０は、これを構成して
いる受信アンテナにより得た前記送信部７７からの信号
を高周波増幅器により増幅し、搬送波周波数を中間周波
数に変換する周波数変換器８１を介して、中間周波増幅
回路８２に供給され、更に、直交復調器８３に供給され
る。回路８２の出力信号はキャリア検出回路９０を介し
て中間周波数発生回路８９に供給される。回路８９の出
力信号と９０°シフト回路８９Ａを介した信号とが、直
交復調器８３に夫々供給されて、リアル、イマジナリパ
ートの出力信号が復号される。直交復調器８３の出力信
号は、ＬＰＦ８４を介してＡ／Ｄ変換器８５に供給さ
れ、ディジタル信号に変換されると共に、直交復調器８
３の出力信号は、同期信号発生回路９１にも供給され
る。

【０００５】これらの信号は次のガードインターバル回
路８６を介して、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７に供給さ
れる。このＦＦＴ、ＱＡＭ復号回路８７は供給される同
期信号発生回路９１の同期信号を基にして、複素フーリ
エ演算を行ない、入力信号の各周波数毎の実数部、虚数
部信号（リアルパート、イマジナリパート）のレベルを
求め、ディジタル情報伝送用キャリアで伝送される量子
化されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタ
ル情報が復号される。ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７の出
力信号は、並直列変換回路８８を介して出力される。こ
こで、送信装置の中間周波数と受信装置の中間周波数と
が完全に一致しておれば変調成分のみが得られ、問題は
ないが、中間周波数発生回路、周波数変換器の局部発振
器（図示せず）に周波数安定度が高くないものを使用し
たり、両出力信号間に位相誤差があったりすると、それ
以降の復調動作に影響を与え、シンボルエラーの発生確
率が増大する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ信号送受信装
置においては、受信側ですべての搬送波の位相を時間軸
の変動成分を有することなく、完全に再生することは、
大変困難であり、更に、マルチパス歪みを軽減するため
に、送信側でガードインターバル回路が設定されている
ので、このような条件の送信信号を受信する場合は、有
効シンボル期間部分とガードインターバル部分とで、伝
送信号の位相を送信側と完全に同一状態で再生すること
は、一層困難であるという問題があった。本発明は上
記の点に着目してなされたものであり、ＯＦＤＭの特定
キャリアをパイロット信号用キャリアとして設定し、こ
れにより、受信側の同期関係を一定に保持出来るように
したＯＦＤＭ信号送受信装置を提供することを目的とす
る。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明のＯＦＤＭ信号送
受信装置は、ディジタル情報信号が供給され多値ＱＡＭ
変調信号を発生させるＩＦＦＴ，パイロット信号生成回
路と、前記変調信号の一部を所定の時間繰り返して伝送
するように構成するガードインターバル設定回路と、前
記両回路を駆動するクロック信号発生回路とを有し、前
記ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路複数より複数のシ
ンボル周期（以下、シンボル周期をシンボル期間あるい
はシンボル区間とも記す。）において角度変調成分が一
定に保持される高次周波数のパイロット信号を発生さ
せ、前記パイロット信号は前記ガードインターバル設定
回路で設定されるガードインターバル区間内で整数波長
存在し、前記区間を含めて連続的に送出されるようにし
て上述の目的を達成するものである。

【０００８】

【実施例】本発明のＯＦＤＭ信号送受信装置の実施例に
ついて、添付の図１乃至図４を参照して、以下に説明す
る。図１は、本発明のＯＦＤＭ信号送信装置の実施例で
あり、ここで伝送されるディジタルデータは、圧縮され
たオーディオ、ビデオ信号等である。ＯＦＤＭ信号送信
装置は、多数のキャリアを直交して配置し、夫々のキャ
リアで独立したディジタル情報を伝送するもので、キャ
リアが直交しているので、隣接するキャリアのスペクト
ラムは当該キャリアの周波数位置で零になる。この直交
するキャリアを作るためＩＦＦＴ回路技術が使用され
る。ＩＦＦＴにおける窓区間である時間間隔Ｔの間にＮ
個の複素数による逆ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実行
すれば、ＯＦＤＭ信号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が変
調信号出力に相当する。前記Ｎは、ＩＦＦＴやＦＦＴの
周期とも呼ばれ、詳細は、コロナ社発行（発行日：１９
９３年５月２０日）の「テレビジョン学会編今井聖
著信号処理工学」の第７４〜７５ページなどで説明され
ている。

【０００９】図１及び図２に示す本発明装置の基本的な
仕様は、下記に示す通りである。 (a) 中心キヤリア周波数…１００ＭＨｚ (b) 伝送用キャリア数…２４８波 (c) 変調方式…２５６ＱＡＭＯＦＤＭ (d) 使用キャリア数…２５７波 (e) 伝送帯域幅…１００ｋＨｚ，使用帯域幅…９９ｋＨｚ (f) 転送レート…７５０kbps (g) ガードインターバル…６０．６μｓｅｃ図１に示すように、例えば、ＭＰＥＧ等の符号化方式に
より情報信号が圧縮されたオーディオ、ビデオ信号であ
るディジタル情報信号が、入力端子１を介して直並列変
換回路２に供給され、必要に応じ誤り訂正符号の付与が
なされる。この回路２で、入力信号は、２５６ＱＡＭ変
調用信号として配列され、出力される。この２５６ＱＡ
Ｍ変調は、情報を伝送すべき各キャリアに対して、振幅
方向に１６レベル、角度方向に１６レベルを定義し、１
６×１６の２５６の値を特定して伝送する方式である。
本実施例では、２５７波のキャリアの内、２４８波を用
いて情報を伝送するようにして、残りの９波は、キャリ
ブレーション用、その他の補助信号の伝送用として使用
される。

【００１０】直並列変換回路２では、１シンボル期間中
に２４８バイトのディジタルデータ、即ち、１シンボル
期間中に４ビットずつの並列データ２４８組を出力する
ように構成する。直並列変換回路２の出力信号は、ＩＦ
ＦＴ，パイロット信号生成回路３に供給される。この回
路３は、クロック信号発生回路１０から出力されるクロ
ック信号により動作し、２４８波のキャリアに対し、２
５６ＱＡＭ変調を行ない、各出力信号をリアル、イマジ
ナリ成分として出力する。また、ＩＦＦＴ、パイロット
信号生成回路３では周期ＮのＩＦＦＴ回路が用いられて
おり、このＩＦＦＴ回路で設定される各有効シンボル期
間におけるＮ個の離散周波数点（サンプル点）に対応し
た離散周波数点情報が、前記ＩＦＦＴ、パイロット信号
生成回路３から出力される。ナイキスト周波数は、前記
周期ＮのＩＦＦＴにおけるサンプルクロック周波数の１
／２に相当し、パイロット信号は、前記ナイキスト周波
数が持つ情報即ちナイキスト周波数情報として伝送され
る。このナイキスト周波数は前記サンプルクロック周波
数の１／２であるため、受信装置で前記ナイキスト周波
数情報を復号、逓倍し、ＦＦＴ回路を動作させるための
標本化位置信号（サンプルクロック信号）をつくること
ができる。このナイキスト周波数情報は、ＩＦＦＴ，パ
イロット信号生成回路３のＩＦＦＴの実数部入力端子Ｒ
(虚数部入力端子Ｉ)におけるＮ／２番目の周波数の端子
に一定レベルの信号を印加することにより得られる。

【００１１】これらのＩＦＦＴ，パイロット信号生成回
路３の出力信号は、次のＲＡＭ（ランダムアクセスメモ
リ）４Ａを有するガードインターバル設定回路４に供給
され、このガードインターバル設定回路４により、伝送
路におけるマルチパス歪を軽減させるための所定区間の
ガードインターバルが図３に示されるように設定され
る。ガードインターバル設定回路４は、クロック信号発
生回路１０から出力されるクロック信号により動作し、
ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３より得られる窓区
間（有効シンボル期間ts）内の最後の部分を、窓区間の
直前にも配置する。この達成の為に、ガードインターバ
ル設定回路４は、これが有するＲＡＭ（４Ａ）に取り込
んだ、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３よりの信号
を読み出すときに、有効シンボル期間の最後の期間（ｇ
ｉに等しくこの期間を設定する。）から読み出しては、
有効シンボル期間の最初に戻り、有効シンボル期間ｔｓ
のデータを読み出して、シンボル期間ｔａの信号を送出
するようにしている。前記ナイキスト周波数情報（パイ
ロット信号）は、ガードインターバル内でも伝送される
が、前後のＩＦＦＴ窓区間信号との連続性を保持させる
ため、ガードインターバル内で、伝送されるパイロット
信号が整数波長存在するようにさせる。

【００１２】尚、パイロット信号として、ナイキスト周
波数を用いる場合について述べたが、サンプルクロック
信号と簡単な整数比の関係にあれば、必ずしもナイキス
ト周波数である必要はなく、伝送される周波数の中の高
いものを用いてもよい。周期ＭのＩＦＦＴを考えると
き、ナイキスト周波数の１／２の位置に、即ちＭ／４番
目の周波数にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出
するキャリアは、ＩＦＦＴにおける第１番目より第Ｍ／
４番目まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までと
して出力される信号を用いる。このように周期Ｍ＝２Ｎ
のＩＦＦＴを用いても、周期ＮのＩＦＦＴを用いた時と
等価なＩＦＦＴの出力信号を得ることができる。従っ
て、ガードインターバルも含めて連続したパイロット信
号を伝送出来ると共に、このパイロット信号を復号し、
４逓倍することにより、サンプルクロック信号を得るこ
とが出来る。ＦＦＴの窓区間信号情報を別途復号できれ
ば、本実施例により得られたサンプルクロック信号と組
み合わせて、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴ演算が出来、ＯＦＤ
Ｍ信号の復号を行なうことが出来る。

【００１３】次に、図３と共にガードインターバル設定
回路４で設定されるシンボル期間について述べる。ま
ず、使用帯域幅９９ｋＨｚ、ＩＦＦＴの周期をＮ＝２５
６とするとき、有効シンボル周波数ｆｓと有効シンボル
期間ｔｓは夫々次のようになる。ｆｓ＝９９，０００／２５６＝３８７Ｈｚｔｓ＝１／ｆｓ＝２５８６μｓｅｃこれに、マルチパス歪除去用区間であるガードインター
バル期間ｇｉをパイロット信号３波長分に決定すると、
ｇｉは下記のように設定される。ｇｉ＝（１／４９，５００）×３＝６０．６μｓｅｃこのときのシンボル期間ｔａとシンボル周波数ｆａは夫
々次のようになる。ｔａ＝ｔｓ＋ｇｉ＝２５８６＋６０．６＝２６４６．６μｓｅｃｆａ＝１／ｔａ＝３７８Ｈｚ

【００１４】これらのガードインターバル設定回路４の
出力信号は、Ｄ／Ａ変換器５に供給され、ここでアナロ
グ信号に変換され、次のＬＰＦ６により必要な周波数帯
域の成分のみが通過させられる。アナログ値のリアル、
イマジナリ出力信号は、次の直交変調器７に供給され、
また、この変調器７には、１０．７ＭＨｚ中間周波発生
回路９の出力信号と９０°シフト回路８を介した信号と
が夫々供給され、ＯＦＤＭ信号が出力される。このＯＦ
ＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯に周波数変換器１１に
より周波数変換されて、次の送信部１２に供給され、こ
れを構成しているリニア増幅器と送信アンテナを介し
て、送信される。また、１０．７ＭＨｚ中間周波数発生
回路９の出力信号は、クロック信号発生回路１０にも供
給されている。尚、２４８組の４＋４ビットの並列デー
タは、２４８波のキャリアにより伝送されるため、本装
置の伝送速度は１シンボル期間当り２４８バイトであ
る。従って、１秒当りの伝送速度は略７５０Ｋビットで
ある。

【００１５】次にガードインターバル、シンボル期間と
同期信号（パイロット信号）の位相関係について図と共
に以下に夫々説明する。図７において、各シンボル期間
に同一位相の同期信号（パイロット信号）が発生され、
ガードインターバルに整数波長の同期信号が存在する場
合について説明する。（極性を反転させずに連続した同
期信号を発生させる第１の例である。）図７に示すＩＦ
ＦＴは有効シンボル期間及びＩＦＦＴ期間と同義であ
り、ＩＦＦＴ期間の終わりの部分（右部）の１サイクル
が、そのままＩＦＦＴ期間の手前（左部）のガードイン
ターバルＧの信号とされる。この例では、ＩＦＦＴ期間
毎に同位相の同期信号（パイロット信号）が発生させら
れており、ガードインターバル区間も同期信号（パイロ
ット信号）が整数波存在するので、複数のシンボル期間
に亘りパイロット信号は連続的に発生させられている。
既に述べた図３の場合は図７の場合と同じであり、ガー
ドインターバル区間も同期信号（パイロット信号）が整
数波存在するので、複数のシンボル期間に亘りパイロッ
ト信号は連続的に発生させられている。

【００１６】図８において、一つ置きのシンボル期間に
同一位相の同期信号（パイロット信号）が発生され、ガ
ードインターバルＧに半波長の奇数倍の同期信号が存在
する場合について説明する。（極性を反転させずに連続
した同期信号を発生させる第２の例である。）ＩＦＦＴ
は有効シンボル期間及びＩＦＦＴ期間と同義であり、Ｉ
ＦＦＴ期間の終わりの部分（右部）の１／２サイクルが
そのままＩＦＦＴ期間の手前の（左部）のガードインタ
ーバルの信号とされる。この例では、ＩＦＦＴ期間毎に
逆極性の同期信号（パイロット信号）が発生させられて
おり、ガードインターバル区間も半波長の奇数倍の同期
信号が存在するので、複数のシンボル区間（シンボル期
間）に亘りパイロット信号は連続的に発生させられてい
る。

【００１７】図９において、ガードインターバルに同期
信号が半波長の奇数倍存在する場合について説明する。
（極性を反転した同期信号を発生させる第１の例であ
る。）この場合は、ガードインターバルの開始点でパイ
ロット信号の極性が反転されており、シンボル期間毎の
パイロット信号の位相は同相である。即ち、周波数分割
多重信号を発生させるＩＦＦＴの同期信号を発生させる
周波数に対応する端子電圧はシンボル毎に一定とし、常
に同位相の同期信号を発生させている。従って、ガード
インターバルが半波長の奇数倍のときは、受信装置側で
シンボル期間１つ置き毎に同期信号の極性を反転させる
と同期信号は連続信号となる。この場合は、図１１に示
すような位相同期回路でＰＬＬ回路を用いて同期信号の
検出を行うことが出来る。

【００１８】図１０において、ガードインターバルに同
期信号（パイロット信号）が半波長の偶数倍存在する場
合について説明する。（極性を反転した同期信号を発生
させる第２の例である。）図１０に示されるように、
ガードインターバルに存在する同期信号（パイロット信
号）が整数波（半波長の偶数倍）のときであっても、同
期信号を図９の場合と同様に、シンボル期間１つ置きに
反転して出力するとシンボル毎に極性が反転する同期出
力が得られる。この場合も、図１１に示すようなＰＬＬ
回路を用いて同期信号の検出を行うことが出来る。

【００１９】図１１は、シンボル期間１つ置き毎に反転
される同期信号を検出する位相同期回路である。この位
相同期回路は、位相比較器ＰＤ２（１１２）、Ａｍｐ
（増幅器１１３）、ＬＰＦ（１１４）、ＶＣＯ回路
（１１５）で構成されるＰＬＬ回路のＶＣＯ出力にイク
スクルーシブＯＲで構成される信号切換器１１６が挿入
されている構成である。位相比較器ＰＤ１（１１１）
は、前記位相同期回路のＶＣＯ出力を入力とする同期検
波回路を構成している。入力端子１１０に印加された同
期信号を含む周波数多重分割信号は位相同期回路と同期
検波回路ＰＤ１（１１１）の両者に入力される。この位
相同期回路は位相比較器ＰＤ２（１１２）、増幅器（１
１３）、ＬＰＦ（１１４）、ＶＣＯ（１１５）、信号切
換器（１１６）で構成されるＰＬＬよりなる。同期検波
されたＰＤ１（１１１）の出力に応じて信号切換器（１
１６）でＰＬＬのＶＣＯ回路１１５の出力を反転するよ
うに構成しているが、シンボル毎に極性反転される同期
信号は前記同期検波回路により検出され、ＰＬＬを構成
する位相比較器ＰＤ２（１１２）には極性反転されたＶ
ＣＯ出力が供給されるため極性反転された同期信号に対
しても連続的にロック動作を行う。

【００２０】図１２は図１１における端子Ｂと、Ａの出
力波形である。出力Ａは同期信号出力波形で、出力Ｂは
シンボル周期（シンボル期間）毎に極性反転されて伝送
されるシンボル同期信号である。図１３は図１１に対す
る別の実施例で、信号切換器１３６は位相比較器ＰＤ２
（１３２）とアンプ１３３の間に挿入されている。同期
信号が反転されると同時にそれを検出して誤差信号の極
性を反転するもので、動作の様態は図１１と同様に行わ
れる。いずれの場合も同期信号がシンボル周期（シンボ
ル期間）１つ置きに反転していてもそれを検出してＰＬ
Ｌのループの特性を反転するため、ＶＣＯは反転される
こと無く連続した動作を継続する。従って同期信号の復
号を正常に行うことが出来ている。

【００２１】次に、本発明の受信装置の実施例につい
て、図２及び図４と共に説明する。受信装置の各構成は
前記送信装置と逆に動作する回路により構成される。受
信部２０は、これを構成している受信アンテナにより得
た前記送信部１２からの信号を高周波増幅器により増幅
し、周波数変換器２１に供給する。この出力信号は中間
周波増幅回路２２に供給され、前記中間周波増幅回路２
２から所定レベルの受信信号として出力される。中間周
波増幅回路２２の出力信号は、直交復調器２３とキャリ
ア検出（キャリア抽出）回路２９とに夫々供給される。
キャリア検出回路２９は、図４に例示する位相比較器
（乗算器）４１、ＬＰＦ４２、ＶＣＯ回路４３、１／４
分周回路４５で構成されるＰＬＬ回路を有しており、こ
の出力信号が供給される中間周波数発振回路３１は、中
心キャリアを位相誤差少なく抽出する回路である。

【００２２】本実施例では、情報を伝送するキャリア
は、シンボル周波数である３７８Ｈｚ毎に隣接、配置さ
れ、ＯＦＤＭ信号を構成している。中心キャリアに隣接
する情報キャリアも３７８Ｈｚ離れているのみで、中心
キャリアは隣接情報キャリアの影響を受けずに情報の伝
送を行なう必要があり、選択度の高い回路が使用されて
いる。本実施例では、ＰＬＬ回路を用いて中心キャリア
の抽出を行なうが、隣接するキャリア周波数間隔の略１
／２である±２００Ｈｚ程度で発振する水晶発振子（Ｖ
ＣＸＯ）を電圧制御発振器（ＶＣＯ）４３として用い、
回路を動作させる。ＰＬＬ回路中に用いられるＬＰＦも
３７８Ｈｚに対して十分に低いカットオフ周波数のもの
を用いている。この中間周波数発生回路３１の出力信号
と９０°シフト回路３０を介した信号とが乗算器４０、
４１を有する直交復調器２３に夫々供給されて、リア
ル、イマジナリパート（実数部、虚数部）の出力信号が
復号される。この実数部、虚数部出力信号は、ＬＰＦ２
４に供給され、ＯＦＤＭ信号情報として伝送された、必
要な周波数帯域の信号を通過させ、入力されるアナログ
信号のサンプリングを行ない、出力信号をＡ／Ｄ変換器
（サンプリング回路）２５に供給し、ディジタル信号に
変換する。

【００２３】サンプル同期信号発生回路３２では、周波
数逓倍される前のサンプルクロック信号がパイロット信
号に位相同期するＰＬＬ回路により発生され、この回路
には直交復調器２３のアナログ出力信号が供給される。
ガードインターバルの期間を含む、各シンボル区間で
連続信号として伝送されるパイロット信号にＰＬＬが位
相同期し、復調されたパイロット信号が得られる。前記
送信装置において、パイロット信号は、サンプルクロッ
ク周波数に対して所定の整数比に設定されており、周波
数比に応じた周波数逓倍を行ない、サンプルクロック信
号を得る。ガードインターバル処理回路２６は、伝送さ
れた信号より、シンボル期間ta内の任意のタイミングで
期間ｔｓの有効シンボル期間信号を得られ、その中から
マルチパス歪の影響が少ない方の有効シンボル期間信号
を得て、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７に出力信号を供給
する。

【００２４】前記シンボル期間を検出するためのシンボ
ル同期信号発生回路３３は、前記シンボル期間を検出す
る。次のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７は、前記得られた
クロック同期信号とシンボル同期信号とが供給されて、
複素フーリエ演算を行ない、入力信号の各周波数毎の実
数部、虚数部信号（リアルパート、イマジナリパート）
のレベルを求める。このようにして得られた各周波数毎
の実数部、虚数部信号レベルと、伝送される各キャリア
の実数部、虚数部の基準値を伝送するための参照用キャ
リアの復調出力とを比較し、ディジタル情報伝送用キャ
リアで伝送される量子化されたディジタル信号のレベル
が求められ、ディジタル情報が復号される。この回路２
７の出力信号は、並直列変換回路２８を介して出力され
る。

【００２５】次に、図４と共にキャリア検出回路２９、
及び、サンプル同期（サンプルクロック）信号発生回路
３２について以下に述べる。本回路は一定レベルで伝送
されるパイロット信号を抽出し、これを基に正確なサン
プル同期（サンプルクロック）信号を生成することを目
的としている。まず、キャリア検出回路２９を構成する
ＶＣＯ回路４３を中間周波数１０．７ＭＨｚの４倍であ
る４２．８ＭＨｚの周波数で発振させる。ＶＣＯ回路４
３の出力信号は、夫々１／４分周回路４４、４５を介し
て、乗算器４０、４１に供給される。片方の乗算器４１
よりの出力信号はＬＰＦ４２に供給され、シンボル周波
数以下の成分が取り出され、その出力信号はＶＣＯ回路
４３を制御する。乗算器４１、ＬＰＦ４２、ＶＣＯ回路
４３、分周回路４５によるループはＰＬＬ回路を構成し
ている。

【００２６】乗算器４０、４１の入力端子には中間周波
増幅された信号が印加され、本回路により直交復号がな
され、実数部と虚数部の出力信号が得られる。サンプル
同期信号発生回路３２は、直交復調器２３よりの実数部
出力信号が供給され、パイロット信号として送信される
ナイキスト周波数成分を検出する。分周比可変回路（Ｖ
ＣＯ回路）５０には、ＶＣＯ回路４３の出力信号が供給
され、分周比は１／４２６から１／４３８までに設定さ
れるように構成する。サンプル同期信号発生回路３２に
おける乗算器５２は、直交復調器２３よりの出力信号
と、ＶＣＯ回路の信号を１／２分周回路５１を介した信
号とが供給され、位相比較器としての動作を行なう。

【００２７】乗算器５２の出力信号はＬＰＦ回路５３に
より周波数制御に係わる誤差信号のみを通過させる。遅
延回路５４と加算回路５５は、隣接するキャリア成分を
減衰させるための回路で、シンボル周波数である３８７
Ｈｚにディップを持たせる特性としている。ＶＣＯ回路
(分周比可変回路)５０、乗算器５２、ＬＰＦ５３より構
成されるＰＬＬ回路では、キャリア抽出部の直交復調器
２３の実数部出力信号中に含まれる連続するパイロット
信号に同期したＶＣＯ出力信号が発振され、９９ｋＨｚ
のサンプルクロック出力信号として出力される。上記実
施例では、２５７波のキャリアを発生させるために周期
が２５６のＩＦＦＴを用いる場合について述べたが、他
の実施例として、周期が５１２のＩＦＦＴを用いる例に
ついて以下に述べる。この周期が５１２のＩＦＦＴを用
いる実施例では、パイロット周波数として、ナイキスト
周波数が用いられるのではなく、このサンプルクロック
信号と簡単な整数比の関係にある次数の高い周波数を用
いて行なう。

【００２８】即ち、周期ＭのＩＦＦＴを考えるとき、ナ
イキスト周波数の１／２の位置に、即ちＭ／４番目の周
波数にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出するキ
ャリアは、ＩＦＦＴにおける第１番目より第Ｍ／４番目
まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までとして出
力される信号を用いる。このように周期Ｍ＝２ＮのＩＦ
ＦＴを用いても、周期ＮのＩＦＦＴを用いた時と等価な
ＩＦＦＴの出力信号を得ることができる。従って、ガー
ドインターバルも含めて連続したパイロット信号を伝送
出来ると共に、このパイロット信号を復号し、４逓倍す
ることにより、サンプルクロック信号を得ることが出来
る。

【００２９】このときに用いられるサンプル同期信号発
生回路では、パイロット信号の周波数は上記の周期Ｎを
２５６とした実施例と同じであるが、図２に示すＦＦ
Ｔ，ＱＡＭ復号回路２７を駆動するサンプルクロック周
波数は周期Ｎを２５６とした場合の２倍となる。それに
従って、２倍の１９８ｋＨｚのサンプルクロック信号を
出力する。よって、このサンプル同期信号発生回路は、
上記の実施例とは分周比可変回路５０の分周比が１／２
１３〜１／２１９、及び、１／２分周回路５１の分周比
が１／４になっている点が異なっており、それ以外の構
成は図４と同じであり、その説明は省略する。

【発明の効果】本発明のＯＦＤＭ信号送受信装置では、
ガードインターバル期間がＩＦＦＴ，パイロット信号生
成回路を駆動するものと同じサンプルクロックにより決
められ、サンプルクロック情報の伝送に用いられるパイ
ロット信号は、ガードインターバル期間も連続するよう
に設定されており、実際に伝送されるパイロット信号の
周波数スペクトラムは単一となる。従って、受信装置内
でジッタのないパイロット信号を復号出来、送信装置内
で動作するＩＦＦＴ回路と受信装置内で動作するＦＦＴ
回路の時間関係を同一に設定することが容易になり、Ｉ
ＦＦＴ動作を行なった信号に近い形でのＦＦＴ動作を行
なうことが出来、より正確な情報の伝送が可能となる。
また、本発明による位相同期方式は、連続して、また
は、シンボル周期（シンボル期間）毎に反転されて伝送
される同期信号情報に対して正常に同期情報を復号する
ことが出来る。このことは、移動受信等において、時分
割同期信号が位相雑音を伴って復号されたときでもそれ
を修正しながら受信できるため、クロック同期信号、シ
ンボル位置信号を良好に復号出来る。さらに、情報信号
として伝送されるパイロット信号に、シンボル同期情報
を挿入して行うため、時分割同期信号が入来する前に同
期信号を復号できるため、受像機のチャンネル切り換え
時などでも短時間で周波数分割多重信号の復号を行う事
が出来るなどの効果を有している。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＯＦＤＭ信号送信装置の実施例のブロ
ック図である。

【図２】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のブロ
ック図である。

【図３】本発明の送受信装置の実施例のシンボル期間と
ガードインターバルの関係を示した図である。

【図４】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のキャ
リア抽出部及びサンプル同期信号発生部のブロック図で
ある。

【図５】従来のＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図であ
る。

【図６】従来のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図であ
る。

【図７】同期信号とシンボル期間との関係を示した図で
ある。

【図８】同期信号とシンボル期間との関係を示した図で
ある。

【図９】同期信号とシンボル期間との関係を示した図で
ある。

【図１０】同期信号とシンボル期間との関係を示した図
である。

【図１１】位相同期回路の例を示した図である。

【図１２】位相同期回路の出力波形図である。

【図１３】位相同期回路の別の例を示した図である。

【符号の説明】

２直並列変換回路３ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路４ガードインターバル設定回路４ＡＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）５Ｄ／Ａ変喚器６，２４，４２，５３，１１４，１３４ＬＰＦ７直交変調器８，３０９０°シフト回路９，３１中間周波数発生回路１０クロック信号発生回路１１，２１周波数変換器１２送信部２０受信部２３直交復調器２５Ａ／Ｄ変換器（サンプリング回路）２６ガードインターバル処理回路２７ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２８並直列変換回路２９キャリア検出回路３２サンプル同期信号発生回路３３シンボル同期信号発生回路４０，４１，５２乗算器（位相比較器）４３，５０，１１５，１３５ＶＣＯ回路４４，４５１／４分周回路５１１／２分周回路１１１，１１２，１３１，１３２位相比較器（ＰＤ）１１６，１３６信号切換器

フロントページの続き (56)参考文献特開昭56−158545（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−134862（ＪＰ，Ａ) 特開平６−141020（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 11/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル情報信号が供給され多値ＱＡＭ
変調信号を発生させるＩＦＦＴ，パイロット信号生成回
路と、前記変調信号の一部を所定の時間繰り返して伝送
するように構成するガードインターバル設定回路と、前
記両回路を駆動するクロック信号発生回路とを有し、前
記ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路により複数のシン
ボル区間において位相が一定に保持される高次周波数の
パイロット信号を発生させ、このパイロット信号を、前
記ガードインターバル設定回路で設定するガードインタ
ーバル区間内で整数波長存在させるか、または、半波長
の奇数倍存在するように設定し、前記ガードインターバ
ル区間を含めて複数の前記シンボル区間に亘り連続的に
送出するように構成したことを特徴とする直交周波数分
割多重信号送信装置。
【請求項２】受信された周波数分割多重信号の周波数変
換を行なう周波数変換器と、前記変換器の出力信号を所
定の時間間隔で標本化するサンプリング回路と、設定さ
れたガードインターバル区間によりマルチパス歪による
干渉歪成分の少ない周波数分割多重信号を得るように構
成されたＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路と、前記ガードインタ
ーバル区間内で整数波長存在するか、または、半波長の
奇数倍存在するように設定されたパイロット信号を位相
同期回路により復調し、この復調されたパイロット信号
を所定の周波数比で周波数変換して前記サンプリング回
路を駆動するクロック信号を出力する同期信号発生回路
とを有して構成したことを特徴とする直交周波数分割多
重信号受信装置。