JP2746010B2 - 多重インバータ装置 - Google Patents
多重インバータ装置Info
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- JP2746010B2 JP2746010B2 JP4279749A JP27974992A JP2746010B2 JP 2746010 B2 JP2746010 B2 JP 2746010B2 JP 4279749 A JP4279749 A JP 4279749A JP 27974992 A JP27974992 A JP 27974992A JP 2746010 B2 JP2746010 B2 JP 2746010B2
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- signal
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、同期電動機の制御等
において使用される、直流から所定の周波数の交流電力
までの出力が可能な多重インバータ装置に関するもので
ある。
において使用される、直流から所定の周波数の交流電力
までの出力が可能な多重インバータ装置に関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】直流電力を交流電力へ変換するインバー
タ装置によって同期電動機を駆動する場合に、容量が大
きいときや電圧の脈動分が問題となる場合にはインバー
タの多重化が行われ、インバータの交流出力波形を正弦
波に近づけることが行われる。このインバータの多重化
は、通常、複数台のインバータと多重化用の絶縁変圧器
とを用い、各インバータの出力電圧波形を適当な大き
さ、および位相差をもって加え合わせることによって達
成される。
タ装置によって同期電動機を駆動する場合に、容量が大
きいときや電圧の脈動分が問題となる場合にはインバー
タの多重化が行われ、インバータの交流出力波形を正弦
波に近づけることが行われる。このインバータの多重化
は、通常、複数台のインバータと多重化用の絶縁変圧器
とを用い、各インバータの出力電圧波形を適当な大き
さ、および位相差をもって加え合わせることによって達
成される。
【０００３】但し、同期電動機を駆動する場合、起動運
転時や低周波運転時に上記した絶縁変圧器が飽和してし
まう可能性があるので、複数台のインバータのうち１台
のインバータには絶縁変圧器を設けず、他のインバータ
にはその出力側に絶縁変圧器を設けるといった構成をと
る。そして、これら各絶縁変圧器の２次巻線と変圧器を
設けていないインバータの交流出力端子とを直列に接続
してインバータ装置を構成し、同期電動機の１相分の電
機子巻線と接続してインバータ装置から同期電動機各１
相分の電機子巻線へ電力を供給するようにしている。
転時や低周波運転時に上記した絶縁変圧器が飽和してし
まう可能性があるので、複数台のインバータのうち１台
のインバータには絶縁変圧器を設けず、他のインバータ
にはその出力側に絶縁変圧器を設けるといった構成をと
る。そして、これら各絶縁変圧器の２次巻線と変圧器を
設けていないインバータの交流出力端子とを直列に接続
してインバータ装置を構成し、同期電動機の１相分の電
機子巻線と接続してインバータ装置から同期電動機各１
相分の電機子巻線へ電力を供給するようにしている。
【０００４】図４は例えば特開平３−７０４７２号公報
に開示されたこの種従来の多重インバータ装置の構成を
示す図である。図において、１は交流電源、２はダイオ
ードによって構成され交流を直流に変換する整流器、３
は直流リアクトル、４，５はコンデンサで、整流器２の
直流側端子Ｐ，Ｎ間の直流電圧を２等分するとともに直
流リアクトル３と協働して整流された直流電圧を平滑化
する。
に開示されたこの種従来の多重インバータ装置の構成を
示す図である。図において、１は交流電源、２はダイオ
ードによって構成され交流を直流に変換する整流器、３
は直流リアクトル、４，５はコンデンサで、整流器２の
直流側端子Ｐ，Ｎ間の直流電圧を２等分するとともに直
流リアクトル３と協働して整流された直流電圧を平滑化
する。
【０００５】６は第１のインバータで、例えば図５
（１）のように構成されている。同図において、Ｔ1，
Ｔ2はスイッチング素子としての自己消弧形サイリスタ
であるＧＴＯ，Ｄ1，Ｄ2はダイオードである。整流器２
の直流側端子Ｐ，Ｎと入力端子６０１，６０２とがそれ
ぞれ接続され、出力端子６０３には、Ｔ1がＯＮ，Ｔ2が
ＯＦＦなら端子Ｐの電位が出力され、Ｔ1がＯＦＦ，Ｔ2
がＯＮなら端子Ｎの電位が出力される。
（１）のように構成されている。同図において、Ｔ1，
Ｔ2はスイッチング素子としての自己消弧形サイリスタ
であるＧＴＯ，Ｄ1，Ｄ2はダイオードである。整流器２
の直流側端子Ｐ，Ｎと入力端子６０１，６０２とがそれ
ぞれ接続され、出力端子６０３には、Ｔ1がＯＮ，Ｔ2が
ＯＦＦなら端子Ｐの電位が出力され、Ｔ1がＯＦＦ，Ｔ2
がＯＮなら端子Ｎの電位が出力される。
【０００６】図４に戻り、７，８は第２のインバータ
で、例えば図５（２）のように構成されている。同図に
おいて、Ｔ3〜Ｔ6はＧＴＯ、Ｄ3〜Ｄ6はダイオードで、
これら構成および動作は一般によく知られているので、
その説明は省略する。９，１０は多重化のための絶縁変
圧器、１１は各相電機子巻線１１ａ，１１ｂ，１１ｃと
回転子１１ｄとを有する同期電動機で、１相分の電機子
巻線１１ａがインバータ装置の供給端子Ｕ1，Ｕ2と接続
されている。
で、例えば図５（２）のように構成されている。同図に
おいて、Ｔ3〜Ｔ6はＧＴＯ、Ｄ3〜Ｄ6はダイオードで、
これら構成および動作は一般によく知られているので、
その説明は省略する。９，１０は多重化のための絶縁変
圧器、１１は各相電機子巻線１１ａ，１１ｂ，１１ｃと
回転子１１ｄとを有する同期電動機で、１相分の電機子
巻線１１ａがインバータ装置の供給端子Ｕ1，Ｕ2と接続
されている。
【０００７】１２は、回転子１１ｄの空間的位置と回転
数とを検出する位置検出器、１３は電機子巻線１１ａと
直列に接続されたシャント、１４は電流検出器で、電機
子電流を制御信号に変換する。１５は電流基準波発生器
で、位置検出器１２からの位置検出信号に対応して正弦
波電流基準波形を発生する。１６は減算器で、電流検出
器１４からの制御信号と電流基準波発生器１５からの正
弦波電流基準波形との減算を行い偏差信号を出力する。
１７は電流制御要素で、減算器１６からの偏差信号を増
幅してインバータ装置の電圧指令となるバイアス信号を
作成する。１８は周波数が数百ヘルツ程度のいわゆるキ
ャリア信号を発生するキャリア信号発生器、１９はゲー
ト信号発生器で、電流制御要素１７からのバイアス信号
とキャリア信号発生器１８からのキャリア信号とから各
インバータ６，７，８のＧＴＯへのゲート信号を作成す
る。
数とを検出する位置検出器、１３は電機子巻線１１ａと
直列に接続されたシャント、１４は電流検出器で、電機
子電流を制御信号に変換する。１５は電流基準波発生器
で、位置検出器１２からの位置検出信号に対応して正弦
波電流基準波形を発生する。１６は減算器で、電流検出
器１４からの制御信号と電流基準波発生器１５からの正
弦波電流基準波形との減算を行い偏差信号を出力する。
１７は電流制御要素で、減算器１６からの偏差信号を増
幅してインバータ装置の電圧指令となるバイアス信号を
作成する。１８は周波数が数百ヘルツ程度のいわゆるキ
ャリア信号を発生するキャリア信号発生器、１９はゲー
ト信号発生器で、電流制御要素１７からのバイアス信号
とキャリア信号発生器１８からのキャリア信号とから各
インバータ６，７，８のＧＴＯへのゲート信号を作成す
る。
【０００８】次に動作につき図６の波形図をも参照して
説明する。この例では、図５に示すインバータ構成を採
用しているので、第２のインバータ７，８は第１のイン
バータ６に比較して２倍の出力電圧を発生することがで
きる。従って、第２のインバータ７，８のキャリア信号
１０３，１０５は第１のインバータ６のキャリア信号１
０１の２倍の大きさとし、また、第２のインバータを２
台で構成していることとも関連して第１のインバータ６
のキャリア信号１０１と第２のインバータ７のキャリア
信号１０３とには４５゜の位相差をもたせ、第２のイン
バータ７のキャリア信号１０３と第２のインバータ８の
キャリア信号１０５とには９０゜の位相差をもたせてい
る。
説明する。この例では、図５に示すインバータ構成を採
用しているので、第２のインバータ７，８は第１のイン
バータ６に比較して２倍の出力電圧を発生することがで
きる。従って、第２のインバータ７，８のキャリア信号
１０３，１０５は第１のインバータ６のキャリア信号１
０１の２倍の大きさとし、また、第２のインバータを２
台で構成していることとも関連して第１のインバータ６
のキャリア信号１０１と第２のインバータ７のキャリア
信号１０３とには４５゜の位相差をもたせ、第２のイン
バータ７のキャリア信号１０３と第２のインバータ８の
キャリア信号１０５とには９０゜の位相差をもたせてい
る。
【０００９】図６は電流制御要素１７からの電圧指令で
あるバイアス信号がほぼ零の場合で、第１のインバータ
６の出力電圧１０７のみではキャリア信号周波数のリッ
プルが存在するが、第２のインバータ７，８の各出力電
圧１０８，１０９を加算することにより、多重インバー
タ装置としてのそれらの合成出力電圧１１０は図６
（ｇ）に示すように、同リップル分が低減されたものに
なる。なお、第２のインバータ７，８のバイアス信号１
０４，１０６は、図６（ｂ）（ｃ）に示すように、第１
のインバータ６のキャリア信号１０１とバイアス信号１
０２との比較からパルス幅が決定される矩形波状で、そ
の大きさは第１のインバータ６の最大出力電圧に相当す
るバイアス信号値からその時のバイアス信号値１０２を
差し引いた値を第２のインバータの台数（ここでは２）
で除して求められる。
あるバイアス信号がほぼ零の場合で、第１のインバータ
６の出力電圧１０７のみではキャリア信号周波数のリッ
プルが存在するが、第２のインバータ７，８の各出力電
圧１０８，１０９を加算することにより、多重インバー
タ装置としてのそれらの合成出力電圧１１０は図６
（ｇ）に示すように、同リップル分が低減されたものに
なる。なお、第２のインバータ７，８のバイアス信号１
０４，１０６は、図６（ｂ）（ｃ）に示すように、第１
のインバータ６のキャリア信号１０１とバイアス信号１
０２との比較からパルス幅が決定される矩形波状で、そ
の大きさは第１のインバータ６の最大出力電圧に相当す
るバイアス信号値からその時のバイアス信号値１０２を
差し引いた値を第２のインバータの台数（ここでは２）
で除して求められる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】従来の多重インバータ
装置は以上のように構成されているので、図７に示すよ
うに、電流制御要素１７からの電圧指令であるバイアス
信号が零ではなくある程度大きな値になってくると、多
重化によるリップル分の抑制効果が弱まるという問題点
があった。即ち、既述した通り、同期電動機ではその静
止状態から起動する場合、直流入力を必要とするが、こ
の電力はもっぱら第１のインバータ６が出力する。図７
（ａ）の２０２はその時のバイアス信号である。
装置は以上のように構成されているので、図７に示すよ
うに、電流制御要素１７からの電圧指令であるバイアス
信号が零ではなくある程度大きな値になってくると、多
重化によるリップル分の抑制効果が弱まるという問題点
があった。即ち、既述した通り、同期電動機ではその静
止状態から起動する場合、直流入力を必要とするが、こ
の電力はもっぱら第１のインバータ６が出力する。図７
（ａ）の２０２はその時のバイアス信号である。
【００１１】これに応じて、第２のインバータ７，８の
バイアス信号２０４，２０６は図７（ｂ）（ｃ）に示す
ように、図６の場合に比較して狭幅パルスでその大きさ
も小さくなるが、その結果、第２のインバータ７，８の
出力電圧２０８，２０９のパルス幅が短くなり、第２の
インバータ７，８の出力電圧を加算することによるリッ
プル分抑制の効果が大幅に減少することになる。
バイアス信号２０４，２０６は図７（ｂ）（ｃ）に示す
ように、図６の場合に比較して狭幅パルスでその大きさ
も小さくなるが、その結果、第２のインバータ７，８の
出力電圧２０８，２０９のパルス幅が短くなり、第２の
インバータ７，８の出力電圧を加算することによるリッ
プル分抑制の効果が大幅に減少することになる。
【００１２】この発明は以上のような問題点を解消する
ためになされたもので、電圧指令であるバイアス信号が
大きくなっても電圧のリップル分の抑制効果を十分期待
し得る多重インバータ装置を実現せんとするものであ
る。
ためになされたもので、電圧指令であるバイアス信号が
大きくなっても電圧のリップル分の抑制効果を十分期待
し得る多重インバータ装置を実現せんとするものであ
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る多重イン
バータ装置は、電圧指令である第１のインバータへのバ
イアス信号Ｖ1 *と上記第１のインバータへのキャリア信
号Ｃ1とから、下式に基づき、第２のインバータへのバ
イアス信号Ｖ2 *を作成するバイアス信号発生器、および
上記合成出力電圧におけるキャリア信号周波数成分が上
記バイアス信号Ｖ1 *の如何にかかわらず常に小さくなる
よう上記バイアス信号発生器からのバイアス信号Ｖ
2 *を、上記バイアス信号Ｖ1 *の絶縁値が増大するつれて
その絶縁値を増大するよう補正するバイアス信号補正回
路を備えたものである。 （１）Ｃ1＞｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝（Ｖ1m *−｜Ｖ1 *｜）／Ｎ （２）｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1＞−｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝０ （３）−｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1のとき Ｖ2 *＝（｜Ｖ1 *｜−Ｖ1m *）／Ｎ 但し、Ｖ1m *は第１のインバータが発生可能な最大電圧
に対応するバイアス信号値、Ｎは第２のインバータの台
数である。
バータ装置は、電圧指令である第１のインバータへのバ
イアス信号Ｖ1 *と上記第１のインバータへのキャリア信
号Ｃ1とから、下式に基づき、第２のインバータへのバ
イアス信号Ｖ2 *を作成するバイアス信号発生器、および
上記合成出力電圧におけるキャリア信号周波数成分が上
記バイアス信号Ｖ1 *の如何にかかわらず常に小さくなる
よう上記バイアス信号発生器からのバイアス信号Ｖ
2 *を、上記バイアス信号Ｖ1 *の絶縁値が増大するつれて
その絶縁値を増大するよう補正するバイアス信号補正回
路を備えたものである。 （１）Ｃ1＞｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝（Ｖ1m *−｜Ｖ1 *｜）／Ｎ （２）｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1＞−｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝０ （３）−｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1のとき Ｖ2 *＝（｜Ｖ1 *｜−Ｖ1m *）／Ｎ 但し、Ｖ1m *は第１のインバータが発生可能な最大電圧
に対応するバイアス信号値、Ｎは第２のインバータの台
数である。
【００１４】
【作用】この発明においては、第１のインバータのバイ
アス信号Ｖ1 *が増大するにつれて第２のインバータのバ
イアス信号Ｖ2 *も従来の場合の値より増大するので、第
２のインバータの出力電圧のパルス幅の減少が解消さ
れ、リップル分抑制効果が確保される。
アス信号Ｖ1 *が増大するにつれて第２のインバータのバ
イアス信号Ｖ2 *も従来の場合の値より増大するので、第
２のインバータの出力電圧のパルス幅の減少が解消さ
れ、リップル分抑制効果が確保される。
【００１５】
【実施例】実施例１．以下、この発明の実施例１による
多重インバータ装置を図に従って説明する。但し、装置
の全体的構成は従来の図４に示すものと変わりがないの
で、その再録は省略し、特にこの発明の主要部であるゲ
ート信号発生器の内部構成を図１に記して、以下、これ
をもとに詳細に説明する。
多重インバータ装置を図に従って説明する。但し、装置
の全体的構成は従来の図４に示すものと変わりがないの
で、その再録は省略し、特にこの発明の主要部であるゲ
ート信号発生器の内部構成を図１に記して、以下、これ
をもとに詳細に説明する。
【００１６】図１において、１９がゲート信号発生器
で、電流制御要素１７からバイアス信号を、キャリア信
号発生器１８からキャリア信号をそれぞれ入力し、第１
のインバータ６および第２のインバータ７，８へのゲー
ト信号を作成する。１９ａ，１９ｂ，１９ｃはキャリア
信号発生器１８からのキャリア信号を適切な大きさと位
相に調節する移相器で、移相器１９ａおよび１９ｂから
のキャリア信号が同１９ｃからのキャリア信号の２倍の
大きさになるようにする。また、移相器１９ａからのキ
ャリア信号は同１９ｃからのキャリア信号に対して４５
゜の位相差をもたせ、同１９ｂからのキャリア信号は同
１９ａからのキャリア信号に対して９０゜の位相遅れを
もたせる。
で、電流制御要素１７からバイアス信号を、キャリア信
号発生器１８からキャリア信号をそれぞれ入力し、第１
のインバータ６および第２のインバータ７，８へのゲー
ト信号を作成する。１９ａ，１９ｂ，１９ｃはキャリア
信号発生器１８からのキャリア信号を適切な大きさと位
相に調節する移相器で、移相器１９ａおよび１９ｂから
のキャリア信号が同１９ｃからのキャリア信号の２倍の
大きさになるようにする。また、移相器１９ａからのキ
ャリア信号は同１９ｃからのキャリア信号に対して４５
゜の位相差をもたせ、同１９ｂからのキャリア信号は同
１９ａからのキャリア信号に対して９０゜の位相遅れを
もたせる。
【００１７】１９ｄ，１９ｅ，１９ｆは各移相器１９
ａ，１９ｂ，１９ｃからのキャリア信号と電流制御要素
１７および後述するバイアス信号補正回路１９ｈからの
バイアス信号との比較演算を行い第２のインバータ、第
１のインバータへのゲート信号を作成する比較器であ
る。１９ｇは電流制御要素１７からの電圧指令であるバ
イアス信号と移相器１９ｃからの第１のインバータのキ
ャリア信号とから第２のインバータへのバイアス信号を
作成するバイアス信号発生器で、１９ｈは更にバイアス
信号発生器１９ｇの出力値を補正するバイアス信号補正
回路である。
ａ，１９ｂ，１９ｃからのキャリア信号と電流制御要素
１７および後述するバイアス信号補正回路１９ｈからの
バイアス信号との比較演算を行い第２のインバータ、第
１のインバータへのゲート信号を作成する比較器であ
る。１９ｇは電流制御要素１７からの電圧指令であるバ
イアス信号と移相器１９ｃからの第１のインバータのキ
ャリア信号とから第２のインバータへのバイアス信号を
作成するバイアス信号発生器で、１９ｈは更にバイアス
信号発生器１９ｇの出力値を補正するバイアス信号補正
回路である。
【００１８】先ず、バイアス信号発生器１９ｇは下式に
よる演算を行う。 （１）Ｃ1＞｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝（Ｖ1m *−｜Ｖ1 *｜）／２ （２）｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1＞−｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝０ （３）−｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1のとき Ｖ2 *＝（｜Ｖ1 *｜−Ｖ1m *）／２ 但し、Ｃ1は第１のインバータ６へのキャリア信号（移
相器１９ｃの出力）、Ｖ1 *は第１のインバータ６へのバ
イアス信号（電流制御要素１７の出力）、Ｖ1m *は第１
のインバータ６が発生可能な最大電圧に対応するバイア
ス信号値、Ｖ2 *は第２のインバータ７，８へのバイアス
信号でバイアス信号発生器１９ｇの出力信号である。な
お、上記（１）（３）式右辺の除数２は第２のインバー
タの台数＝２に対応するものである。
よる演算を行う。 （１）Ｃ1＞｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝（Ｖ1m *−｜Ｖ1 *｜）／２ （２）｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1＞−｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝０ （３）−｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1のとき Ｖ2 *＝（｜Ｖ1 *｜−Ｖ1m *）／２ 但し、Ｃ1は第１のインバータ６へのキャリア信号（移
相器１９ｃの出力）、Ｖ1 *は第１のインバータ６へのバ
イアス信号（電流制御要素１７の出力）、Ｖ1m *は第１
のインバータ６が発生可能な最大電圧に対応するバイア
ス信号値、Ｖ2 *は第２のインバータ７，８へのバイアス
信号でバイアス信号発生器１９ｇの出力信号である。な
お、上記（１）（３）式右辺の除数２は第２のインバー
タの台数＝２に対応するものである。
【００１９】以上のバイアス信号発生器１９ｇからの出
力をそのまま第２のインバータ７，８へのバイアス信号
としたものが従来の図６，図７で説明したもので、この
発明では、従来での問題点を解消するため、バイアス信
号補正回路１９ｈを設けてバイアス信号の補正を行って
おり、以下、その要領を説明する。即ち、バイアス信号
補正回路１９ｈでは以下の（４）式の演算を行ってい
る。 （４）Ｖ2 **＝Ｖ2 *／ｆ（Ｖ1 *） ここで、Ｖ2 **はバイアス信号補正回路１９ｈで補正し
た後のバイアス信号でこの信号が第２のインバータ７，
８の比較器１９ｄ，１９ｅに送出される。Ｖ2 *は先のバ
イアス信号発生器１９ｇから出力されるバイアス信号で
ある。また、ｆ（Ｖ1 *）は補正関数で、図２にその一例
を示す。
力をそのまま第２のインバータ７，８へのバイアス信号
としたものが従来の図６，図７で説明したもので、この
発明では、従来での問題点を解消するため、バイアス信
号補正回路１９ｈを設けてバイアス信号の補正を行って
おり、以下、その要領を説明する。即ち、バイアス信号
補正回路１９ｈでは以下の（４）式の演算を行ってい
る。 （４）Ｖ2 **＝Ｖ2 *／ｆ（Ｖ1 *） ここで、Ｖ2 **はバイアス信号補正回路１９ｈで補正し
た後のバイアス信号でこの信号が第２のインバータ７，
８の比較器１９ｄ，１９ｅに送出される。Ｖ2 *は先のバ
イアス信号発生器１９ｇから出力されるバイアス信号で
ある。また、ｆ（Ｖ1 *）は補正関数で、図２にその一例
を示す。
【００２０】即ち、補正関数ｆ（Ｖ1 *）は第１のインバ
ータ６のバイアス信号Ｖ1 *の関数で、Ｖ1 *＝０のときに
１をとり（従って、Ｖ2 **＝Ｖ2 *）、｜Ｖ1 *｜が増大す
るにつれて単調減少する。従って、補正後のバイアス信
号Ｖ2 **は単調増加の傾向となる（Ｖ2 **＞Ｖ2 *）。
ータ６のバイアス信号Ｖ1 *の関数で、Ｖ1 *＝０のときに
１をとり（従って、Ｖ2 **＝Ｖ2 *）、｜Ｖ1 *｜が増大す
るにつれて単調減少する。従って、補正後のバイアス信
号Ｖ2 **は単調増加の傾向となる（Ｖ2 **＞Ｖ2 *）。
【００２１】バイアス信号補正回路１９ｈから出力され
たバイアス信号Ｖ2 **に基づき駆動された場合の各入出
力波形を図３に示す。電圧指令として装置に入力される
バイアス信号値は図３（ａ）に示すように、従来の図７
の場合と同一である。従って、図３（ｄ）に示す第１の
インバータ６の出力波形は従来の場合と同一である。し
かし、この発明の実施例では、補正関数ｆ（Ｖ1 *）によ
る補正処理を行っており、しかも、この例ではＶ1 *≒Ｖ
1m *／２に設定されているので、図２により、Ｖ2 **≒２
×Ｖ2 *となり、第２のインバータ７，８へのバイアス信
号３０４，３０６（図３（ｂ）（ｃ））は従来の図７の
場合のバイアス信号２０４，２０６の約２倍の大きさと
なっている。
たバイアス信号Ｖ2 **に基づき駆動された場合の各入出
力波形を図３に示す。電圧指令として装置に入力される
バイアス信号値は図３（ａ）に示すように、従来の図７
の場合と同一である。従って、図３（ｄ）に示す第１の
インバータ６の出力波形は従来の場合と同一である。し
かし、この発明の実施例では、補正関数ｆ（Ｖ1 *）によ
る補正処理を行っており、しかも、この例ではＶ1 *≒Ｖ
1m *／２に設定されているので、図２により、Ｖ2 **≒２
×Ｖ2 *となり、第２のインバータ７，８へのバイアス信
号３０４，３０６（図３（ｂ）（ｃ））は従来の図７の
場合のバイアス信号２０４，２０６の約２倍の大きさと
なっている。
【００２２】これに伴い、第２のインバータ７，８の出
力電圧３０８，３０９のパルス幅も従来に比較して約２
倍に広がり、合成電圧３１０のリップル分が大きく低減
する。換言すれば、多重化によるリップル分抑制効果
が、バイアス信号の増大によっても弱まることなく確実
に発揮される訳である。
力電圧３０８，３０９のパルス幅も従来に比較して約２
倍に広がり、合成電圧３１０のリップル分が大きく低減
する。換言すれば、多重化によるリップル分抑制効果
が、バイアス信号の増大によっても弱まることなく確実
に発揮される訳である。
【００２３】実施例２．なお、上記実施例では、第２の
インバータが２台の場合について示したが、１台や３台
以上の場合にもこの発明は同様に適用することができ同
等の効果を奏する。また、補正関数ｆ（Ｖ1 *）として
は、図２に示したものに限らず、個々のインバータ装置
の条件に合わせて最適な特性のものとすればよい。更
に、上記実施例では、第２のインバータへのバイアス信
号を作成する機能をバイアス信号発生器１９ｇとバイア
ス信号補正回路１９ｈとに分担させる構成としたが、必
ずしもこのような形に区分して行う必要はなく、単一の
演算処理で直接出力するようにしてもよい。また、この
発明は同期電動機の起動時における直流出力時のみに限
らず、その後の極低周波数の運転領域においても適用す
ることができる。また、負荷としても、必ずしも同期電
動機に限られるものではない。
インバータが２台の場合について示したが、１台や３台
以上の場合にもこの発明は同様に適用することができ同
等の効果を奏する。また、補正関数ｆ（Ｖ1 *）として
は、図２に示したものに限らず、個々のインバータ装置
の条件に合わせて最適な特性のものとすればよい。更
に、上記実施例では、第２のインバータへのバイアス信
号を作成する機能をバイアス信号発生器１９ｇとバイア
ス信号補正回路１９ｈとに分担させる構成としたが、必
ずしもこのような形に区分して行う必要はなく、単一の
演算処理で直接出力するようにしてもよい。また、この
発明は同期電動機の起動時における直流出力時のみに限
らず、その後の極低周波数の運転領域においても適用す
ることができる。また、負荷としても、必ずしも同期電
動機に限られるものではない。
【００２４】
【発明の効果】この発明は、以上のように、バイアス信
号補正回路を設けて、第２のインバータへの従来からの
バイアス信号に所定の補正処理を加えるようにしたの
で、第１のインバータへのバイアス信号が増大しても、
多重化によるリップル分抑制効果が確実に発揮される。
号補正回路を設けて、第２のインバータへの従来からの
バイアス信号に所定の補正処理を加えるようにしたの
で、第１のインバータへのバイアス信号が増大しても、
多重化によるリップル分抑制効果が確実に発揮される。
【図１】この発明の実施例１による多重インバータ装置
の特にゲート信号発生器１９の構成を示す図である。
の特にゲート信号発生器１９の構成を示す図である。
【図２】図１のバイアス信号補正回路１９ｈで採用する
補正関数の特性を示す図である。
補正関数の特性を示す図である。
【図３】この発明の動作例を説明する特性図である。
【図４】従来の多重インバータ装置の構成を示す図であ
る。
る。
【図５】図４の第１のインバータ６および第２のインバ
ータ７，８の素子構成を示す図である。
ータ７，８の素子構成を示す図である。
【図６】従来の場合の動作例を説明する特性図である。
【図７】図６とは条件が異なる動作例を説明する特性図
である。
である。
６ 第１のインバータ ７，８ 第２のインバータ ９，１０ 絶縁変圧器 １１ 同期電動機 １７ 電流制御要素 １８ キャリア信号発生器 １９ ゲート信号発生器 １９ａ〜１９ｃ 移相器 １９ｄ〜１９ｆ 比較器 １９ｇ バイアス信号発生器 １９ｈ バイアス信号補正回路 ｆ（Ｖ1 *） 補正関数 Ｖ1 * 第１のインバータのバイアス信号 Ｃ1 第１のインバータのキャリア信号 Ｖ2 *，Ｖ2 ** 第２のインバータのバイアス信号
Claims (1)
- 【請求項１】 出力側に絶縁変圧器が接続されていない
第１のインバータ、出力側に接続された絶縁変圧器を介
して上記第１のインバータの出力側と直列に接続され負
荷に上記第１のインバータとの合成出力電圧を供給する
１または複数の第２のインバータ、および入力されたキ
ャリア信号と電圧指令のバイアス信号との比較からパル
ス幅を決定し上記各インバータのスイッチング素子への
ゲート信号を作成するゲート信号発生器を備えた多重イ
ンバータ装置であって、上記電圧指令のバイアス信号が
直流値（Ｖ*）の場合、上記バイアス信号Ｖ*を上記第１
のインバータへのバイアス信号Ｖ1 *とするとともに、上
記バイアス信号Ｖ1 *と上記第１のインバータへのキャリ
ア信号Ｃ1とから、下式に基づき、上記第２のインバー
タへのバイアス信号Ｖ2 *を作成するバイアス信号発生
器、および上記合成出力電圧における上記キャリア信号
周波数成分が上記バイアス信号Ｖ1 *の如何にかかわらず
常に小さくなるよう上記バイアス信号発生器からのバイ
アス信号Ｖ2 *を、上記バイアス信号Ｖ1 *の絶縁値が増大
するにつれてその絶縁値を増大するよう補正するバイア
ス信号補正回路を備えた多重インバータ装置。 （１）Ｃ1＞｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝（Ｖ1m *−｜Ｖ1 *｜）／Ｎ （２）｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1＞−｜Ｖ1 *｜のとき Ｖ2 *＝０ （３）−｜Ｖ1 *｜＞Ｃ1のとき Ｖ2 *＝（｜Ｖ1 *｜−Ｖ1m *）／Ｎ 但し、Ｖ1m *は第１のインバータが発生可能な最大電圧
に対応するバイアス信号値、Ｎは第２のインバータの台
数である。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4279749A JP2746010B2 (ja) | 1992-10-19 | 1992-10-19 | 多重インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4279749A JP2746010B2 (ja) | 1992-10-19 | 1992-10-19 | 多重インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133555A JPH06133555A (ja) | 1994-05-13 |
| JP2746010B2 true JP2746010B2 (ja) | 1998-04-28 |
Family
ID=17615375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4279749A Expired - Lifetime JP2746010B2 (ja) | 1992-10-19 | 1992-10-19 | 多重インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2746010B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2673298C (en) * | 2006-12-20 | 2016-05-17 | Analogic Corporation | Non-contact rotary power transfer system |
| JP5252336B2 (ja) * | 2007-06-21 | 2013-07-31 | 西芝電機株式会社 | 船舶用インバータシステム |
-
1992
- 1992-10-19 JP JP4279749A patent/JP2746010B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06133555A (ja) | 1994-05-13 |
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