JP2805349B2 - スイッチング回路 - Google Patents
スイッチング回路Info
- Publication number
- JP2805349B2 JP2805349B2 JP1199326A JP19932689A JP2805349B2 JP 2805349 B2 JP2805349 B2 JP 2805349B2 JP 1199326 A JP1199326 A JP 1199326A JP 19932689 A JP19932689 A JP 19932689A JP 2805349 B2 JP2805349 B2 JP 2805349B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- control terminal
- voltage
- controllable switching
- main terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【０００１】
可制御スイッチング手段を使って３端子スイッチ機能
を持たせたとき、その可制御スイッチング手段のオフ制
御時にエネルギー損失が少なくて済むスイッチング回路
に関する。
を持たせたとき、その可制御スイッチング手段のオフ制
御時にエネルギー損失が少なくて済むスイッチング回路
に関する。
【０００２】
従来のスイッチング回路を図２〜図６に５つ示す。例
えば図２のスイッチング回路ではスイッチ４がオフのと
き直流電源２が抵抗３を介してトランジスタ６をゲート
順バイアスするので、トランジスタ６はオンで、スイッ
チ端子t1・t2間は導通、スイッチ端子t2・t3間は不導通
である。一方、スイッチ４がオンのとき抵抗３の電流は
スイッチ４の方へバイパスされるし、トランジスタ６の
ゲート・ソース間はスイッチ４とダイオード７の直列回
路が短絡するので、トランジスタ６はオフで、スイッチ
端子t1・t2間は不導通、スイッチ端子t2・t3間は導通で
ある。
えば図２のスイッチング回路ではスイッチ４がオフのと
き直流電源２が抵抗３を介してトランジスタ６をゲート
順バイアスするので、トランジスタ６はオンで、スイッ
チ端子t1・t2間は導通、スイッチ端子t2・t3間は不導通
である。一方、スイッチ４がオンのとき抵抗３の電流は
スイッチ４の方へバイパスされるし、トランジスタ６の
ゲート・ソース間はスイッチ４とダイオード７の直列回
路が短絡するので、トランジスタ６はオフで、スイッチ
端子t1・t2間は不導通、スイッチ端子t2・t3間は導通で
ある。
【０００３】 しかしながら、図２の回路においてスイッチ４がオン
のとき抵抗３は直流電源１、２の直列回路に接続される
ため、抵抗３によるエネルギー損失が大きい、という問
題点が有る。 （問 題 点）
のとき抵抗３は直流電源１、２の直列回路に接続される
ため、抵抗３によるエネルギー損失が大きい、という問
題点が有る。 （問 題 点）
【０００４】 可制御スイッチング手段としてIGBTではなくMOS・FET
を使用しているが、そのエネルギー損失を低減するため
に図３の回路では抵抗３の代わりにトランジスタ16、ダ
イオード15及び抵抗14が形成する可変抵抗手段を使用
し、図４の回路では抵抗３の代わりにトランジスタ10、
12、ダイオード13及び抵抗３、９、11が形成する可変抵
抗手段を使用しているが、それぞれの様な可変抵抗手段
を使う場合さらに抵抗14や抵抗３、９によるエネルギー
損失を低減することが望まれている。 （問 題 点）
を使用しているが、そのエネルギー損失を低減するため
に図３の回路では抵抗３の代わりにトランジスタ16、ダ
イオード15及び抵抗14が形成する可変抵抗手段を使用
し、図４の回路では抵抗３の代わりにトランジスタ10、
12、ダイオード13及び抵抗３、９、11が形成する可変抵
抗手段を使用しているが、それぞれの様な可変抵抗手段
を使う場合さらに抵抗14や抵抗３、９によるエネルギー
損失を低減することが望まれている。 （問 題 点）
【０００５】 尚、図５の回路は図２の回路において直流電源１とス
イッチ４の接続位置を互いに入れ換えた様な回路で、ス
イッチ４がオンの時の抵抗３によるエネルギー損失につ
いて同じ事が言える。また、図６の回路は図３の回路に
おいて直流電源１とスイッチ４の接続位置を互いに入れ
換えた様な回路で、スイッチ４がオンの時の抵抗14によ
るエネルギー損失についても同じ事が言える。
イッチ４の接続位置を互いに入れ換えた様な回路で、ス
イッチ４がオンの時の抵抗３によるエネルギー損失につ
いて同じ事が言える。また、図６の回路は図３の回路に
おいて直流電源１とスイッチ４の接続位置を互いに入れ
換えた様な回路で、スイッチ４がオンの時の抵抗14によ
るエネルギー損失についても同じ事が言える。
【０００６】 そこで、本発明は、オフ制御時のエネルギー損失を低
減できるスイッチング回路を提供することを目的として
いる。
減できるスイッチング回路を提供することを目的として
いる。
【０００７】
即ち、本発明は、 ノーマリィ・オフで、自己ターン・オフ機能を持つ第
１の可制御スイッチング手段が有って、その制御端子と
両主端子を制御端子ct1、主端子mt1a及び主端子mt1bと
呼び、その駆動信号入力用に制御端子ct1と主端子mt1a
が対を成すとしたときに、 主端子mt1a側に第１の電圧降下手段が来る様に前記第
１の可制御スイッチング手段と前記第１の電圧降下手段
を直列接続し、 主端子mt1a・制御端子ct1間に前記第１の電圧降下手
段を接続し、 直流電圧を供給する第１の直流電源手段の両電源端子
間に前記第１の可制御スイッチング手段、前記第１の電
圧降下手段、及び、第２の可制御スイッチング手段を直
列接続し、 直流電圧を供給する第２の直流電源手段と第１の抵抗
手段を主端子mt1a・制御端子ct1間に直列接続し、 前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、制
御端子ct1・主端子mt1a間電圧の大きさを前記第１の可
制御スイッチング手段のオン・オフしきい値電圧の大き
さより小さくする第１の駆動電圧低下手段を設けたこと
を特徴とするスイッチング回路である。
１の可制御スイッチング手段が有って、その制御端子と
両主端子を制御端子ct1、主端子mt1a及び主端子mt1bと
呼び、その駆動信号入力用に制御端子ct1と主端子mt1a
が対を成すとしたときに、 主端子mt1a側に第１の電圧降下手段が来る様に前記第
１の可制御スイッチング手段と前記第１の電圧降下手段
を直列接続し、 主端子mt1a・制御端子ct1間に前記第１の電圧降下手
段を接続し、 直流電圧を供給する第１の直流電源手段の両電源端子
間に前記第１の可制御スイッチング手段、前記第１の電
圧降下手段、及び、第２の可制御スイッチング手段を直
列接続し、 直流電圧を供給する第２の直流電源手段と第１の抵抗
手段を主端子mt1a・制御端子ct1間に直列接続し、 前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、制
御端子ct1・主端子mt1a間電圧の大きさを前記第１の可
制御スイッチング手段のオン・オフしきい値電圧の大き
さより小さくする第１の駆動電圧低下手段を設けたこと
を特徴とするスイッチング回路である。
【０００８】 このことによって、前記第２の可制御スイッチング手
段がオンのとき前記第１の駆動電圧低下手段が前記第１
の可制御スイッチング手段をオフ制御するため、前記第
２の可制御スイッチング手段のオンに伴って前記第１、
第２の直流電源手段と前記第１の抵抗手段が直列接続さ
れる閉回路を前記第１の可制御スイッチング手段が遮断
するので、前記第１の直流電源手段は前記第１の抵抗手
段でエネルギーを消費しない。従って、その分エネルギ
ー損失を低減することができる。 （効果）
段がオンのとき前記第１の駆動電圧低下手段が前記第１
の可制御スイッチング手段をオフ制御するため、前記第
２の可制御スイッチング手段のオンに伴って前記第１、
第２の直流電源手段と前記第１の抵抗手段が直列接続さ
れる閉回路を前記第１の可制御スイッチング手段が遮断
するので、前記第１の直流電源手段は前記第１の抵抗手
段でエネルギーを消費しない。従って、その分エネルギ
ー損失を低減することができる。 （効果）
【０００９】 本発明が請求項２記載のスイッチング回路などに対応
する場合、前記第１の抵抗手段の抵抗作用が可変し、前
記第２の可制御スイッチング手段がオンのときその抵抗
作用は大きく、前記第２の可制御スイッチング手段がオ
フのときその抵抗作用は小さい。そのため、そのエネル
ギー損失をさらに低減したり、あるいは、そのエネルギ
ー損失の低減は同程度で、前記第１の可制御スイッチン
グ手段のオン制御時にそのターン・オンの立上りを速く
したり、することができる。 （効果）
する場合、前記第１の抵抗手段の抵抗作用が可変し、前
記第２の可制御スイッチング手段がオンのときその抵抗
作用は大きく、前記第２の可制御スイッチング手段がオ
フのときその抵抗作用は小さい。そのため、そのエネル
ギー損失をさらに低減したり、あるいは、そのエネルギ
ー損失の低減は同程度で、前記第１の可制御スイッチン
グ手段のオン制御時にそのターン・オンの立上りを速く
したり、することができる。 （効果）
【００１０】
本発明をより詳細に説明するために以下添付図面に従
ってこれを説明する。図１の実施例は請求項１又は３記
載のスイッチング回路などに対応し、その各構成要素が
前述した各構成要素に相当する。 ａ）トランジスタ６、スイッチ４が前述した第１、第２
の可制御スイッチング手段に。 ｂ）トランジスタ６のゲート端子、エミッタ端子および
コレクタ端子が前述した制御端子ct1、主端子mt1aおよ
び主端子mt1bに。 ｃ）ツェナー・ダイオード５が前述した第１の電圧降下
手段に。 ｄ）直流電源１、２が前述した第１、第２の直流電源手
段に。 ｅ）抵抗３が前述した第１の抵抗手段に。 ｆ）スイッチ４とダイオード７が前述した第１の駆動電
圧低下手段に。
ってこれを説明する。図１の実施例は請求項１又は３記
載のスイッチング回路などに対応し、その各構成要素が
前述した各構成要素に相当する。 ａ）トランジスタ６、スイッチ４が前述した第１、第２
の可制御スイッチング手段に。 ｂ）トランジスタ６のゲート端子、エミッタ端子および
コレクタ端子が前述した制御端子ct1、主端子mt1aおよ
び主端子mt1bに。 ｃ）ツェナー・ダイオード５が前述した第１の電圧降下
手段に。 ｄ）直流電源１、２が前述した第１、第２の直流電源手
段に。 ｅ）抵抗３が前述した第１の抵抗手段に。 ｆ）スイッチ４とダイオード７が前述した第１の駆動電
圧低下手段に。
【００１１】 その動作は次の通りである。スイッチ４がオフのとき
直流電源２が抵抗３を介してゲート順バイアスするため
トランジスタ６はオンである。スイッチ４がオンのとき
直流電源２が抵抗３を介してゲート順バイアスするのを
スイッチ４とダイオード７の直列回路が阻止するためト
ランジスタ６はオフである。その結果、直流電源１と
「直流電源２と抵抗３」との接続は遮断される。 尚、ダイオード７又は８の代わりに負荷抵抗などが接
続されている場合、この負荷抵抗などが前述した第１の
駆動電圧低下手段の役割を果たすこともある。この場合
スイッチ４がオンのとき、トランジスタ６のゲート・ソ
ース間電圧がそのオン・オフしきい値電圧の大きさより
小さくなる様に、その負荷抵抗は抵抗３に比べて小さく
なければならない。また、図１の実施例と図２の回路を
比較してみると、図１と実施例では直流電源１、２を絶
縁する必要が有るが、スイッチ４がオンのときに流れる
抵抗３の電流が図２の回路を比べて小さくて済み、エネ
ルギー損失が少ない、という効果を図１の実施例は持
つ。特に、この事は直流電源１の電圧が数百ボルトと大
きいとき効果的である。
直流電源２が抵抗３を介してゲート順バイアスするため
トランジスタ６はオンである。スイッチ４がオンのとき
直流電源２が抵抗３を介してゲート順バイアスするのを
スイッチ４とダイオード７の直列回路が阻止するためト
ランジスタ６はオフである。その結果、直流電源１と
「直流電源２と抵抗３」との接続は遮断される。 尚、ダイオード７又は８の代わりに負荷抵抗などが接
続されている場合、この負荷抵抗などが前述した第１の
駆動電圧低下手段の役割を果たすこともある。この場合
スイッチ４がオンのとき、トランジスタ６のゲート・ソ
ース間電圧がそのオン・オフしきい値電圧の大きさより
小さくなる様に、その負荷抵抗は抵抗３に比べて小さく
なければならない。また、図１の実施例と図２の回路を
比較してみると、図１と実施例では直流電源１、２を絶
縁する必要が有るが、スイッチ４がオンのときに流れる
抵抗３の電流が図２の回路を比べて小さくて済み、エネ
ルギー損失が少ない、という効果を図１の実施例は持
つ。特に、この事は直流電源１の電圧が数百ボルトと大
きいとき効果的である。
【００１２】 図７の実施例では両トランジスタ28と両トランジスタ
50が前述した第１、第２の可制御スイッチング手段にそ
れぞれ相当する。
50が前述した第１、第２の可制御スイッチング手段にそ
れぞれ相当する。
【００１３】 図８の実施例は請求項２又は３記載のスイッチング回
路などに対応する。トランジスタ16、ダイオード15及び
抵抗14が前述した第１の抵抗手段を構成し、トランジス
タ16が請求項２記載中の第３の可制御スイッチング手段
に相当し、ダイオード15が請求項２記載中の第２の電圧
降下手段に相当し、抵抗14が請求項２記載中の第２の抵
抗手段に相当する。スイッチ４がオンの間に抵抗14が消
費するエネルギーは図３の従来回路の場合より少ない、
という効果が図８の実施例に有る。それに加えて、ダイ
オード７又は８の代わりに負荷抵抗などを接続する場
合、その許容最大限の抵抗値を図１の実施例のそれより
大きくすることができる、という効果も有る。さらに、
トランジスタ16のエミッタ接合（ベース・エミッタ間PN
接合）の順電圧のお陰でスイッチ４がオンのとき、トラ
ンジスタ６のゲート・ソース間電圧をほぼゼロにするこ
とができる。
路などに対応する。トランジスタ16、ダイオード15及び
抵抗14が前述した第１の抵抗手段を構成し、トランジス
タ16が請求項２記載中の第３の可制御スイッチング手段
に相当し、ダイオード15が請求項２記載中の第２の電圧
降下手段に相当し、抵抗14が請求項２記載中の第２の抵
抗手段に相当する。スイッチ４がオンの間に抵抗14が消
費するエネルギーは図３の従来回路の場合より少ない、
という効果が図８の実施例に有る。それに加えて、ダイ
オード７又は８の代わりに負荷抵抗などを接続する場
合、その許容最大限の抵抗値を図１の実施例のそれより
大きくすることができる、という効果も有る。さらに、
トランジスタ16のエミッタ接合（ベース・エミッタ間PN
接合）の順電圧のお陰でスイッチ４がオンのとき、トラ
ンジスタ６のゲート・ソース間電圧をほぼゼロにするこ
とができる。
【００１４】 図９の実施例においても同様にスイッチ４がオンの間
に抵抗３、９が消費するエネルギーは図４の従来回路の
場合より少ない。それに加えてダイオード７又は８の代
わりに負荷抵抗などを接続する場合、その許容最大限の
抵抗値を図８の実施例のそれより大きくすることができ
る、という効果も有る。さらに、トランジスタ12のエミ
ッタ接合の順電圧よる電圧降下が持たらす効果も同様で
ある。
に抵抗３、９が消費するエネルギーは図４の従来回路の
場合より少ない。それに加えてダイオード７又は８の代
わりに負荷抵抗などを接続する場合、その許容最大限の
抵抗値を図８の実施例のそれより大きくすることができ
る、という効果も有る。さらに、トランジスタ12のエミ
ッタ接合の順電圧よる電圧降下が持たらす効果も同様で
ある。
【００１５】 図10の実施例は請求項１又は４記載のスイッチング回
路などに対応する。図10の実施例は図１の実施例におい
て直流電源１とスイッチ４の接続位置を互いに入れ換え
た等した回路で、スイッチ４がオンのとき抵抗３が消費
するエネルギーの低減について同じ事が言える。この場
合、負荷抵抗29が前述した駆動電圧低下手段の役割を果
たす。図10の実施例においてトランジスタ28の代わりに
等価サイリスタを用いたのが図11の実施例である。
路などに対応する。図10の実施例は図１の実施例におい
て直流電源１とスイッチ４の接続位置を互いに入れ換え
た等した回路で、スイッチ４がオンのとき抵抗３が消費
するエネルギーの低減について同じ事が言える。この場
合、負荷抵抗29が前述した駆動電圧低下手段の役割を果
たす。図10の実施例においてトランジスタ28の代わりに
等価サイリスタを用いたのが図11の実施例である。
【００１６】 図12の実施例ではスイッチ４のオン電圧とダイオード
７の順電圧の和はダイオード32とトランジスタ12のエミ
ッタ接合の両順電圧の和より小さくなければならない。
同様に図13、図14の各実施例も可能である。
７の順電圧の和はダイオード32とトランジスタ12のエミ
ッタ接合の両順電圧の和より小さくなければならない。
同様に図13、図14の各実施例も可能である。
【００１７】 図15、図16の各実施例では各トランジスタと共に自己
保持機能を持たせたスイッチング回路である。
保持機能を持たせたスイッチング回路である。
【００１８】 図17の回路は１実施例を用いた自己発振型の共振型電
力変換回路である。共振電流の向きによってトランジス
タ81がオン、オフし、トランジスタ81がトランジスタ2
8、80を交互にオン、オフ制御する。
力変換回路である。共振電流の向きによってトランジス
タ81がオン、オフし、トランジスタ81がトランジスタ2
8、80を交互にオン、オフ制御する。
【図１】 本発明の１実施例を示す回路図である。
【図２〜図６】 各図は従来のスイッチング回路を１つずつ示す回路図で
ある。
ある。
【図７〜図１６】 各図は本発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図１７】 本発明の１実施例を用いた共振型電力変換回路を示す回
路図である。
路図である。
Claims (4)
- 【請求項１】ノーマリィ・オフで、自己ターン・オフ機
能を持つ第１の可制御スイッチング手段が有って、その
制御端子と両主端子を制御端子ct1、主端子mt1a及び主
端子mt1bと呼び、その駆動信号入力用に制御端子ct1と
主端子mt1aが対を成すとしたときに、 主端子mt1a側に第１の電圧降下手段が来る様に前記第１
の可制御スイッチング手段と前記第１の電圧降下手段を
直列接続し、 主端子mt1a・制御端子ct1間に前記第１の電圧降下手段
を接続し、 直流電圧を供給する第１の直流電源手段の両電源端子間
に前記第１の可制御スイッチング手段、前記第１の電圧
降下手段、及び、第２の可制御スイッチング手段を直列
接続し、 直流電圧を供給する第２の直流電源手段と第１の抵抗手
段を主端子mt1a・制御端子ct1間に直列接続し、 前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、制御
端子ct1・主端子mt1a間電圧の大きさを前記第１の可制
御スイッチング手段のオン・オフしきい値電圧の大きさ
より小さくする第１の駆動電圧低下手段を設けたことを
特徴とするスイッチング回路。 - 【請求項２】ノーマリィ・オフで、自己ターン・オフ機
能を持つ第３の可制御スイッチング手段が有って、その
制御端子と両主端子を制御端子ct3、主端子mt3a及び主
端子mt3bと呼び、その駆動信号入力用に制御端子ct3と
主端子mt3aが対を成し、制御端子ct3・主端子mt3a間と
制御端子ct1・主端子mt1a間の両バイアス電圧極性が同
じであるとしたときに、 前記第１の抵抗手段として、主端子mt3a・制御端子ct3
間に逆バイアス用に第２の電圧降下手段を接続し、主端
子mt3b・制御端子ct3間に順バイアス用に第２の抵抗手
段を接続したもの用い、 この第１の抵抗手段を制御端子ct1側に接続し、 前記第２の電圧降下手段を介して前記第１の可制御スイ
ッチング手段、前記第１の電圧降下手段、及び、第２の
可制御スイッチング手段を前記両電源端子間に直列接続
し直したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング
回路。 - 【請求項３】前記第２の可制御スイッチング手段を制御
端子ct1側に接続したことを特徴とする請求項１又は２
記載のスイッチング回路。 - 【請求項４】前記第２の可制御スイッチング手段を主端
子mt1b側に接続したことを特徴とする請求項１又は２記
載のスイッチング回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10208288 | 1988-08-02 | ||
| JP63-102082 | 1988-08-02 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08235750A Division JP3127358B2 (ja) | 1988-08-02 | 1996-08-02 | スイッチング回路と共振型電力変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02153618A JPH02153618A (ja) | 1990-06-13 |
| JP2805349B2 true JP2805349B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=14317856
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1199326A Expired - Fee Related JP2805349B2 (ja) | 1988-08-02 | 1989-08-02 | スイッチング回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2805349B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6613489B2 (ja) * | 2018-02-20 | 2019-12-04 | 三菱電機株式会社 | 起動回路 |
-
1989
- 1989-08-02 JP JP1199326A patent/JP2805349B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02153618A (ja) | 1990-06-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4992683A (en) | Load driver with reduced dissipation under reverse-battery conditions | |
| US4672245A (en) | High frequency diverse semiconductor switch | |
| US4590395A (en) | FET-bipolar drive circuit | |
| US4740722A (en) | Composite semiconductor device | |
| US6046516A (en) | Electronic switch for use with inductive loads | |
| US4403157A (en) | Control circuit for light emitting diode | |
| JP2805349B2 (ja) | スイッチング回路 | |
| US4324989A (en) | Solid-state relay | |
| KR890013892A (ko) | 집적 논리회로 | |
| JP4204119B2 (ja) | 誘導負荷をスイッチングするためのスイッチング装置 | |
| US4602209A (en) | Switch-off circuits for transistors and gate turn-off thyristors | |
| US6815845B1 (en) | Method and apparatus for reversing polarity of a high voltage power source | |
| JP3258050B2 (ja) | 誘導性負荷用ｍｏｓｆｅｔを備えた回路装置 | |
| US6175256B1 (en) | Control circuit | |
| US6600375B1 (en) | Floating source modulator for silicon carbide transistor amplifiers | |
| GB2238674A (en) | Control circuit for scr ac relay. | |
| JPH04117133A (ja) | 電源切り換え回路 | |
| GB2148622A (en) | Electronic control circuit | |
| JPH0544843B2 (ja) | ||
| JP3386328B2 (ja) | 電源回路 | |
| JP3730354B2 (ja) | 非可制御スイッチング手段 | |
| JP3057175B2 (ja) | スイッチング回路 | |
| JP3057176B2 (ja) | スイッチング回路 | |
| JP3355197B2 (ja) | デジタル出力回路 | |
| JPS62100164A (ja) | 複合半導体装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |