JP2812248B2 - ディジタル式サブキャリア再生回路 - Google Patents
ディジタル式サブキャリア再生回路Info
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- JP2812248B2 JP2812248B2 JP7139783A JP13978395A JP2812248B2 JP 2812248 B2 JP2812248 B2 JP 2812248B2 JP 7139783 A JP7139783 A JP 7139783A JP 13978395 A JP13978395 A JP 13978395A JP 2812248 B2 JP2812248 B2 JP 2812248B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル式サブキャリ
ア再生回路に関し、特にテレビジョン映像信号のディジ
タル処理時におけるサブキャリア信号の再生回路に関す
る。
ア再生回路に関し、特にテレビジョン映像信号のディジ
タル処理時におけるサブキャリア信号の再生回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種のディジタル式サブキャリ
ア再生回路は図３に示す構成となっている。図３を参照
すると、入力端子１から供給された入力映像信号はＡ／
Ｄ変換回路３へ印加されて所定のサンプリング周波数の
サンプリング信号によりサンプリングされつつディジタ
ル信号に変換され、位相比較回路７の一入力となってい
る。第２の映像入力端子４から入力された映像信号はタ
イミング生成回路５に供給され、バースト信号の存在期
間を示すタイミング信号が生成される。
ア再生回路は図３に示す構成となっている。図３を参照
すると、入力端子１から供給された入力映像信号はＡ／
Ｄ変換回路３へ印加されて所定のサンプリング周波数の
サンプリング信号によりサンプリングされつつディジタ
ル信号に変換され、位相比較回路７の一入力となってい
る。第２の映像入力端子４から入力された映像信号はタ
イミング生成回路５に供給され、バースト信号の存在期
間を示すタイミング信号が生成される。
【０００３】一方、電圧制御発振回路１０が設けられて
おり、この発振信号はＡ／Ｄ変換回路１２にてディジタ
ル信号とされて位相比較回路７の他入力となっている。
この位相比較回路７はタイミング生成回路５からのタイ
ミング信号により位相比較動作を行うものであり、すな
わち入力映像信号中のバースト信号の存在期間のみ位相
比較回路７は活性化されて２入力の位相比較を行うよう
になっている。
おり、この発振信号はＡ／Ｄ変換回路１２にてディジタ
ル信号とされて位相比較回路７の他入力となっている。
この位相比較回路７はタイミング生成回路５からのタイ
ミング信号により位相比較動作を行うものであり、すな
わち入力映像信号中のバースト信号の存在期間のみ位相
比較回路７は活性化されて２入力の位相比較を行うよう
になっている。
【０００４】この位相比較出力はＤ／Ａ変換回路８にて
アナログ信号とされて電圧制御発振回路１０の制御電圧
として用いられる。この電圧制御発振回路１０の出力に
は、入力映像信号のバースト信号に位相同期した再生サ
ブキャリア信号（１１）が出力されることになるのであ
る。
アナログ信号とされて電圧制御発振回路１０の制御電圧
として用いられる。この電圧制御発振回路１０の出力に
は、入力映像信号のバースト信号に位相同期した再生サ
ブキャリア信号（１１）が出力されることになるのであ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のディジ
タル式サブキャリア再生回路では、入力映像信号をディ
ジタル信号信号とするＡ／Ｄ変換回路３における量子化
誤差の影響がさけられず、よって量子化ノイズが大きく
なって再生サブキャリアの位相に影響を及ぼし、再生映
像信号の色成分に対するノイズ特性が劣化するという欠
点がある。
タル式サブキャリア再生回路では、入力映像信号をディ
ジタル信号信号とするＡ／Ｄ変換回路３における量子化
誤差の影響がさけられず、よって量子化ノイズが大きく
なって再生サブキャリアの位相に影響を及ぼし、再生映
像信号の色成分に対するノイズ特性が劣化するという欠
点がある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、入力映
像信号中のバースト信号のディジタル信号と電圧制御発
振手段からの発振信号のディジタル信号とを位相比較し
てこの位相比較出力に応じて前記電圧制御発振手段を制
御することにより前記電圧制御発振手段の出力から前記
入力映像信号中のバースト信号に位相同期したサブキャ
リアを得るようにしたディジタル式サブキャリア再生回
路であって、所定周波数及び所定振幅を有する発振信号
を生成する信号生成手段と、前記発振信号を前記入力映
像信号中のバースト信号に加算して重畳する加算手段
と、前記加算手段により前記発振信号が重畳されたバー
スト信号をサンブリングしてディジタル化するディジタ
ル変換手段とを含み、前記発振信号の周波数は、前記バ
ースト信号の周波数より大でかつ前記ディジタル変換手
段のサンプリング周波数の１／２以下の周波数であり、
前記発振信号の振幅は、当該発振信号を前記ディジタル
変換手段によってディジタル信号としたときに約１ＬＳ
Ｂ（最下位ビット）の信号を発生可能な振幅であること
を特徴とするディジタル式サブキャリア再生回路が得ら
れる。
像信号中のバースト信号のディジタル信号と電圧制御発
振手段からの発振信号のディジタル信号とを位相比較し
てこの位相比較出力に応じて前記電圧制御発振手段を制
御することにより前記電圧制御発振手段の出力から前記
入力映像信号中のバースト信号に位相同期したサブキャ
リアを得るようにしたディジタル式サブキャリア再生回
路であって、所定周波数及び所定振幅を有する発振信号
を生成する信号生成手段と、前記発振信号を前記入力映
像信号中のバースト信号に加算して重畳する加算手段
と、前記加算手段により前記発振信号が重畳されたバー
スト信号をサンブリングしてディジタル化するディジタ
ル変換手段とを含み、前記発振信号の周波数は、前記バ
ースト信号の周波数より大でかつ前記ディジタル変換手
段のサンプリング周波数の１／２以下の周波数であり、
前記発振信号の振幅は、当該発振信号を前記ディジタル
変換手段によってディジタル信号としたときに約１ＬＳ
Ｂ（最下位ビット）の信号を発生可能な振幅であること
を特徴とするディジタル式サブキャリア再生回路が得ら
れる。
【０００７】更に本発明によれば、所定周波数及び所定
振幅を有する発振信号を生成する信号生成手段と、前記
発振信号を前記入力映像信号中のバースト信号に加算し
て重畳する加算手段と、この加算出力をサンプリンクし
てディジタル信号とするディジタル変換手段と、電圧制
御発振手段と、この電圧発振手段の出力のディジタル信
号と前記ディジタル変換手段のディジタル信号との位相
比較を前記バースト信号の存在期間行う位相比較手段
と、この位相比較出力をアナログ信号に変換するアナロ
グ変換手段と、このアナログ信号を入力として前記電圧
制御発振手段の制御電圧を生成するループフィルタとを
含み、前記発振信号の周波数は、前記バースト信号の周
波数より大でかつ前記ディジタル変換手段のサンプリン
グ周波数の１／２以下の周波数であり、前記発振信号の
振幅は、当該発振信号を前記ディジタル変換手段によっ
てディジタル信号としたときに約１ＬＳＢ（最下位ビッ
ト）の信号を発生可能な振幅であり、前記電圧制御発振
手段の出力から前記入力映像信号中のバースト信号に位
相同期したサブキャリアを得るようにしたことを特徴と
するディジタル式サブキャリア再生回路が得られる。
振幅を有する発振信号を生成する信号生成手段と、前記
発振信号を前記入力映像信号中のバースト信号に加算し
て重畳する加算手段と、この加算出力をサンプリンクし
てディジタル信号とするディジタル変換手段と、電圧制
御発振手段と、この電圧発振手段の出力のディジタル信
号と前記ディジタル変換手段のディジタル信号との位相
比較を前記バースト信号の存在期間行う位相比較手段
と、この位相比較出力をアナログ信号に変換するアナロ
グ変換手段と、このアナログ信号を入力として前記電圧
制御発振手段の制御電圧を生成するループフィルタとを
含み、前記発振信号の周波数は、前記バースト信号の周
波数より大でかつ前記ディジタル変換手段のサンプリン
グ周波数の１／２以下の周波数であり、前記発振信号の
振幅は、当該発振信号を前記ディジタル変換手段によっ
てディジタル信号としたときに約１ＬＳＢ（最下位ビッ
ト）の信号を発生可能な振幅であり、前記電圧制御発振
手段の出力から前記入力映像信号中のバースト信号に位
相同期したサブキャリアを得るようにしたことを特徴と
するディジタル式サブキャリア再生回路が得られる。
【０００８】
【作用】入力映像信号中のバースト信号に対して極めて
小さい振幅（定量的には、サンプリング周波数によりサ
ンプリングしてディジタル信号としたときに約１ＬＳＢ
（最下位ビット）の信号を発生可能な振幅）を有し、ま
たバースト信号の周波数より大でかつサンプリング周波
数の１／２以下の周波数を有する非同期の発振信号を、
当該入力映像信号中のバースト信号に重畳してディジタ
ル信号変換する。これにより、バースト信号のＡ／Ｄ変
換回路の非直線性により生ずる量子化誤差を時間的に分
散でき、この量子化誤差による影響を低減できる。
小さい振幅（定量的には、サンプリング周波数によりサ
ンプリングしてディジタル信号としたときに約１ＬＳＢ
（最下位ビット）の信号を発生可能な振幅）を有し、ま
たバースト信号の周波数より大でかつサンプリング周波
数の１／２以下の周波数を有する非同期の発振信号を、
当該入力映像信号中のバースト信号に重畳してディジタ
ル信号変換する。これにより、バースト信号のＡ／Ｄ変
換回路の非直線性により生ずる量子化誤差を時間的に分
散でき、この量子化誤差による影響を低減できる。
【０００９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につき
図面を参照して説明する。
図面を参照して説明する。
【００１０】図１は本発明の実施例の構成を示すブロッ
ク図であり、図３と同等部分は同一符号により示してい
る。入力端子１からの映像信号は加算回路２の一入力と
なっており、この加算回路２の他入力には信号発生回路
６から発生される発振信号が供給されている。
ク図であり、図３と同等部分は同一符号により示してい
る。入力端子１からの映像信号は加算回路２の一入力と
なっており、この加算回路２の他入力には信号発生回路
６から発生される発振信号が供給されている。
【００１１】第二の入力端子４からの映像信号はタイミ
ング生成回路５へ入力されてバースト信号の存在期間を
示すタイミング信号が生成され、位相比較回路７及び信
号発生回路６へ当該タイミング信号が供給されている。
ング生成回路５へ入力されてバースト信号の存在期間を
示すタイミング信号が生成され、位相比較回路７及び信
号発生回路６へ当該タイミング信号が供給されている。
【００１２】信号発生回路６は、このタイミング信号が
供給されている間（バースト信号の存在期間）、図２
（Ｂ）に示す様な正弦波状の信号を発振するものであ
り、この発振信号は入力映像信号中のバースト信号に対
して極めて小さい振幅（定量的には、サンプリング周波
数によりサンプリングしてディジタル信号としたときに
約１ＬＳＢ（最下位ビット）の信号を発生可能な振幅）
を有し、またバースト信号の周波数より大でかつサンプ
リング周波数の１／２以下の周波数を有するものとす
る。
供給されている間（バースト信号の存在期間）、図２
（Ｂ）に示す様な正弦波状の信号を発振するものであ
り、この発振信号は入力映像信号中のバースト信号に対
して極めて小さい振幅（定量的には、サンプリング周波
数によりサンプリングしてディジタル信号としたときに
約１ＬＳＢ（最下位ビット）の信号を発生可能な振幅）
を有し、またバースト信号の周波数より大でかつサンプ
リング周波数の１／２以下の周波数を有するものとす
る。
【００１３】例えば、入力映像信号が１Ｖp-p で、当該
入力映像信号のディジタル信号の分解能が１０ビットの
場合、当該発振信号は、約７ＭＨｚの周波数を有しかつ
１ｍＶ〜２ｍＶの振幅を有するような正弦波状の信号と
し、サブキャリア信号とは非同期となっているものとす
る。
入力映像信号のディジタル信号の分解能が１０ビットの
場合、当該発振信号は、約７ＭＨｚの周波数を有しかつ
１ｍＶ〜２ｍＶの振幅を有するような正弦波状の信号と
し、サブキャリア信号とは非同期となっているものとす
る。
【００１４】この発振信号は加算回路２の他入力となっ
て入力映像信号のサブキャリア信号（図２（Ａ）参照）
と加算されて重畳され、図２（Ｃ）に示す様な加算出力
波形が得られることになる。
て入力映像信号のサブキャリア信号（図２（Ａ）参照）
と加算されて重畳され、図２（Ｃ）に示す様な加算出力
波形が得られることになる。
【００１５】この加算出力はＡ／Ｄ変換回路３にてサン
プリング周波数のサンプリング信号によりサンプリング
されつつディジタル信号とされて位相比較回路７の一入
力となる。この位相比較回路の他入力には、電圧制御発
振回路１０の出力のＡ／Ｄ変換回路１２によるディジタ
ル信号が供給されている。このディジタル位相比較出力
はＤ／Ａ変換回路８に再びアナログ信号とされてループ
フィルタ９へ入力される。このループフィルタ出力が電
圧制御発振回路１０の制御電圧となるのである。
プリング周波数のサンプリング信号によりサンプリング
されつつディジタル信号とされて位相比較回路７の一入
力となる。この位相比較回路の他入力には、電圧制御発
振回路１０の出力のＡ／Ｄ変換回路１２によるディジタ
ル信号が供給されている。このディジタル位相比較出力
はＤ／Ａ変換回路８に再びアナログ信号とされてループ
フィルタ９へ入力される。このループフィルタ出力が電
圧制御発振回路１０の制御電圧となるのである。
【００１６】尚、位相比較回路７は、図３の例と同様
に、入力映像信号のバースト信号の存在期間（図２のＴ
で示す期間）のみ位相比較動作を行うようになってお
り、そのためにタイミング生成回路５からのタイミング
信号が供給されている。
に、入力映像信号のバースト信号の存在期間（図２のＴ
で示す期間）のみ位相比較動作を行うようになってお
り、そのためにタイミング生成回路５からのタイミング
信号が供給されている。
【００１７】図２の波形図に示した様に、入力映像信号
のバースト信号（３．５８ＭＨｚで０．２７８Ｖp-p ）
に対して、（Ｂ）に示す様な極めて小なる振幅（１ｍＶ
〜２ｍＶ）を有する周波数の高い正弦波状の信号を、サ
ブキャリア信号に対して非同期状態で加算して重畳する
ことにより、Ａ／Ｄ変換回路３における非直線性に起因
する量子化誤差が時間的に分散でき、バースト信号の量
子化誤差を低減することが可能となる。
のバースト信号（３．５８ＭＨｚで０．２７８Ｖp-p ）
に対して、（Ｂ）に示す様な極めて小なる振幅（１ｍＶ
〜２ｍＶ）を有する周波数の高い正弦波状の信号を、サ
ブキャリア信号に対して非同期状態で加算して重畳する
ことにより、Ａ／Ｄ変換回路３における非直線性に起因
する量子化誤差が時間的に分散でき、バースト信号の量
子化誤差を低減することが可能となる。
【００１８】実際に、入力映像信号を１Ｖp-p 、当該入
力映像信号のディジタル信号の分解能が１０ビットと
し、重畳する非同期の発振信号を７ＭＨｚ，１ｍＶ（サ
ンプリング周波数によりサンプリングしてディジタル信
号としたときに約１ＬＳＢ（最下位ビット）の信号を発
生可能な振幅）としたとき、実験結果によれば、再生信
号のＳ／Ｎが５９ｄＢ（何も重畳しないとき）から６１
ｄＢに向上することが確認された。
力映像信号のディジタル信号の分解能が１０ビットと
し、重畳する非同期の発振信号を７ＭＨｚ，１ｍＶ（サ
ンプリング周波数によりサンプリングしてディジタル信
号としたときに約１ＬＳＢ（最下位ビット）の信号を発
生可能な振幅）としたとき、実験結果によれば、再生信
号のＳ／Ｎが５９ｄＢ（何も重畳しないとき）から６１
ｄＢに向上することが確認された。
【００１９】尚、重畳すべき発振信号の振幅としては、
ディジタル信号としたときに少なくとも１ＬＳＢの信号
が得られるような振幅とすべきであるが、２ＬＳＢの信
号が得られる振幅では大きすぎて正確なディジタル信号
化は困難となり、実験的には、１ＬＳＢ以上で２ＬＳＢ
の第２段階（Ａ／Ｄ変換回路での量子化における段階、
ステップを称する）までの振幅が適当であり、よって実
際には１ＬＳＢの信号が得られる振幅とするのが良い。
ディジタル信号としたときに少なくとも１ＬＳＢの信号
が得られるような振幅とすべきであるが、２ＬＳＢの信
号が得られる振幅では大きすぎて正確なディジタル信号
化は困難となり、実験的には、１ＬＳＢ以上で２ＬＳＢ
の第２段階（Ａ／Ｄ変換回路での量子化における段階、
ステップを称する）までの振幅が適当であり、よって実
際には１ＬＳＢの信号が得られる振幅とするのが良い。
【００２０】この重畳した正弦波状の発振信号によるデ
ィジタル信号に起因する成分は後段のループフィルタの
ローパスフィルタ機能により除去されることになる。
ィジタル信号に起因する成分は後段のループフィルタの
ローパスフィルタ機能により除去されることになる。
【００２１】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、バー
スト信号に１ＬＳＢ程度の振幅を有しバースト信号のそ
れ比して大きな周波数の非同期の正弦波状信号をバース
ト信号に重畳してＡ／Ｄ変換後にディジタル位相比較す
る様にしたので、量子化による影響をなくすことがで
き、安定な位相のサブキャリアを再生できるという効果
がある。
スト信号に１ＬＳＢ程度の振幅を有しバースト信号のそ
れ比して大きな周波数の非同期の正弦波状信号をバース
ト信号に重畳してＡ／Ｄ変換後にディジタル位相比較す
る様にしたので、量子化による影響をなくすことがで
き、安定な位相のサブキャリアを再生できるという効果
がある。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】図１のブロックの各部信号波形例を示す図であ
る。
る。
【図３】従来のディジタル式サブキャリア再生回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
１，４ 映像信号入力端子 ２ 加算回路 ３，１２ Ａ／Ｄ変換回路 ５ タイミング生成回路 ６ 信号発生回路 ７ 位相比較回路 ８ Ｄ／Ａ変換回路 ９ ループフィルタ １０ 電圧制御発振回路 １１ 再生サブキャリア出力端子
Claims (5)
- 【請求項１】 入力映像信号中のバースト信号のディジ
タル信号と電圧制御発振手段からの発振信号のディジタ
ル信号とを位相比較してこの位相比較出力に応じて前記
電圧制御発振手段を制御することにより前記電圧制御発
振手段の出力から前記入力映像信号中のバースト信号に
位相同期したサブキャリアを得るようにしたディジタル
式サブキャリア再生回路であって、所定周波数及び所定 振幅を有する発振信号を生成する信
号生成手段と、 前記発振信号を前記入力映像信号中のバースト信号に加
算して重畳する加算手段と、 前記加算手段により前記発振信号が重畳されたバースト
信号をサンブリングしてディジタル化するディジタル変
換手段とを含み、 前記発振信号の周波数は、前記バースト信号の周波数よ
り大でかつ前記ディジタル変換手段のサンプリング周波
数の１／２以下の周波数であり、前記発振信号の振幅
は、当該発振信号を前記ディジタル変換手段によってデ
ィジタル信号としたときに約１ＬＳＢ（最下位ビット）
の信号を発生可能な振幅である ことを特徴とするディジ
タル式サブキャリア再生回路。 - 【請求項２】 前記位相比較出力をループフィルタを介
して前記電圧制御発振手段の制御電圧として供給するよ
うにしたことを特徴とする請求項１記載のディジタル式
サブキャリア再生回路。 - 【請求項３】 前記信号生成手段は、前記入力映像信号
中のバースト信号の存在期間のみ前記発振信号を生成す
ることを特徴とする請求項１または２記載のディジタル
式サブキャリア再生回路。 - 【請求項４】 所定周波数及び所定振幅を有する発振信
号を生成する信号生成手段と、 前記発振信号を前記入力映像信号中のバースト信号に加
算して重畳する加算手段と、 この加算出力をサンプリンクしてディジタル信号とする
ディジタル変換手段と、 電圧制御発振手段と、 この電圧発振手段の出力のディジタル信号と前記ディジ
タル変換手段のディジタル信号との位相比較を前記バー
スト信号の存在期間行う位相比較手段と、 この位相比較出力をアナログ信号に変換するアナログ変
換手段と、 このアナログ信号を入力として前記電圧制御発振手段の
制御電圧を生成するループフィルタとを含み、 前記発振信号の周波数は、前記バースト信号の周波数よ
り大でかつ前記ディジタル変換手段のサンプリング周波
数の１／２以下の周波数であり、前記発振信号の振幅
は、当該発振信号を前記ディジタル変換手段によってデ
ィジタル信号としたときに約１ＬＳＢ（最下位ビット）
の信号を発生可能な振幅であり、前記電圧制御発振手段
の出力から前記入力映像信号中のバースト信号に位相同
期したサブキャリアを得るようにした ことを特徴とする
ディジタル式サブキャリア再生回路。 - 【請求項５】 前記発振信号は前記バースト信号とは非
同期の正弦波状信号であることを特徴とする請求項１〜
４いずれか記載のディジタル式サブキャリア再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7139783A JP2812248B2 (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | ディジタル式サブキャリア再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7139783A JP2812248B2 (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | ディジタル式サブキャリア再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08336153A JPH08336153A (ja) | 1996-12-17 |
| JP2812248B2 true JP2812248B2 (ja) | 1998-10-22 |
Family
ID=15253325
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7139783A Expired - Fee Related JP2812248B2 (ja) | 1995-06-07 | 1995-06-07 | ディジタル式サブキャリア再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2812248B2 (ja) |
-
1995
- 1995-06-07 JP JP7139783A patent/JP2812248B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08336153A (ja) | 1996-12-17 |
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Legal Events
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