JP2748865B2 - 出力回路 - Google Patents
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- JP2748865B2 JP2748865B2 JP6231257A JP23125794A JP2748865B2 JP 2748865 B2 JP2748865 B2 JP 2748865B2 JP 6231257 A JP6231257 A JP 6231257A JP 23125794 A JP23125794 A JP 23125794A JP 2748865 B2 JP2748865 B2 JP 2748865B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
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- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
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- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018557—Coupling arrangements; Impedance matching circuits
- H03K19/018571—Coupling arrangements; Impedance matching circuits of complementary type, e.g. CMOS
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は伝送ラインにより複数の
集積回路間を相互接続したシステムにおいて、各集積回
路に設けられ伝送ラインを駆動してデータを出力するオ
ープンドレイン型の出力回路に関するものである。
集積回路間を相互接続したシステムにおいて、各集積回
路に設けられ伝送ラインを駆動してデータを出力するオ
ープンドレイン型の出力回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の出力回路の１つとしてＧＴＬ
（Ｇｕｎｎｉｎｇ Ｔｒａｎｓｃｅｉ−ｖｅｒ Ｌｏｇ
ｉｃ）出力回路と呼ばれるものがある。すなわち、米国
特許第５，０２３，４８８号明細書に示されるように、
複数の入出力回路を搭載した複数の集積回路間でのデー
タ通信を行うために、入出力回路の入出力端子が接続さ
れた伝送ラインを約１．２Ｖから２Ｖの範囲内の電位に
伝送ラインとほぼ同等の特性インピーダンスの抵抗素子
によって終端短絡し、複数の入出力回路間を約０．８Ｖ
から１．４Ｖの振幅を持つ論理振幅で通信するものであ
る。
（Ｇｕｎｎｉｎｇ Ｔｒａｎｓｃｅｉ−ｖｅｒ Ｌｏｇ
ｉｃ）出力回路と呼ばれるものがある。すなわち、米国
特許第５，０２３，４８８号明細書に示されるように、
複数の入出力回路を搭載した複数の集積回路間でのデー
タ通信を行うために、入出力回路の入出力端子が接続さ
れた伝送ラインを約１．２Ｖから２Ｖの範囲内の電位に
伝送ラインとほぼ同等の特性インピーダンスの抵抗素子
によって終端短絡し、複数の入出力回路間を約０．８Ｖ
から１．４Ｖの振幅を持つ論理振幅で通信するものであ
る。
【０００３】図３にかかるＧＴＬ出力回路を示し、より
詳細に説明する。図３において、本回路が形成する集積
回路チップ上の電源ラインＶＤＤと接地ラインＧＮＤ１
０との間にＰＭＯＳトランジスタ１、ＮＭＯＳトランジ
スタ２を直列に接続され、その共通接続点はＮＭＯＳト
ランジスタ３のゲートに接続される。トランジスタ１，
２の共通ゲートはデータ入力端子ＶＩＮに接続されＮＭ
ＯＳトランジスタ３のドレインはチップ上の出力端子パ
ッドＶＯＵＴに接続される。本集積回路はパッケージに
搭載されるため、電源ラインＶＤＤ，出力端子パッドＶ
ＯＵＴ及び接地ラインＧＮＤにはパッケージのＶＤＤピ
ン，ＶＯＵＴピンおよびＧＮＤピンとの間に寄生の誘導
素子１４、１７及び２０、抵抗素子１５、１８及び２
１、容量素子１６、１９及び２２（以下これらを総称し
て能動素子と略す）が等価的に接続される。この能動素
子の影響により、出力端子に振動的に変化する電位（以
下、リンギングと略す）が誘起され、特に出力端子のロ
ー・レベルからハイ・レベルの変化に対し顕著に現れ
る。
詳細に説明する。図３において、本回路が形成する集積
回路チップ上の電源ラインＶＤＤと接地ラインＧＮＤ１
０との間にＰＭＯＳトランジスタ１、ＮＭＯＳトランジ
スタ２を直列に接続され、その共通接続点はＮＭＯＳト
ランジスタ３のゲートに接続される。トランジスタ１，
２の共通ゲートはデータ入力端子ＶＩＮに接続されＮＭ
ＯＳトランジスタ３のドレインはチップ上の出力端子パ
ッドＶＯＵＴに接続される。本集積回路はパッケージに
搭載されるため、電源ラインＶＤＤ，出力端子パッドＶ
ＯＵＴ及び接地ラインＧＮＤにはパッケージのＶＤＤピ
ン，ＶＯＵＴピンおよびＧＮＤピンとの間に寄生の誘導
素子１４、１７及び２０、抵抗素子１５、１８及び２
１、容量素子１６、１９及び２２（以下これらを総称し
て能動素子と略す）が等価的に接続される。この能動素
子の影響により、出力端子に振動的に変化する電位（以
下、リンギングと略す）が誘起され、特に出力端子のロ
ー・レベルからハイ・レベルの変化に対し顕著に現れ
る。
【０００４】これを防ぐ為に、図３の構成において、出
力端子ＶＯＵＴのロー・レベルからハイ・レベルの変化
に対し、ＮＭＯＳトランジスタ３のオンからオフの切り
換えをある一定時間遅延させることで前記リンギングを
抑えている。このＮＭＯＳトランジスタ３のオンからオ
フの切り換えをある一定時間遅延させるために、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ４及び５のオンからオフへの切り換えを
遅延回路８によって任意に設定された時間で遅延し、こ
の遅延時間内において出力端子ＶＯＵＴからＮＭＯＳト
ランジスタ４，５及び２を介し接地へ向けて流れる電流
とＮＭＯＳトランジスタ４，５及び２のオン抵抗でＮＭ
ＯＳトランジスタ３のしきい値以上の電位を誘起させ
る。この為、前記ＮＭＯＳトランジスタ３は遅延回路に
よって設定された時間において比較的弱いオン状態とな
り、前記リンギングを抑えることができる。
力端子ＶＯＵＴのロー・レベルからハイ・レベルの変化
に対し、ＮＭＯＳトランジスタ３のオンからオフの切り
換えをある一定時間遅延させることで前記リンギングを
抑えている。このＮＭＯＳトランジスタ３のオンからオ
フの切り換えをある一定時間遅延させるために、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ４及び５のオンからオフへの切り換えを
遅延回路８によって任意に設定された時間で遅延し、こ
の遅延時間内において出力端子ＶＯＵＴからＮＭＯＳト
ランジスタ４，５及び２を介し接地へ向けて流れる電流
とＮＭＯＳトランジスタ４，５及び２のオン抵抗でＮＭ
ＯＳトランジスタ３のしきい値以上の電位を誘起させ
る。この為、前記ＮＭＯＳトランジスタ３は遅延回路に
よって設定された時間において比較的弱いオン状態とな
り、前記リンギングを抑えることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】このように、本従来の
ＧＴＬ出力回路では、出力端子ＶＯＵＴのロー・レベル
からハイ・レベルの変化に対し、ＮＭＯＳトランジスタ
３のオンからオフの切り換えをある一定時間遅延させ、
ＮＭＯＳトランジスタ３を遅延回路８によって設定され
た時間において比較的弱いオン状態とすることで前記リ
ンギングを抑えている。しかしながら、集積回路を搭載
するパッケージに対するように受動素子の電気的特性値
が極めて大きい場合や伝送ラインそのものにある寄生的
な受動素子の電気的特性が極めて大きい場合は、かかる
出力回路のしきい値を幾度も交差する顕著なリンギング
が発生し、このリンギンを十分に抑えることができなく
なっている。この結果、集積回路間の通信速度を損ねる
という問題点があった。
ＧＴＬ出力回路では、出力端子ＶＯＵＴのロー・レベル
からハイ・レベルの変化に対し、ＮＭＯＳトランジスタ
３のオンからオフの切り換えをある一定時間遅延させ、
ＮＭＯＳトランジスタ３を遅延回路８によって設定され
た時間において比較的弱いオン状態とすることで前記リ
ンギングを抑えている。しかしながら、集積回路を搭載
するパッケージに対するように受動素子の電気的特性値
が極めて大きい場合や伝送ラインそのものにある寄生的
な受動素子の電気的特性が極めて大きい場合は、かかる
出力回路のしきい値を幾度も交差する顕著なリンギング
が発生し、このリンギンを十分に抑えることができなく
なっている。この結果、集積回路間の通信速度を損ねる
という問題点があった。
【０００６】本発明の目的は、リンギングの発生を充分
に抑えた出力回路を提供することにある。
に抑えた出力回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明による出力回路
は、夫々のゲートが入力端子に共通接続されソース・ド
レイン路が第１および第２の電源ライン間に直列接続さ
れた第１導電型の第１のトランジスタおよび第２導電型
の第２トランジスタと、前記第１および第２のトランジ
スタの接続ノードにゲートが接続され出力端子および前
記第２の電源ライン間にソース・ドレイン路が接続され
た第１導電型の第３のトランジスタと、前記出力端子お
よび前記第３のトランジスタのゲート間にソース・ドレ
イン路が直列接続された第１導電型の第４および第５の
トランジスタと、前記接続ノードおよび前記第４のトラ
ンジスタのゲート間に接続された遅延回路とを有し、前
記第５のトランジスタのゲートを前記入力端子に接続し
た出力回路において、前記出力端子に接続され、前記入
力端子のレベル変化にともなう前記出力端子出力インピ
ーダンスを制御する出力インピーダンス制御回路を設
け、前記出力インピーダンス制御回路は、前記出力端子
および前記第３のトランジスタのゲート間にソース・ド
レイン路が直列に接続された第１導電型の第６および第
７のトランジスタと、前記遅延回路の出力および前記第
６のトランジスタのゲート間に接続された出力インピー
ダンス制御用遅延回路とを有し、前記第７のトランジス
タのゲートを前記入力端子に接続したことを特徴とす
る。
は、夫々のゲートが入力端子に共通接続されソース・ド
レイン路が第１および第２の電源ライン間に直列接続さ
れた第１導電型の第１のトランジスタおよび第２導電型
の第２トランジスタと、前記第１および第２のトランジ
スタの接続ノードにゲートが接続され出力端子および前
記第２の電源ライン間にソース・ドレイン路が接続され
た第１導電型の第３のトランジスタと、前記出力端子お
よび前記第３のトランジスタのゲート間にソース・ドレ
イン路が直列接続された第１導電型の第４および第５の
トランジスタと、前記接続ノードおよび前記第４のトラ
ンジスタのゲート間に接続された遅延回路とを有し、前
記第５のトランジスタのゲートを前記入力端子に接続し
た出力回路において、前記出力端子に接続され、前記入
力端子のレベル変化にともなう前記出力端子出力インピ
ーダンスを制御する出力インピーダンス制御回路を設
け、前記出力インピーダンス制御回路は、前記出力端子
および前記第３のトランジスタのゲート間にソース・ド
レイン路が直列に接続された第１導電型の第６および第
７のトランジスタと、前記遅延回路の出力および前記第
６のトランジスタのゲート間に接続された出力インピー
ダンス制御用遅延回路とを有し、前記第７のトランジス
タのゲートを前記入力端子に接続したことを特徴とす
る。
【０００８】また、本発明による出力回路は、夫々のゲ
ートが入力端子に共通接続されソース・ドレイン路が第
１および第２の電源ライン間に直列接続された第１導電
型の第１のトランジスタおよび第２導電型の第２トラン
ジスタと、前記第１および第２のトランジスタの接続ノ
ードにゲートが接続され出力端子および前記第２の電源
ライン間にソース・ドレイン路が接続された第１導電型
の第３のトランジスタと、前記出力端子および前記第３
のトランジスタのゲート間にソース・ドレイン路が直列
接続された第１導電型の第４および第５のトランジスタ
と、前記接続ノードおよび前記第４のトランジスタのゲ
ート間に接続された遅延回路とを有し、前記第５のトラ
ンジスタのゲートを前記入力端子に接続した出力回路に
おいて、前記出力端子に接続され、前記入力端子のレベ
ル変化にともなう前記出力端子出力インピーダンスを制
御する出力インピーダンス制御回路を設け、前記出力イ
ンピーダンス制御回路は、前記出力端子および前記第２
の電源ライン間にソース・ドレイン路が接続された第一
導電型の第６のトランジスタと、前記出力端子および前
記第６のトランジスタのゲート間にソース・ドレイン路
が直列に接続された第１導電型の第７および第８のトラ
ンジスタと、前記遅延回路の出力および第７のトランジ
スタのゲート間に直列に接続された第１および第２の出
力インピーダンス制御用遅延回路と、前記第１の出力イ
ンピーダンス制御用遅延回路の出力および前記入力端子
を入力としその出力が前記第６のトランジスタのゲート
に接続された論理積回路とを有し、前記第８のトランジ
スタのゲートを前記入力端子に接続したことを特徴とす
る。
ートが入力端子に共通接続されソース・ドレイン路が第
１および第２の電源ライン間に直列接続された第１導電
型の第１のトランジスタおよび第２導電型の第２トラン
ジスタと、前記第１および第２のトランジスタの接続ノ
ードにゲートが接続され出力端子および前記第２の電源
ライン間にソース・ドレイン路が接続された第１導電型
の第３のトランジスタと、前記出力端子および前記第３
のトランジスタのゲート間にソース・ドレイン路が直列
接続された第１導電型の第４および第５のトランジスタ
と、前記接続ノードおよび前記第４のトランジスタのゲ
ート間に接続された遅延回路とを有し、前記第５のトラ
ンジスタのゲートを前記入力端子に接続した出力回路に
おいて、前記出力端子に接続され、前記入力端子のレベ
ル変化にともなう前記出力端子出力インピーダンスを制
御する出力インピーダンス制御回路を設け、前記出力イ
ンピーダンス制御回路は、前記出力端子および前記第２
の電源ライン間にソース・ドレイン路が接続された第一
導電型の第６のトランジスタと、前記出力端子および前
記第６のトランジスタのゲート間にソース・ドレイン路
が直列に接続された第１導電型の第７および第８のトラ
ンジスタと、前記遅延回路の出力および第７のトランジ
スタのゲート間に直列に接続された第１および第２の出
力インピーダンス制御用遅延回路と、前記第１の出力イ
ンピーダンス制御用遅延回路の出力および前記入力端子
を入力としその出力が前記第６のトランジスタのゲート
に接続された論理積回路とを有し、前記第８のトランジ
スタのゲートを前記入力端子に接続したことを特徴とす
る。
【０００９】さらに、本発明による出力回路は、第１の
電源と第２の電源の間に接続されたインバータと、ゲー
トが前記インバータの出力にソース・ドレインの電流路
が出力端子と前記第２の電源の間に接続された出力トラ
ンジスタと、直列に接続された第１および第２のトラン
ジスタが前記出力端子と前記インバータの出力の間に接
続され、前記第１のトランジスタのゲートは前記インバ
ータの入力に前記第２のトランジスタのゲートは遅延回
路を介して前記インバータの出力に接続された第１およ
び第２のトランジスタから成る帰還回路を有する出力回
路において、前記出力端子と前記インバータの出力との
間に直列に接続された第３および第４のトランジスタか
らなる第２の帰還回路と前記遅延回路の出力をさらに遅
延させる第２の遅延回路を備え、前記第３のトランジス
タのゲートは前記インバータの入力に前記第４のトラン
ジスタのゲートは前記第２の遅延回路の出力に接続され
ていることを特徴とする。
電源と第２の電源の間に接続されたインバータと、ゲー
トが前記インバータの出力にソース・ドレインの電流路
が出力端子と前記第２の電源の間に接続された出力トラ
ンジスタと、直列に接続された第１および第２のトラン
ジスタが前記出力端子と前記インバータの出力の間に接
続され、前記第１のトランジスタのゲートは前記インバ
ータの入力に前記第２のトランジスタのゲートは遅延回
路を介して前記インバータの出力に接続された第１およ
び第２のトランジスタから成る帰還回路を有する出力回
路において、前記出力端子と前記インバータの出力との
間に直列に接続された第３および第４のトランジスタか
らなる第２の帰還回路と前記遅延回路の出力をさらに遅
延させる第２の遅延回路を備え、前記第３のトランジス
タのゲートは前記インバータの入力に前記第４のトラン
ジスタのゲートは前記第２の遅延回路の出力に接続され
ていることを特徴とする。
【００１０】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１１】図１は本発明の第１の実施例の出力回路で
ある。本実施例においては、入力端子（ＶＩＮ）には導
電型としてのＰＭＯＳトランジスタ１のゲートと逆導電
型としてのＮＭＯＳトランジスタ２のゲートとを接続
し、ＰＭＯＳトランジスタ１のソースとＮＭＯＳトラン
ジスタ２のソースとは、それぞれ本回路が形成された集
積回路チップの電源ライン（ＶＤＤ）、接地（ＧＮＤ）
に接続する。またＰＭＯＳトランジスタ１のドレインと
ＮＭＯＳトランジスタ２のドレインにはＮＭＯＳトラン
ジスタ３のゲードを接続し、またＮＭＯＳトランジスタ
３のドレインとソースはそれぞれ出力端子パッド（ＶＯ
ＵＴ）と接地ライン（ＧＮＤ）に接続する。この出力端
子パッド（ＶＯＵＴ）にはＮＭＯＳトランジスタ４とＮ
ＭＯＳトランジスタ６のドレインを共通に接続し、また
ＮＭＯＳトランジスタ４とＮＭＯＳトランジスタ６のソ
ースはＮＭＯＳトランジスタ５及びＮＭＯＳトランジス
タ７のドレインにそれぞれ接続する。ＮＭＯＳトランジ
スタ５及びＮＭＯＳトランジスタ７のゲートは入力端子
（ＶＩＮ）にそしてソースはＮＭＯＳトランジスタ３の
ゲートにそれぞれ共通接続する。ＮＭＯＳトランジスタ
４のゲートは第１の遅延回路８の出力に接続すると同時
に第２の遅延回路９の入力に接続する。ＮＭＯＳトラン
ジスタ６のゲートは第２の遅延回路９の出力に接続す
る。遅延回路８の入力はＰＭＯＳトランジスタ１及びＮ
ＭＯＳトランジスタ２のドレインに接続する。他の寄生
の能動素子は従来のものと同一である。
ある。本実施例においては、入力端子（ＶＩＮ）には導
電型としてのＰＭＯＳトランジスタ１のゲートと逆導電
型としてのＮＭＯＳトランジスタ２のゲートとを接続
し、ＰＭＯＳトランジスタ１のソースとＮＭＯＳトラン
ジスタ２のソースとは、それぞれ本回路が形成された集
積回路チップの電源ライン（ＶＤＤ）、接地（ＧＮＤ）
に接続する。またＰＭＯＳトランジスタ１のドレインと
ＮＭＯＳトランジスタ２のドレインにはＮＭＯＳトラン
ジスタ３のゲードを接続し、またＮＭＯＳトランジスタ
３のドレインとソースはそれぞれ出力端子パッド（ＶＯ
ＵＴ）と接地ライン（ＧＮＤ）に接続する。この出力端
子パッド（ＶＯＵＴ）にはＮＭＯＳトランジスタ４とＮ
ＭＯＳトランジスタ６のドレインを共通に接続し、また
ＮＭＯＳトランジスタ４とＮＭＯＳトランジスタ６のソ
ースはＮＭＯＳトランジスタ５及びＮＭＯＳトランジス
タ７のドレインにそれぞれ接続する。ＮＭＯＳトランジ
スタ５及びＮＭＯＳトランジスタ７のゲートは入力端子
（ＶＩＮ）にそしてソースはＮＭＯＳトランジスタ３の
ゲートにそれぞれ共通接続する。ＮＭＯＳトランジスタ
４のゲートは第１の遅延回路８の出力に接続すると同時
に第２の遅延回路９の入力に接続する。ＮＭＯＳトラン
ジスタ６のゲートは第２の遅延回路９の出力に接続す
る。遅延回路８の入力はＰＭＯＳトランジスタ１及びＮ
ＭＯＳトランジスタ２のドレインに接続する。他の寄生
の能動素子は従来のものと同一である。
【００１２】本実施例の動作を説明すると、まず入力端
子（ＶＩＮ）へ振幅がロー・レベルである接地電位とほ
ぼ同等の電位から、ハイ・レベルである電源電圧（ＶＤ
Ｄ）とほぼ同等の電位の信号が印加される場合、入力信
号が特にロー・レベルからハイ・レベルの変化に対し、
ＰＭＯＳトランジスタ１はオンからオフへ、またＮＭＯ
Ｓトランジスタ２はオフからオンへ変化する。同時にＮ
ＭＯＳトランジスタ５と７もオフからオンに変化する。
このとき、ＰＭＯＳトランジスタ１とＮＭＯＳトランジ
スタ２のドレインはハイ・レベルからロー・レベルに変
化する為、ＮＭＯＳトランジスタ３はオンからオフへ変
化しようとする。しかしながら、かかるハイ・レベルか
らローレベルの変化は、一定時間遅延した後に遅延回路
８の出力に現われ、これによって、ＮＭＯＳトランジス
タ４をオンからオフへ変化させる。そして、遅延回路９
によってさらにある一定時間遅延した後、ＮＭＯＳトラ
ンジスタ６をオンからオフへ変化させる。このＮＭＯＳ
トランジスタ４と６がオンしている間、ＮＭＯＳトラン
ジスタ３はオン状態を保持しており、ＮＭＯＳトランジ
スタ６がオフすると同時にＮＭＯＳトラジスタ３はオフ
に変化する。
子（ＶＩＮ）へ振幅がロー・レベルである接地電位とほ
ぼ同等の電位から、ハイ・レベルである電源電圧（ＶＤ
Ｄ）とほぼ同等の電位の信号が印加される場合、入力信
号が特にロー・レベルからハイ・レベルの変化に対し、
ＰＭＯＳトランジスタ１はオンからオフへ、またＮＭＯ
Ｓトランジスタ２はオフからオンへ変化する。同時にＮ
ＭＯＳトランジスタ５と７もオフからオンに変化する。
このとき、ＰＭＯＳトランジスタ１とＮＭＯＳトランジ
スタ２のドレインはハイ・レベルからロー・レベルに変
化する為、ＮＭＯＳトランジスタ３はオンからオフへ変
化しようとする。しかしながら、かかるハイ・レベルか
らローレベルの変化は、一定時間遅延した後に遅延回路
８の出力に現われ、これによって、ＮＭＯＳトランジス
タ４をオンからオフへ変化させる。そして、遅延回路９
によってさらにある一定時間遅延した後、ＮＭＯＳトラ
ンジスタ６をオンからオフへ変化させる。このＮＭＯＳ
トランジスタ４と６がオンしている間、ＮＭＯＳトラン
ジスタ３はオン状態を保持しており、ＮＭＯＳトランジ
スタ６がオフすると同時にＮＭＯＳトラジスタ３はオフ
に変化する。
【００１３】このＮＭＯＳトランジスタ４と６のオンか
らオフの変化が遅延回路８と９の遅延時間によて制御さ
れている間、ＮＭＯＳトランジスタ２はオン状態の為、
出力端子ＶＯＵＴから接地ＧＮＤへ向けて流れる２つの
電流経路が存在する。１つは出力端子からＮＭＯＳトラ
ンジスタ４と５及び２を介し接地へ向けて流れる電流で
ある。この２つの経路による電流の各経路における前記
ＮＭＯＳトランジスタ４−７のオン抵抗で、ＮＭＯＳト
ランジスタ３のゲートには遅延回路８と９によって時間
的に変化する２つの電位が与えられることになる。この
時間的に変化する２つの電位をＮＭＯＳトランジスタ３
のしきい値以上の値に設定することにより、出力端子Ｖ
ＯＵＴに発生するリンギングを２段階に分けて抑えるこ
とができる。リンギングを十分に抑えるためには、ＮＭ
ＯＳトランジスタ３に与えられる時間的に変化する２つ
の電位差と、この電位差を維持する時間的位相差を調節
する必要があるが、まず電位差についはＮＭＯＳトラン
ジスタ２、４、５、６、７のゲート幅を調節することに
より制御でき、また２つの電位差の時間的位相差は遅延
回路８と９によって制御することができる。
らオフの変化が遅延回路８と９の遅延時間によて制御さ
れている間、ＮＭＯＳトランジスタ２はオン状態の為、
出力端子ＶＯＵＴから接地ＧＮＤへ向けて流れる２つの
電流経路が存在する。１つは出力端子からＮＭＯＳトラ
ンジスタ４と５及び２を介し接地へ向けて流れる電流で
ある。この２つの経路による電流の各経路における前記
ＮＭＯＳトランジスタ４−７のオン抵抗で、ＮＭＯＳト
ランジスタ３のゲートには遅延回路８と９によって時間
的に変化する２つの電位が与えられることになる。この
時間的に変化する２つの電位をＮＭＯＳトランジスタ３
のしきい値以上の値に設定することにより、出力端子Ｖ
ＯＵＴに発生するリンギングを２段階に分けて抑えるこ
とができる。リンギングを十分に抑えるためには、ＮＭ
ＯＳトランジスタ３に与えられる時間的に変化する２つ
の電位差と、この電位差を維持する時間的位相差を調節
する必要があるが、まず電位差についはＮＭＯＳトラン
ジスタ２、４、５、６、７のゲート幅を調節することに
より制御でき、また２つの電位差の時間的位相差は遅延
回路８と９によって制御することができる。
【００１４】次に、本発明の第２の実施例を、図２を用
いて説明する。本実施例では、入力端子（ＶＩＮ）には
ＰＭＯＳトランジスタ１のゲートとＮＭＯＳトランジス
タ２のゲートとを接続し、ＰＭＯＳトランジスタ１のソ
ースとＮＭＯＳトランジスタ２ののソースとは、それぞ
れ電源端子（ＶＤＤ）、接地（ＧＮＤ）に接続する。ま
たＰＯＭＳトランジスタ１のドレインとＮＭＯＳトラン
ジスタ２のドレインにはＮＭＯＳトランジスタ３のゲー
トを接続し、またＮＭＯＳトランジスタ３と１０のドレ
インはそれぞれ出力端子（ＶＯＵＴ）に、ソースはそれ
ぞれ接地（ＧＮＤ）に接続する。この出力端子（ＶＯＵ
Ｔ）にはＮＭＯＳトランジスタ４とＮＭＯＳトランジス
タ６のドレインを並列接続し、ＮＭＯＳトランジスタ４
とＮＭＯＳトランジスタ６のソースはＮＭＯＳトランジ
スタ５及びＮＭＯＳトランジスタ７のドレインに接続す
る。ＮＯＭＳトランジスタ５及びＮＭＯＳトランジスタ
７のゲートは、それぞれ入力端子（ＶＩＮ）にし、ＮＭ
ＯＳトランジスタ５の他方のドレインまたはソースはＮ
ＭＯＳトランジスタ３のゲートに、ＮＭＯＳトランジス
タ７の他方のドレインまたはソースはＮＭＯＳトランジ
スタ１０のゲートにそれぞれ接続する。また、ＮＭＯＳ
トランジスタ４のゲートは遅延回路８の出力に接続する
と同時に遅延回路１１の入力に接続する。ＮＭＯＳトラ
ンジスタ６のゲートは遅延回路１２の出力に接続する。
遅延回路８の入力ＰＭＯＳトランジスタ１及びＮＭＯＳ
トランジスタ２のドレインに、遅延回路１１の入力は遅
延回路８の出力に、遅延回路１２の入力は遅延回路１１
の出力にそれぞれ接続する。また、ＮＭＯＳトランジス
タ１０のゲートは２入力負論理積回路１３の出力に接続
する。２２入力負論理積回路１３の第１の入力は入力端
子に、第２の入力は遅延回路１１の出力に接続する。
いて説明する。本実施例では、入力端子（ＶＩＮ）には
ＰＭＯＳトランジスタ１のゲートとＮＭＯＳトランジス
タ２のゲートとを接続し、ＰＭＯＳトランジスタ１のソ
ースとＮＭＯＳトランジスタ２ののソースとは、それぞ
れ電源端子（ＶＤＤ）、接地（ＧＮＤ）に接続する。ま
たＰＯＭＳトランジスタ１のドレインとＮＭＯＳトラン
ジスタ２のドレインにはＮＭＯＳトランジスタ３のゲー
トを接続し、またＮＭＯＳトランジスタ３と１０のドレ
インはそれぞれ出力端子（ＶＯＵＴ）に、ソースはそれ
ぞれ接地（ＧＮＤ）に接続する。この出力端子（ＶＯＵ
Ｔ）にはＮＭＯＳトランジスタ４とＮＭＯＳトランジス
タ６のドレインを並列接続し、ＮＭＯＳトランジスタ４
とＮＭＯＳトランジスタ６のソースはＮＭＯＳトランジ
スタ５及びＮＭＯＳトランジスタ７のドレインに接続す
る。ＮＯＭＳトランジスタ５及びＮＭＯＳトランジスタ
７のゲートは、それぞれ入力端子（ＶＩＮ）にし、ＮＭ
ＯＳトランジスタ５の他方のドレインまたはソースはＮ
ＭＯＳトランジスタ３のゲートに、ＮＭＯＳトランジス
タ７の他方のドレインまたはソースはＮＭＯＳトランジ
スタ１０のゲートにそれぞれ接続する。また、ＮＭＯＳ
トランジスタ４のゲートは遅延回路８の出力に接続する
と同時に遅延回路１１の入力に接続する。ＮＭＯＳトラ
ンジスタ６のゲートは遅延回路１２の出力に接続する。
遅延回路８の入力ＰＭＯＳトランジスタ１及びＮＭＯＳ
トランジスタ２のドレインに、遅延回路１１の入力は遅
延回路８の出力に、遅延回路１２の入力は遅延回路１１
の出力にそれぞれ接続する。また、ＮＭＯＳトランジス
タ１０のゲートは２入力負論理積回路１３の出力に接続
する。２２入力負論理積回路１３の第１の入力は入力端
子に、第２の入力は遅延回路１１の出力に接続する。
【００１５】本実施例の動作を説明すると、まず入力端
子（ＶＩＮ）へ振幅がロー・レベルから、ハイ・レベル
の信号が印加される場合、入力信号が特にロー・レベル
からハイ・レベルの変化に対し、ＰＭＯＳトランジスタ
１はオンからオフへ、またＮＭＯＳトランジスタ２はオ
フからオンへ変化する。同時にＮＭＯＳトランジスタ５
もオフからオンに変化する。このとき、ＰＭＯＳトラン
ジスタ１とＮＭＯＳトランジスタ２のドレインはハイ・
レベルからローレベルに変化する為、ＮＭＯＳトランジ
スタ３はオンからオフへ変化しようとする。しかし同時
に同ドレインのハイ・レベルからローレベルの変化は、
遅延回路８によってある一定時間遅延した後ＮＭＯＳト
ランジスタ４をオンからオフへ変化させる。このＮＭＯ
Ｓトランジスタ４がオンしている間ＮＭＯＳトランジス
タ３は、出力端子からＮＭＯＳトアンジスタ４，５，２
を介し接地（ＧＮＤ）へ流れる電流とＮＭＯＳトランジ
スタ４，５，２のオン抵抗によって与えられる電位のた
め弱いオン状態を保持しており、ＮＭＯＳトランジスタ
４が、遅延回路８の遅延時間経過後オフとすると同時に
ＮＭＯＳトランジスタ３はオフに変化する。この後、遅
延回路１１によってある一定時間遅延した後、２入力負
論理積回路１３入力の電位はロー・レベルからハイ・レ
ベルに変化するため、２入力負論理積回路１３の遅延時
間経過後、同回路の出力がハイ・レベルからローレべル
に変化し、ＮＭＯＳトランジスタ１０はオンからオフに
変化しようとする。しかし、遅延回路１１の出力のロー
・レベルからハイレベルの変化は遅延回路１２によって
ある一定時間遅延した後ＮＭＯＳトランジスタ６をオン
からオフへ変化させる。このＮＭＯＳトランジスタ６が
オンしている間ＮＭＯＳトラジスタ１０は、出力端子か
らＮＭＯＳトランジスタ６，７と２入力負論理積回路を
介し接地（ＧＮＤ）へ流れる電流とＮＭＯＳトランジス
タ６，７と２入力負論理積回路のオン抵抗によって与え
られる電位のため弱いオン状態を保持しており、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ６が、遅延回路１２の遅延時間経過後オ
フとすると同時にＮＭＯＳトランジスタ３はオフに変化
する。このＮＭＯＳトランジスタ３と１０のオンからオ
フする時間的位相差によって出力端子に発生するリンギ
ングを２段階に分けて抑えることができる。更にＮＭＯ
Ｓトランジスタ３と１０は、前記に示した通り弱いオン
状態をそれぞれ保持する為、更に２段階に分けてリンギ
ングを抑えることができる。
子（ＶＩＮ）へ振幅がロー・レベルから、ハイ・レベル
の信号が印加される場合、入力信号が特にロー・レベル
からハイ・レベルの変化に対し、ＰＭＯＳトランジスタ
１はオンからオフへ、またＮＭＯＳトランジスタ２はオ
フからオンへ変化する。同時にＮＭＯＳトランジスタ５
もオフからオンに変化する。このとき、ＰＭＯＳトラン
ジスタ１とＮＭＯＳトランジスタ２のドレインはハイ・
レベルからローレベルに変化する為、ＮＭＯＳトランジ
スタ３はオンからオフへ変化しようとする。しかし同時
に同ドレインのハイ・レベルからローレベルの変化は、
遅延回路８によってある一定時間遅延した後ＮＭＯＳト
ランジスタ４をオンからオフへ変化させる。このＮＭＯ
Ｓトランジスタ４がオンしている間ＮＭＯＳトランジス
タ３は、出力端子からＮＭＯＳトアンジスタ４，５，２
を介し接地（ＧＮＤ）へ流れる電流とＮＭＯＳトランジ
スタ４，５，２のオン抵抗によって与えられる電位のた
め弱いオン状態を保持しており、ＮＭＯＳトランジスタ
４が、遅延回路８の遅延時間経過後オフとすると同時に
ＮＭＯＳトランジスタ３はオフに変化する。この後、遅
延回路１１によってある一定時間遅延した後、２入力負
論理積回路１３入力の電位はロー・レベルからハイ・レ
ベルに変化するため、２入力負論理積回路１３の遅延時
間経過後、同回路の出力がハイ・レベルからローレべル
に変化し、ＮＭＯＳトランジスタ１０はオンからオフに
変化しようとする。しかし、遅延回路１１の出力のロー
・レベルからハイレベルの変化は遅延回路１２によって
ある一定時間遅延した後ＮＭＯＳトランジスタ６をオン
からオフへ変化させる。このＮＭＯＳトランジスタ６が
オンしている間ＮＭＯＳトラジスタ１０は、出力端子か
らＮＭＯＳトランジスタ６，７と２入力負論理積回路を
介し接地（ＧＮＤ）へ流れる電流とＮＭＯＳトランジス
タ６，７と２入力負論理積回路のオン抵抗によって与え
られる電位のため弱いオン状態を保持しており、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ６が、遅延回路１２の遅延時間経過後オ
フとすると同時にＮＭＯＳトランジスタ３はオフに変化
する。このＮＭＯＳトランジスタ３と１０のオンからオ
フする時間的位相差によって出力端子に発生するリンギ
ングを２段階に分けて抑えることができる。更にＮＭＯ
Ｓトランジスタ３と１０は、前記に示した通り弱いオン
状態をそれぞれ保持する為、更に２段階に分けてリンギ
ングを抑えることができる。
【００１６】図４は従来例と本実施例のリンギング特性
を示す特性図である。図４において、従来の出力回路は
リンギングのオーバーシュート（ＯＳ）とバックスイン
グ（ＢＳ）が大きく、特にバックスイング（ＢＳ）がし
きい値を何度も交差しているのに対し、本発明の第１及
び第２の実施例のリンギングは十分に抑制されているこ
とを表す。
を示す特性図である。図４において、従来の出力回路は
リンギングのオーバーシュート（ＯＳ）とバックスイン
グ（ＢＳ）が大きく、特にバックスイング（ＢＳ）がし
きい値を何度も交差しているのに対し、本発明の第１及
び第２の実施例のリンギングは十分に抑制されているこ
とを表す。
【００１７】図５は従来例と本実施例のリンギング特性
の出力ロー・レベルからハイ・レベルへの遅延特性（Ｔ
ｐｄｒｉｓｅ）を表すグラフである。図５において、本
実施例の出力回路はリンギングを大幅に減少させること
によって遅延特性の高速化が得られたことを表す。
の出力ロー・レベルからハイ・レベルへの遅延特性（Ｔ
ｐｄｒｉｓｅ）を表すグラフである。図５において、本
実施例の出力回路はリンギングを大幅に減少させること
によって遅延特性の高速化が得られたことを表す。
【００１８】
【発明の効果】以上のように本発明の出力回路は、集積
回路に付加される電気的特性の極めて大きい能動素子及
びバスラインによって発生するリンギングを十分に抑制
できるため、バスラインに接続された複数の集積回路に
おける入出力回路間での高速な信号通信を可能とし、同
時に高い波形品質の信号を得れるという効果がある。
回路に付加される電気的特性の極めて大きい能動素子及
びバスラインによって発生するリンギングを十分に抑制
できるため、バスラインに接続された複数の集積回路に
おける入出力回路間での高速な信号通信を可能とし、同
時に高い波形品質の信号を得れるという効果がある。
【００１９】なお、上記実施例において導電型は入れ換
えてもよい。
えてもよい。
【図１】本発明の第１実施例回路図。
【図２】本発明の第２実施例回路図
【図３】従来実施例回路図
【図４】図１〜図３に示した回路のリンギング特性図。
【図５】図１〜図３に示した回路のリンギング特性及び
遅延時間特性図。
遅延時間特性図。
１ Ｐチャネル型電界効果トランジスタ ２，３，４，５，６，７，１０ Ｎチャネル型電界効
果トランジスタ ８，９ 正論理遅延回路 １１，１２ 負論理遅延回路 １３ ２入力負論理積回路 １４，１７，２０ 寄生誘導性素子 １５，１８，２１ 寄生抵抗素子 １６，１９，２２ 寄生容量素子
果トランジスタ ８，９ 正論理遅延回路 １１，１２ 負論理遅延回路 １３ ２入力負論理積回路 １４，１７，２０ 寄生誘導性素子 １５，１８，２１ 寄生抵抗素子 １６，１９，２２ 寄生容量素子
Claims (3)
- 【請求項１】 夫々のゲートが入力端子に共通接続され
ソース・ドレイン路が第１および第２の電源ライン間に
直列接続された第１導電型の第１のトランジスタおよび
第２導電型の第２トランジスタと、前記第１および第２
のトランジスタの接続ノードにゲートが接続され出力端
子および前記第２の電源ライン間にソース・ドレイン路
が接続された第１導電型の第３のトランジスタと、前記
出力端子および前記第３のトランジスタのゲート間にソ
ース・ドレイン路が直列接続された第１導電型の第４お
よび第５のトランジスタと、前記接続ノードおよび前記
第４のトランジスタのゲート間に接続された遅延回路と
を有し、前記第５のトランジスタのゲートを前記入力端
子に接続した出力回路において、前記出力端子に接続さ
れ、前記入力端子のレベル変化にともなう前記出力端子
出力インピーダンスを制御する出力インピーダンス制御
回路を設け、前記出力インピーダンス制御回路は、前記
出力端子および前記第３のトランジスタのゲート間にソ
ース・ドレイン路が直列に接続された第１導電型の第６
および第７のトランジスタと、前記遅延回路の出力およ
び前記第６のトランジスタのゲート間に接続された出力
インピーダンス制御用遅延回路とを有し、前記第７のト
ランジスタのゲートを前記入力端子に接続したことを特
徴とする出力回路。 - 【請求項２】 夫々のゲートが入力端子に共通接続され
ソース・ドレイン路が第１および第２の電源ライン間に
直列接続された第１導電型の第１のトランジスタおよび
第２導電型の第２トランジスタと、前記第１および第２
のトランジスタの接続ノードにゲートが接続され出力端
子および前記第２の電源ライン間にソース・ドレイン路
が接続された第１導電型の第３のトランジスタと、前記
出力端子および前記第３のトランジスタのゲート間にソ
ース・ドレイン路が直列接続された第１導電型の第４お
よび第５のトランジスタと、前記接続ノードおよび前記
第４のトランジスタのゲート間に接続された遅延回路と
を有し、前記第５のトランジスタのゲートを前記入力端
子に接続した出力回路において、前記出力端子に接続さ
れ、前記入力端子のレベル変化にともなう前記出力端子
出力インピーダンスを制御する出力インピーダンス制御
回路を設け、前記出力インピーダンス制御回路は、前記
出力端子および前記第２の電源ライン間にソース・ドレ
イン路が接続さ れた第一導電型の第６のトランジスタ
と、前記出力端子および前記第６のトランジスタのゲー
ト間にソース・ドレイン路が直列に接続された第１導電
型の第７および第８のトランジスタと、前記遅延回路の
出力および第７のトランジスタのゲート間に直列に接続
された第１および第２の出力インピーダンス制御用遅延
回路と、前記第１の出力インピーダンス制御用遅延回路
の出力および前記入力端子を入力としその出力が前記第
６のトランジスタのゲートに接続された論理積回路とを
有し、前記第８のトランジスタのゲートを前記入力端子
に接続したことを特徴とする出力回路。 - 【請求項３】 第１の電源と第２の電源の間に接続され
たインバータと、ゲートが前記インバータの出力にソー
ス・ドレインの電流路が出力端子と前記第２の電源の間
に接続された出力トランジスタと、直列に接続された第
１および第２のトランジスタが前記出力端子と前記イン
バータの出力の間に接続され、前記第１のトランジスタ
のゲートは前記インバータの入力に前記第２のトランジ
スタのゲートは遅延回路を介して前記インバータの出力
に接続された第１および第２のトランジスタから成る帰
還回路を有する出力回路において、前記出力端子と前記
インバータの出力との間に直列に接続された第３および
第４のトランジスタからなる第２の帰還回路と前記遅延
回路の出力をさらに遅延させる第２の遅延回路を備え、
前記第３のトランジスタのゲートは前記インバータの入
力に前記第４のトランジスタのゲートは前記第２の遅延
回路の出力に接続されていることを特徴とする出力回
路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6231257A JP2748865B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | 出力回路 |
| US08/532,986 US5563542A (en) | 1994-09-27 | 1995-09-22 | Output circuit for gunning transceiver logic |
| EP95115164A EP0704972B1 (en) | 1994-09-27 | 1995-09-26 | Output circuit for gunning transceiver logic |
| DE69504265T DE69504265T2 (de) | 1994-09-27 | 1995-09-26 | Ausgangschaltung für eine Sende-/Empfangslogik vom Typ "gunning" |
| KR1019950033794A KR100191880B1 (ko) | 1994-09-27 | 1995-09-27 | 거닝 트랜시버 논리의 출력 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6231257A JP2748865B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | 出力回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0897676A JPH0897676A (ja) | 1996-04-12 |
| JP2748865B2 true JP2748865B2 (ja) | 1998-05-13 |
Family
ID=16920787
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6231257A Expired - Fee Related JP2748865B2 (ja) | 1994-09-27 | 1994-09-27 | 出力回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5563542A (ja) |
| EP (1) | EP0704972B1 (ja) |
| JP (1) | JP2748865B2 (ja) |
| KR (1) | KR100191880B1 (ja) |
| DE (1) | DE69504265T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5898688A (en) * | 1996-05-24 | 1999-04-27 | Cisco Technology, Inc. | ATM switch with integrated system bus |
| JPH10200051A (ja) * | 1997-01-14 | 1998-07-31 | Canon Inc | 半導体集積回路 |
| US6670822B2 (en) | 1998-08-11 | 2003-12-30 | Fairchild Semiconductor Corporation | Transceiver driver with programmable edge rate control independent of fabrication process, supply voltage, and temperature |
| US6184717B1 (en) | 1998-12-09 | 2001-02-06 | Nortel Networks Limited | Digital signal transmitter and receiver using source based reference logic levels |
| US6218863B1 (en) | 1999-04-12 | 2001-04-17 | Intel Corporation | Dual mode input/output interface circuit |
| JP2005086662A (ja) * | 2003-09-10 | 2005-03-31 | Seiko Epson Corp | 半導体装置 |
| CN110545047B (zh) * | 2019-10-17 | 2024-07-30 | 无锡麟力科技有限公司 | 小功率片内整流桥电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0323712A (ja) * | 1989-06-20 | 1991-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
| JPH0323715A (ja) * | 1989-06-20 | 1991-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | 出力回路 |
| JPH03232193A (ja) * | 1990-02-06 | 1991-10-16 | Mitsubishi Electric Corp | 出力回路 |
| US5023488A (en) * | 1990-03-30 | 1991-06-11 | Xerox Corporation | Drivers and receivers for interfacing VLSI CMOS circuits to transmission lines |
| US5148056A (en) * | 1991-03-27 | 1992-09-15 | Mos Electronics Corp. | Output buffer circuit |
| US5408146A (en) * | 1992-01-31 | 1995-04-18 | Lsi Logic Corporation | High performance backplane driver circuit |
| JP2894897B2 (ja) * | 1992-07-06 | 1999-05-24 | 富士通株式会社 | 半導体集積回路 |
| US5347169A (en) * | 1992-09-08 | 1994-09-13 | Preslar Donald R | Inductive load dump circuit |
-
1994
- 1994-09-27 JP JP6231257A patent/JP2748865B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-09-22 US US08/532,986 patent/US5563542A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-09-26 EP EP95115164A patent/EP0704972B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-09-26 DE DE69504265T patent/DE69504265T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-09-27 KR KR1019950033794A patent/KR100191880B1/ko not_active IP Right Cessation
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| EP0704972A2 (en) | 1996-04-03 |
| US5563542A (en) | 1996-10-08 |
| JPH0897676A (ja) | 1996-04-12 |
| EP0704972A3 (en) | 1996-09-18 |
| KR960012723A (ko) | 1996-04-20 |
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| EP0704972B1 (en) | 1998-08-26 |
| DE69504265T2 (de) | 1999-04-22 |
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