JP2816917B2

JP2816917B2 - 無線受信装置

Info

Publication number: JP2816917B2
Application number: JP4245173A
Authority: JP
Inventors: 繁冨里; 博鈴木
Original assignee: エヌ・ティ・ティ移動通信網株式会社
Priority date: 1992-09-14
Filing date: 1992-09-14
Publication date: 1998-10-27
Anticipated expiration: 2013-10-27
Also published as: JPH0697920A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は線形変調信号を復調する
無線受信装置に利用する。本発明は移動無線通信に利用
するに適する。本発明はバースト信号を受信する無線通
信、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信に利用するに適す
る。本発明はフエージングその他により受信レベルが急
速に変動する無線通信に適する。本発明はダイバーシチ
受信に利用してその効果が大きい。

【０００２】ここで線形変調信号とは、同一の変調信号
により変調された位相変調成分および振幅変調成分をと
もに含む信号をいう。なおこの明細書では「位相変調」
とは狭義の位相変調および周波数変調を含む概念として
定義する。

【０００３】線形変調信号は、電波の有効利用をはかる
ために、位相変調された信号を通過周波数帯域の狭いフ
ィルタを通過させることにより必然的に振幅変調成分を
伴うことになった信号として、ディジタル変調あるいは
アナログ音声変調の移動無線通信方式に広く利用されて
いる。

【０００４】

【従来の技術】無線通信などで変調波を受信すると、フ
ェージング等の影響で受信波のレベルが大きく変動して
いることが多い。変調形式が周波数変調（ＦＭ）のよう
に定振幅変調の場合には、受信増幅器としてリミタ増幅
器が用いられる。この時、出力の振幅は入力レベルと無
関係に一定となるが、もともと定振幅で周波数または位
相に変調が行われているので、振幅を一定にすることに
よる伝送特性の劣化はない。

【０００５】一方、定振幅変調に比べて周波数利用効率
がよい線形変調方式は、振幅成分にも情報があるため上
述したリミタ増幅器は適用できない。このため、一般に
線形変調波を受信するためには、自動利得調整形（ＡＧ
Ｃ）増幅器を使った線形増幅検波器が用いられてきた。
従来例を図１８を参照して説明する。図１８は従来例装
置のブロック構成図である。図１８（ａ）はダイバーシ
チ受信を行う構成を示している。また、図１８（ｂ）は
図１８（ａ）における線形増幅検波器５４および５５の
具体例を示している。ダイバーシチ受信機のアンテナで
受信された信号は増幅および周波数変換され、帯域濾波
器５０および５１を通った後、ＡＧＣ増幅器６０で増幅
され、ＩＱ検波器６１により複素包絡線が抽出される。
また、ＡＧＣ増幅器６０で増幅された信号の包絡線成分
が包絡線検波器６２で抽出され、利得制御回路６３を介
して、出力信号の平均レベルが一定となるようにＡＧＣ
増幅器６０の利得が制御される。また、利得制御信号６
４もダイバーシチ合成のために出力されている。

【０００６】ダイバーシチ合成処理には、様々な方法が
考えられる。図１８（ａ）は送信信号に振幅位相推定用
の疑似ランダム信号が挿入されているときの方法が示さ
れている。振幅位相推定器５２および５３の動作を以下
に詳述する。この疑似ランダム信号を振幅位相推定器５
２および５３における図示しない相関検出器に入力し、
複素相関をとると、複素包絡線のキャリア成分の振幅と
位相が抽出される。実際の受信波のレベルはＡＧＣ増幅
器６０の利得に応じた補正を相関で抽出された振幅によ
り行うことにより得られる。まず、複素相関により抽出
されたキャリア成分の位相と振幅を、複素振幅ｗ_nで表
すとする。ｗ_nに対して、その複素共役ｗ_n ^*を生成す
る。複素包絡線および複素振幅ｗ_nはＡＧＣ増幅された
信号から抽出されているので、線形増幅検波器５４およ
び５５におけるＡＧＣ増幅器６０の利得を補正しなけれ
ば真の入力レベル値は得られない。そこで、各ブランチ
の利得で補正する。まず、各ブランチの複素包絡線を各
ブランチの振幅利得Ｇ_onで割り算する必要がある。同様
に、複素共役ｗ_n ^*をｗ_n ^*／Ｇ_onとする必要がある。
図１８では各ブランチの複素乗積器５６および５７でこ
れら２つの補正ダイバーシチ合成の重み付けと同時に行
っている。すなわち、複素包絡線とｗ_n ^*／Ｇ_on ²との
乗積信号を作り、合成している。最後に、合成信号の判
定を行い、結果を出力する。なお、上述の説明は最大比
合成を得るための方法であるが、レベルの高い複素包絡
線を利得制御信号から選択する、すなわち複素共役ｗ_n
^*を０または１にすれば選択合成が得られる。さらに、
ｗ_n ^*／（Ｇ_ON｜ｗ_n｜）を乗積すれば、複素包絡線は
１／Ｇ_onの利得補正、重み付けはすべてのブランチが利
得１となるので、各ブランチの乗積信号の合成により等
利得合成が得られる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このように線形変調信
号の復調の主回路に負帰還接続された自動利得制御回路
を用いると、安定な制御のために負帰還の時定数をある
程度大きくとることが必要である。したがって受信信号
レベルのゆっくりした変動にはよく応答するが、受信信
号レベルの変動が小刻みであって早い場合には制御ルー
プに制御遅れが生じて平均出力レベルを一定に保つこと
ができなくなる。つまり、フエージングの繰り返し周期
が短い場合には十分な応答特性がえられず、ダイバーシ
チ受信を行う場合にも有効にその効果を発揮できなくな
る。また時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信方式のように
バースト信号を間欠的に送受信する方式では、バースト
信号の始めの部分と終わりの部分で受信レベルが不安定
になり、情報誤りが発生することになって適正な利用が
できないことになる。

【０００８】本発明はこれを改良するもので、応答速度
が早く、受信信号のレベル変動が小刻みであって早い場
合にも有効に受信することができるとともに、その動作
が安定である線形変調信号の受信装置を提供することを
目的とする。本発明は、フエージングの繰り返し周期が
短い場合にも有効であり、ダイバーシチ受信を行う場合
にも有効であり、また時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信
方式のようにバースト信号を間欠的に送受信する方式に
も有効である受信装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の特徴は、振幅
変調成分である包絡線信号と、位相変調成分である位相
復調信号とを別に検出してから複素包絡線信号を再生す
ること、受信信号の包絡線を検出し、包絡線信号の平
均レベルの変動を抑える処理を行うこと、位相変調成
分の復調にはリミタ手段を利用すること、さらに、検
出された平均レベルを利用してダイバーシチ受信が可能
であることにある。

【００１０】本発明は従来の時定数の大きい負帰還ルー
プを含む自動利得制御回路を利用する従来技術とは、
時定数の大きいループがない、搬送波信号ではなく包
絡線信号でレベル正規化処理を行う、線形受信である
にもかかわらずリミタ手段を利用できる、ことが異な
る。

【００１１】すなわち本発明は、それぞれダイバーシチ
枝となる別系の受信回路からの受信信号が入力する複数
の入力端子を備え、この入力端子の信号をそれぞれ入力
とする包絡線検出手段および位相検波手段と、この包絡
線検出手段および位相検波手段の各出力信号から複素包
絡線信号を再生する再生手段とが前記ダイバーシチ枝対
応に設けられ、ダイバーシチ枝毎の前記再生手段の出力
を複数のダイバーシチ枝にわたり合成して復調処理を行
う合成復調処理回路とを備え、前記包絡線検出手段は、
前記入力端子の信号から包絡線信号を検出する包絡線検
出回路と、この検出回路により検出された包絡線信号の
レベル平均値を演算する平均演算回路と、前記包絡線検
出回路の出力包絡線信号を正規化する正規化回路とを含
み、前記平均演算回路の出力レベル平均値を前記複数の
ダイバーシチ枝にわたり平均化して各ダイバーシチ枝の
前記正規化回路の基準として与える平均値制御回路を備
え、さらに、前記位相検波手段には、位相検波する信号
の振幅を制限するリミタ手段を含むことを特徴とする。

【００１２】前記包絡線検出回路の変換関数が非線形関
数として、前記正規化回路の出力にこの非線形関数に対
応する逆変換関数の処理を行う逆変換回路を含む構成と
することがよい。

【００１３】この逆変換回路には、複数種類の逆変換関
数を保持しておき、復調信号に関してこの複数種類の逆
変換関数の一つを適応的に選択する構成とすることがよ
い。

【００１４】前記合成復調処理回路には、制御信号とし
てダイバーシチ枝毎の前記平均演算回路の出力を与えて
制御する構成とすることができる。

【００１５】前記包絡線検出回路にはレベル調整回路を
備えることがよい。

【００１６】前記包絡線検出回路の出力を一時保持する
バッファ回路を備えることがよく、この場合には一切の
処理をディジタル処理にすることがよい。

【００１７】前記再生手段に入力する包絡線検出手段お
よび位相検波手段の各出力信号の相対遅延を調節する手
段を備えることがよい。

【００１８】本発明はダイバーシチ受信を利用しない場
合にも実施することができる。この場合には、受信信号
が入力する１個の入力端子と、この入力端子の信号を入
力とする包絡線検出手段および位相検波手段と、この包
絡線検出手段および位相検波手段の各出力信号から複素
包絡線信号を再生する再生手段とを備え、前記包絡線検
出手段には、前記入力端子の信号から包絡線信号を検出
する包絡線検出回路と、この検出回路により検出された
包絡線信号のレベル平均値を演算する平均演算回路と、
前記包絡線検出回路の出力包絡線信号を前記平均演算回
路の出力レベル平均値により正規化する正規化回路とを
含み、前記位相検波手段には、位相検波する信号の振幅
を制限するリミタ手段を含むことを特徴とする。

【００１９】上記説明で、負帰還ループを含む自動利得
制御回路を利用する従来技術との比較を述べたが、これ
は自動利得制御回路を利用してはならないということで
はなく、本発明に時定数の小さい自動利得制御回路を併
用することは可能である。

【００２０】

【作用】受信信号から振幅変調成分と位相変調成分とを
別回路で復調するから、振幅変調成分を復調する回路に
はリミタを設けて振幅制限を行うことができる。これに
より雑音を逓減することができる。

【００２１】自動利得制御を行わなくとも、受信信号の
包絡線を検出し、包絡線信号の平均レベルの変動を抑え
る処理を行う（フィードホワード）により、受信信号の
レベル変動に対応することができ、その応答速度を小さ
くすることができる。

【００２２】この平均レベルの検出はダイバーシチの合
成処理に利用することができる。

【００２３】

【実施例】本発明第一実施例の構成を図１を参照して説
明する。図１は本発明第一実施例装置のブロック構成図
である。

【００２４】本発明は、それぞれダイバーシチ枝となる
別系の受信回路からの受信信号が入力する複数の入力端
子１₁、１₂を備え、この入力端子１₁、１₂の信号を
それぞれ入力とする包絡線検出手段である包絡線検出回
路６₁、６₂および位相検波手段である位相検波回路３
₁、３₂と、この包絡線検出回路６₁、６₂および位相
検波回路３₁、３₂の各出力信号から複素包絡線信号を
再生する再生手段である再生回路４₁、４₂とが前記ダ
イバーシチ枝対応に設けられ、ダイバーシチ枝毎の再生
回路４₁、４₂の出力を複数のダイバーシチ枝にわたり
合成して復調処理を行う合成復調処理回路５とを備え、
包絡線検出回路６₁、６₂は、入力端子１₁、１₂の信
号から包絡線信号を検出し、この包絡線検出回路６₁、
６₂により検出された包絡線信号のレベル平均値を演算
する平均演算回路９₁、９₂と、包絡線検出回路６₁、
６₂の出力包絡線信号を正規化する正規化回路７₁、７
₂とを含み、平均演算回路９₁、９₂の出力レベル平均
値を前記複数のダイバーシチ枝にわたり平均化して各ダ
イバーシチ枝の正規化回路７₁、７₂の基準として与え
る平均値制御回路１０を備え、さらに、位相検波回路３
₁、３₂には、位相検波する信号の振幅を制限するリミ
タ手段であるリミタ増幅器２₁、２₂を含むことを特徴
とする無線受信装置である。本発明第一実施例装置は２
ブランチのダイバーシチ枝を備えている。

【００２５】次に、本発明第一実施例の動作を説明す
る。ｎ番目、ただし、１≦ｎ≦２＝Ｎ、の受信波Ｓ
_n（ｔ）は、Ｓ_n（ｔ）＝Ｒ_e［Ｅ_nｅｘｐｊ（２πｆ_cｔ）］ …（１）となる。ただし、Ｒ_e( ) は( ) 内の実数部を表すこと
とし、また、Ｅ_n（ｔ）はＳ_n（ｔ）の複素包絡線を表
す。受信波の包絡線Ｒ_n（ｔ）は、Ｒ_n（ｔ）＝｜Ｅ_n（ｔ）｜ …（２）信号位相θ_n（ｔ）は、 θ_n（ｔ）＝Ａｒｇ［Ｅ_n（ｔ）］ …（３）である。まず、包絡線検出回路６₁、６₂は、ある関数
ｆ( ) を用いてＲ_n（ｔ）を次式により変換し、レベル
信号ｒ_n（ｔ）を出力する。このｒ_n（ｔ）は、ｒ_n（ｔ）＝ｆ［Ｒ_n（ｔ）］ …（４）となる。平均演算回路９₁、９₂は、このレベル信号ｒ
_n（ｔ）の平均値ｍ_n（ｔ）を時定数Ｔ_mを用いて、

【００２６】

【数１】により演算する。平均値制御回路１０は、１〜Ｎ番目の
平均値ｍ₁（ｔ），ｍ₂（ｔ），…，ｍ_n（ｔ）を入力
とし、ある関数ｈ( ) を用いてＮ個の正規化用平均値ｍ
_sn（ｔ）を出力する。ｍ_sn（ｔ）を次式で表すとｍ_sn（ｔ）＝ｈ［ｍ₁（ｔ），ｍ₂（ｔ），…，ｍ_n（ｔ）］ …（６）となり、正規化回路７₁、７₂はこのｍ_sn（ｔ）を用い
てｒ_mn（ｔ）＝ｇ［ｒ_n（ｔ），ｍ_sn（ｔ）］ …（７）により、正規化レベル信号ｒ_mn（ｔ）を出力する。逆変
換回路８₁、８₂は、この正規化レベル信号ｒ_mn（ｔ）
と正規化平均値ｍ_sn（ｔ）を用いてＲ_mn（ｔ）＝ｆ^-1［ｒ_mn（ｔ），ｍ_sn（ｔ）］ …（８）により逆変換を行い、正規化包絡線信号Ｒ_mn（ｔ）を出
力する。一方、リミタ増幅回路２₁、２₂はｎ番目の受
信波Ｓ_n（ｔ）を非常に大きな利得で増幅し、定振幅化
信号Ｓ_cn（ｔ）を出力する。この定振幅化信号Ｓ
_cn（ｔ）は、Ｓ_cn（ｔ）＝Ｒ_e｛Ａｅｘｐ［ｊ２πｆ_cｔ＋ｊθ_n（ｔ）］｝ …（９）となる。ただし、Ａはある定数値である。位相検波回路
３₁、３₂は、この定振幅信号から受信波位相θ
_n（ｔ）を表す位相表示信号を出力する。位相表示信号
としてはθ_n（ｔ）を直接表す信号、または、ｅｘｐ［ｊθ_n（ｔ）］＝ｃｏｓθ_n（ｔ）＋ｊｓｉｎθ_n（ｔ）を表す信号が考えられる。再生回路４₁、４₂は、正規
化包絡線信号Ｒ_mn（ｔ）と位相表示信号を用いて、再生
複素包絡線信号Ｅ_rn（ｔ）を生成する。最後に、合成復
調処理回路５は、１〜Ｎ番目の複素包絡線信号を入力と
し、これらの信号を合成し、復調を行う。合成復調処理
にはＡＦＣ処理、等化、クロック抽出および信号判定を
含むものとする。以下では、各回路の動作の詳細につい
て説明する。

【００２７】まず、包絡線検出回路６₁、６₂は逆変換
回路８₁、８₂と対の関係にある。すなわち、包絡線検
出回路６₁、６₂の変換ｙ＝ｆ（ｘ）に対して逆変換ではｘ＝ｆ^-1（ｙ）を行う、最も一般的な包絡線検出手段としては二乗検
波、すなわちｆ（ｘ）＝ｘ² を用いる方法がある。このとき、逆変換は平方根、すな
わちｆ^-1（ｘ）＝ｘ^1/2 となる。しかしながら、この方法ではダイナミックレン
ジが数十dBにわたる無線受信波には適用できない。そこ
で、対数レベル検波器、すなわち対数関数ｆ（ｘ）＝ｋｌｏｇｘを用いる。このとき逆変換は指数関数、すなわちｆ^-1（ｘ）＝ｅｘｐ（ｘ／ｋ）となる。

【００２８】包絡線検出回路６₁、６₂の構成を図２に
示す。図２は包絡線検出回路６₁、６₂のブロック図で
ある。対数レベル検波器１１において包絡線は、ｒ_n（ｔ）＝ｋｌｏｇ［Ｒ_n（ｔ）］ …（１０）により対数変換される。低減濾波器１２によりキャリア
成分などの周波数の耐火成分を除去し、ＡＤコンバータ
１３によりディジタル信号に変換する。

【００２９】次に、逆変換回路８₁、８₂の構成を図３
に示す。逆変換回路８₁、８₂では正規化レベル信号ｒ
_mn（ｔ）をＲ_mn（ｔ）＝ｅｘｐ［ｒ_mn（ｔ）／ｋ］ …（１１）により指数関数変換し、正規化包絡線信号Ｒ_mn（ｔ）を
出力する。本回路はＤＳＰ（Data storage processor)
またはＲＯＭテーブルを用いることにより実現できる。
この対数変換を行うと、正規化回路７₁、７₂における
ｇ( ) は単なる減算でよく、ｇ［ｒ_n（ｔ），ｍ_sn（ｔ）］＝ｒ_n（ｔ）−ｍ_sn（ｔ） …（１２）となる。上述した対数・指数変換を行うときにはテーブ
ルを用いると便利であるが、入力レベルのレンジが広い
とテーブルの規模が大きくなるのでレベルをある範囲に
限定する処理を行う。そこで平均値を用いて信号の正規
化を行っている。平均値の利用法には２通りの方法が考
えられる。まず、平均値制御回路１０において１〜Ｎ番
目の平均値ｍ₁（ｔ），ｍ₂（ｔ），…，ｍ_n（ｔ）か
ら、値が最も大きいものを正規化用平均値ｍ_sn（ｔ）と
して出力する方法、すなわちｈ（ｘ）＝ｍａｘ（ｘ）がある。このとき、ｍ_sn（ｔ）＝ｍａｘ［ｍ₁（ｔ），ｍ₂（ｔ），…，ｍ_n（ｔ）］ …(13) となる。ただし、ｍａｘ( ) は( ) 内の最大値を求める
関数とする。この方法によれば、最もレベルの高い平均
値が選択されるので、最もレベルの高いブランチの受信
波の正規化後の信号は常に同程度のレベルとなる。ま
た、正規化用平均値は一つの値であるから、全てのブラ
ンチの利得が同一になったことに相当する。しかし、上
述した方法では、最大値を求める必要があり、また、レ
ベルの小さい信号を正確に再生するためには小さいレベ
ルに対するテーブルを用意する必要があるので本発明第
一実施例では、平均値制御回路１０において１〜Ｎ番目
の平均値ｍ₁（ｔ），ｍ₂（ｔ），…，ｍ_n（ｔ）をそ
のまま各ブランチの正規化用平均値ｍ_sn（ｔ）とする、
すなわちｍ_sn（ｔ）＝ｍ_n（ｔ） …（１４）とする。このようにすると各ブランチの受信波の正規化
後の信号は常に同程度のレベルとなるので小さいレンジ
の指数関数テーブルを用意すればよい。

【００３０】次に、図４を参照して位相検波回路３₁、
３₂の動作を説明する。図４は位相検波回路３₁、
３₂、のブロック図である。ＩＱ検波器６１を用いてリ
ミタ増幅器２₁、２₂の出力から準同期したローカル発
振器４２により、同相成分と直交成分の振幅成分を抽出
している。この方法では信号位相θ_n（ｔ）が２つの位
相表示信号ｃｏｓθ_n（ｔ）およびｓｉｎθ_n（ｔ）に
対応して出力される。

【００３１】次に、図５を参照して正規化包絡線信号と
位相表示信号を入力する再生回路４₁、４₂を説明す
る。図５は再生回路を示すブロック図である。図５は位
相表示信号ｃｏｓθ_n（ｔ）およびｓｉｎθ_n（ｔ）を
端子Ｉ₁とＩ₂から入力し、２つの乗算器７１、７２を
用いて端子Ｒからの正規化包絡線信号を乗積する。

【００３２】合成復調処理回路５としては、従来技術の
ところで述べた選択合成、等利得合成および最大比合成
が適用できるので詳細な説明は省略する。

【００３３】次に、図６を参照して本発明第二実施例を
説明する。図６は本発明第二実施例装置のブロック図で
ある。本発明第一実施例では基本動作はリアルタイム動
作を前提としているが、複雑な処理を多用しているので
ディジタル信号処理が望ましい。本発明第二実施例装置
はディジタル信号処理に適した構成となっている。本発
明第二実施例の特徴は、レベル信号ｒ_n（ｔ）と位相表
示信号を一定時間蓄積する４つのバッファ９０〜９３を
有するところにある。正規化回路７₁、７₂では平均演
算回路９₁、９₂の結果に基づいて包絡線の平均レベル
の変動を除去するが、バッファ９０〜９３がない場合は
式（５）に示したようにレベル正規化時に使用する平均
値は過去の包絡線から求めた値となる。このため、レベ
ル変動が高速になった場合に遅れが生じ、精度良く追従
できない可能性がある。本発明第二実施例ではこのよう
な高速なレベル変動にも精度良く追従することを目的と
している。まず、包絡線検出回路６₁、６₂で検出した
包絡線のデータはバッファ９０、９１に蓄積される。バ
ッファ９０、９１は長さをＴ_mとしてｋＴ_m≦ｔ≦（ｋ＋１）Ｔ_m の信号が蓄積されているとする。なお、実際にはリアル
タイムに信号が受信されているので、バッファ９０、９
１はパラレルにいくつも必要であるが、ここでは簡単に
１つのバッファメモリがあるとして説明する。バースト
信号の受信においてこのように１つのメモリでも十分で
ある。ただし、メモリ長はバースト長に合わせる必要が
ある。次に、この蓄積されたデータからデータを取り出
し、平均値を算出すると、

【００３４】

【数２】となる。さらに、平均値を求めるときに使用した包絡線
データを再びバッファ９０、９１から取り出し、算出し
た平均値を用いてレベル信号ｒ_n（ｔ）の平均レベルの
正規化を行う。バッファ９０、９１からのデータ出力先
は切換器９４、９５により制御される。この切換器９
４、９５により、レベル正規化時に使用する平均値に包
絡線のデータと同じタイミングで抽出されたデータとな
り、高速なレベル変動にも精度良く追従できる。位相検
波回路３₁、３₂の出力のバッファ９２、９３は包絡線
処理側との処理速度の差を調節し再生回路４₁、４₂で
の処理タイミングを一致させる機能を有している。以上
の動作により、精度良く平均レベルの正規化が行える。
なお、ここで未だ説明していない各回路の構成および動
作は本発明第一実施例と同様である。

【００３５】次に、図７および図８を参照して本発明第
三実施例を説明する。図７は包絡線検出回路６₁、６₂
の入出力特性例を示す図である。図８は本発明第三実施
例の要部構成図である。

【００３６】包絡線検出回路６₁、６₂のダイナミック
レンジが十分とれないときには、例えば入力レベルの小
さいところ、あるいはレベルの大きいところで一定とな
り、対数変換からは大きく異なってしまう可能性があ
る。そこで、本発明第三実施例は図８に示すように平均
値に基づいて包絡線検出回路６₁、６₂の入力レベルを
調整するレベル調整回路１５０を有することを特徴とす
る。図７に示すようにダイナミックレンジすなわちＰ₁
からＰ₂までは通常４０ｄＢ以上あるが、それでも不十
分なときに本発明第三実施例は有効となる。入出力特性
において入力がＰ₁以下およびＰ₂以上では包絡線検出
回路６₁、６₂のダイナミックレンジをこえるため線形
性が悪く出力に歪が生じる。このように入力が包絡線検
出回路６₁、６₂のダイナミックレンジをこえる場合
に、レベル調整回路１５０により入力レベルを調整す
る。レベル調整回路１５０は線形増幅器またはアッテネ
ータにより構成できる。ここでは、平均演算回路９₁、
９₂の出力を制御信号とするため、フィールドバックル
ープを有することとなるが。本発明第三実施例のレベル
調整回路１５０は包絡線検出回路６₁、６₂のダイナミ
ックレンジをこえないように入力レベルを調節すること
を目的としており、レベル調整幅が従来技術のＡＧＣ増
幅器と比べて小さく、ループの安定性が高い。この点が
従来のＡＧＣ増幅器とは異なる。

【００３７】本発明第一および第二実施例においては再
生回路４₁、４₂で再生複素包絡線を生成するときに
は、正規化包絡線と位相表示信号が表す本来の信号が同
一のものであることが重要である。しかしながら、様々
な処理によって処理遅延が異なるので注意が必要であ
る。

【００３８】次に、図９を参照して本発明第四実施例を
説明する。図９は本発明第四実施例の要部構成図であ
る。本発明第四実施例は正規化包絡線信号と位相表示信
号の再生回路４₁、４₂への入力タイミングを調整する
遅延調節回路１６０を有することを特徴とする。本発明
では受信波の位相と包絡線を別々に処理する。位相と包
絡線の各々の処理時間に差がある場合には、再生回路４
₁、４₂に入力する際に時間差が発生し、再生複素包絡
線に誤差が生じる。本発明第四実施例は、このような時
間差をなくすことを目的とした構成である。位相の処理
と包絡線の処理において処理速度の速いほうに遅延調節
回路１６０を入れることにより処理時間の調整を行って
いる。遅延調節回路１６０は十分高速にサンプリングさ
れているディジタル処理においてはシフトレジスタを用
いることにより簡単に構成でき、アナログ処理において
は例えば遅延線や低域濾波器を用いることにより構成で
きる。また、図９（ａ）および図９（ｂ）ではどちらも
再生回路４₁、４₂の直前で遅延調節を行っているが、
同様の効果が得られれば他の場所でもよい。さらに、サ
ンプリング速度がシンボル速度の２倍程度というように
高速でないときには、サンプリング以下の微小遅延量を
調整する必要があるので、サンプリングする信号が本来
同一であるように遅延調節回路１６０は包絡線検出また
は位相検出回路直後におく必要がある。

【００３９】次に、図１０を参照して本発明第五実施例
を説明する。図１０は本発明第五実施例の要部構成図で
ある。本発明第五実施例は各回路の特性を較正する較正
手段を有することを特徴とする。ただし、リミタ増幅器
２₁、２₂および包絡線検出回路６₁、６₂の出力から
先は同じであるから省略した。図１０は受信機内部に較
正信号発生器１８０を持ち、この較正信号に応じて各部
の特性を較正する。

【００４０】次に、図１１を参照して本発明第六実施例
を説明する。図１１は本発明第六実施例の要部構成図で
ある。本発明第六実施例は、Ｎブランチのダイバーシチ
構成の場合に各ブランチの間での特性のバラツキをなく
すために、アンテナを入力切換器１９０により切り換え
ることにより全てのブランチで同一の信号を受信し、同
一の複素包絡線が得られるように各部の特性を較正す
る。

【００４１】次に、図１２ないし図１５を参照して本発
明第七および第八実施例を説明する。図１２はπ／４シ
フトＱＰＳＫ信号を示す図である。図１３は等化器を用
いたときの符号誤り率を示す図である。図１４は本発明
第七実施例の構成図である。図１５は本発明第八実施例
の構成図である。本発明第七および第八実施例の特徴
は、包絡線検出回路６₁、６₂の対数特性と逆変換回路
８₁、８₂の指数関数特性の不一致を補正する機能を有
するところにある。（１０）式における定数ｋは包絡線
検出回路６₁、６₂の入力の平均レベルにより変化する
場合がある。また、温度変化等の環境の変化によりｋの
値が変化することも考えられる。このようなｋの値の変
動は逆変換回路８₁、８₂の指数関数特性との不一致を
招くこととなる。対数特性の定数をｋ_lとし、指数関数
特性の定数をＫ_eとしたときに不一致を表す定数ｋ_rを

【００４２】

【数３】とする。このｋ_rの値により信号がどのような歪を受け
るかをπ／４シフトＱＰＳＫ信号（ロールオフ率α＝
０．５）を例に取り、図１２に示す。また、ｋ_rの値に
よる等化器を用いた場合の符号誤り率（ＢＥＲ）を図１
３に示す。本発明第七および第八実施例はこのようなｋ
の値の変動により逆変換回路８₁、８₂の指数関数特性
と不一致が生じるときに補正機能により改善することを
目的としている。本発明第七実施例では平均演算回路９
₁、９₂の出力や温度センサ等の出力を用いた制御信号
に応じた指数関数変換テーブルをＣＰＵ２００により演
算し、これをＲＡＭ２０２に書き込むことによりｋの値
の変化に対応している。しかしながら、この方法では、
レベル変動に伴うｋの値の変化などに対しては変動の速
度が速いのでひんぱんにＲＡＭの書き換えを行う必要が
ある。そこで、本発明第八実施例ではｍ種類のｋの値
（ｋ₁、ｋ₂、…、ｋ_m）に対応した指数関数変換のＲ
ＯＭテーブル２０４を用意し、これらをレベルを表す平
均値ｍ_n（ｔ）を用いた制御信号により切り換えること
によりｋの値の変化に対応できるようにしている。

【００４３】本発明第一ないし第八実施例において、位
相検波回路３₁、３₂は図１６または図１７に示す構成
とすることもできる。図１６および図１７は位相検波回
路３₁、３₂の他の構成を示す図である。図１６の構成
によればリミタ増幅された受信波の高調波成分を除去す
るための低域濾波器１２の出力Ｓ_ln（ｔ）は

【００４４】

【数４】で表せる。Ｓ_ln（ｔ）をＡＤコンバータ１３においてキ
ャリア周波数ｆ_cの４倍のサンプリングクロックを用い
てサンプリングする。また、４分周回路８４によりサン
プリングクロックを４分周し、周波数がｆ_cで、位相が
９０°異なる２信号を生成する。この４分周クロックを
用いて切換器８３のスイッチを切り換えることにより位
相表示信号ｃｏｓθ_n（ｔ）およびｓｉｎθ_n（ｔ）を
抽出できる。

【００４５】また、図１７（ａ）の構成によれば、θ_n
（ｔ）が直接求められる。カウンタ８１はキャリア周波
数ｆ_cのＭ倍のクロックによりカウントし、リミタ増幅
器２₁、２₂の出力の矩形波の立ち上がりエッジでのカ
ウント数を出力する。ｑ番目の立ち上がりエッジの時刻
をｔ_qとし、この時のカウント数をＣ_n（ｔ_q）とする
と、Ｃ_n（ｔ_q）は

【００４６】

【数５】で表せる。ただし、［ｘ］はｘを越えない整数とする。
式（１８）の右辺の第１項は無変調時のカウント数を表
し、第２項は信号位相θ_n（ｔ）によるカウント数の変
化を表している。従って、位相変換器８２では、（１
６）式を変形した次式によりカウント数Ｃ_n（ｔ_q）を
位相θ_n（ｔ）に変換すると、

【００４７】

【数６】となる。この変換では±π／Ｍの誤差があるのでＭは十
分大きな値にする必要がある。このような方法によれ
ば、ＡＤコンバータを必要としない位相表示信号の抽出
手段が得られる。また、ディジタル回路で容易に実現で
きる利点がある。この場合は、図１７（ｂ）に示したｃ
ｏｓ変換器８５およびｓｉｎ変換器８６により同相、直
交成分を得てから乗積を行えばよい。ｃｏｓ変換器およ
びｓｉｎ変換器はＲＯＭテーブルを用いて簡単に構成で
きる。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば受
信レベルに対する応答速度が早く、受信信号のレベル変
動が小刻みであって早い場合にも有効に受信することが
できるとともに、その動作が安定である。

【００４９】また本発明は、フエージングの繰り返し周
期が短い場合にも有効であり、ダイバーシチ受信を行う
場合にも有効であり、また時分割多元接続（ＴＤＭＡ）
通信方式のようにバースト信号を間欠的に送受信する方
式にも有効である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明第一実施例のブロック図。

【図２】包絡線検出回路のブロック図。

【図３】逆変換回路のブロック図。

【図４】位相検波回路のブロック図。

【図５】再生回路のブロック図。

【図６】本発明第二実施例のブロック図。

【図７】包絡線検出回路の入出力特性例を示す図。

【図８】本発明第三実施例の要部構成図。

【図９】本発明第四実施例の要部構成図。

【図１０】本発明第五実施例の要部構成図。

【図１１】本発明第六実施例の要部構成部。

【図１２】π／２シフトＱＰＳＫ信号を示す図。

【図１３】等化器を用いたときの符号誤り率を示す図。

【図１４】本発明第七実施例の要部構成図。

【図１５】本発明第八実施例の要部構成図。

【図１６】位相検波回路の他の構成を示す図。

【図１７】位相検波回路の他の構成を示す図。

【図１８】従来例のブロック図。

【符号の説明】１₁、１₂ 入力端子２₁、２₂ リミタ増幅器３₁、３₂ 位相検波回路４₁、４₂ 再生回路５合成復調処理回路６₁、６₂ 包絡線検出回路７₁、７₂ 正規化回路８₁、８₂ 逆変換回路９₁、９₂ 平均演算回路１０平均値制御回路１１対数レベル検波器１２低域濾波器１３ＡＤコンバータ４１同期回路４２ローカル発振器５０、５１帯域濾波器５２、５３振幅位相推定器５４、５５線形増幅検波器５６、５７複素乗算器６０ＡＧＣ増幅器６１ＩＱ検波器６２包絡線検波器６３利得制御回路７１、７２乗算器８１カウンタ８２位相変換器８３切換器８４４分周回路８５ｃｏｓ変換器８６ｓｉｎ変換器９０、９１、９２、９３バッファ９４、９５切換器１５０レベル調整回路１６０遅延調節回路１８０較正信号発生器１８１、１８２、１９０入力切換器２００ＣＰＵ２０２ＲＡＭ２０４ＲＯＭテーブル

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04B 3/50 - 3/60 H04B 7/00 - 7/12 H04L 1/02 - 1/06 H04L 27/18 - 27/24 H03D 1/00 - 5/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】それぞれダイバーシチ枝となる別系の受
信回路からの受信信号が入力する複数の入力端子を備
え、この入力端子の信号をそれぞれ入力とする包絡線検出手
段および位相検波手段と、この包絡線検出手段および位
相検波手段の各出力信号から複素包絡線信号を再生する
再生手段とが前記ダイバーシチ枝対応に設けられ、ダイバーシチ枝毎の前記再生手段の出力を複数のダイバ
ーシチ枝にわたり合成して復調処理を行う合成復調処理
回路とを備え、前記包絡線検出手段は、前記入力端子の信号から包絡線
信号を検出する包絡線検出回路と、この検出回路により
検出された包絡線信号のレベル平均値を演算する平均演
算回路と、前記包絡線検出回路の出力包絡線信号を正規
化する正規化回路とを含み、前記平均演算回路の出力レベル平均値を前記複数のダイ
バーシチ枝にわたり平均化して各ダイバーシチ枝の前記
正規化回路の基準として与える平均値制御回路を備え、さらに、前記位相検波手段には、位相検波する信号の振
幅を制限するリミタ手段を含むことを特徴とする無線受
信装置。
【請求項２】前記包絡線検出回路の変換関数が非線形
関数であるとき、前記正規化回路の出力にこの非線形関
数に対応する逆変換関数の処理を行う逆変換回路を含む
請求項１記載の無線受信装置。
【請求項３】前記逆変換回路には、複数種類の逆変換
関数を保持する手段と、この複数種類の逆変換関数の一
つを適応的に選択する手段とを含む請求項２記載の無線
受信装置。
【請求項４】前記合成復調処理回路には、制御信号と
してダイバーシチ枝毎の前記平均演算回路の出力が与え
られた請求項１記載の無線受信装置。
【請求項５】前記包絡線検出回路にはレベル調整回路
を備えた請求項１記載の無線受信装置。
【請求項６】前記包絡線検出回路の出力を一時保持す
るバッファ回路を備えた請求項１または２記載の無線受
信装置。
【請求項７】前記再生手段に入力する包絡線検出手段
および位相検波手段の各出力信号の相対遅延を調節する
手段を備えた請求項１または６記載の無線受信装置。
【請求項８】受信信号が入力する１個の入力端子と、
この入力端子の信号を入力とする包絡線検出手段および
位相検波手段と、この包絡線検出手段および位相検波手
段の各出力信号から複素包絡線信号を再生する再生手段
とを備え、前記包絡線検出手段には、前記入力端子の信号から包絡
線信号を検出する包絡線検出回路と、この検出回路によ
り検出された包絡線信号のレベル平均値を演算する平均
演算回路と、前記包絡線検出回路の出力包絡線信号を前
記平均演算回路の出力レベル平均値により正規化する正
規化回路とを含み、前記位相検波手段には、位相検波する信号の振幅を制限
するリミタ手段を含むことを特徴とする無線受信装置。