JP2707581B2 - Switching stabilized power supply - Google Patents
Switching stabilized power supplyInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスイッチング安定化電源に関し、特に入力電
圧の広い範囲に渡って開放ループ利得を安定化したスイ
ッチング安定化電源に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a stabilized switching power supply, and more particularly, to a stabilized switching power supply that stabilizes an open-loop gain over a wide range of input voltage.
従来、この種のスイッチング安定化電源は、第６図に
示すように、電源の入力端子１に入力された入力電圧を
DC-DCコンバータ３によって変圧して出力端子２に出力
させている。そして、この出力電圧を分圧回路４により
分圧した上で基準電圧源５から出力される基準電圧と誤
差増幅回路６において比較し、その誤差電圧を鋸歯状波
発振回路８から出力される鋸歯状波と共に比較回路９に
入力し、ここでパルス幅変調を行なうことにより、前記
DC-DCコンバータ３のスイッチングトランジスタのオン
時間を制御して電圧の安定化を図っている。Conventionally, as shown in FIG. 6, this type of switching stabilized power supply has an input voltage input to an input terminal 1 of the power supply.
The voltage is changed by the DC-DC converter 3 and output to the output terminal 2. The output voltage is divided by a voltage dividing circuit 4 and compared with a reference voltage output from a reference voltage source 5 in an error amplifier circuit 6. The error voltage is compared with a sawtooth output from a sawtooth wave oscillation circuit 8. The signal is input to the comparison circuit 9 together with the pulse wave, and pulse width modulation is performed here.
The on-time of the switching transistor of the DC-DC converter 3 is controlled to stabilize the voltage.
〔発明が解決しようとする課題〕 上述した従来のスイッチング安定化電源では、DC-DC
コンバータ３のトランジスタオン時間tonは、簡単のた
めトランス巻線比を1:1とすると、 即ち、 の関係が成り立つ。[Problems to be Solved by the Invention] In the conventional switching stabilized power supply described above, DC-DC
Assuming that the transistor turn- on ratio of the converter 3 is 1: 1 for simplicity, That is, Holds.
ここで、T:スイッチング周波数の１周期の時間、
VIN：入力電圧、VOUT：出力電圧。Here, T: the time of one cycle of the switching frequency,
V IN : input voltage, V OUT : output voltage.
他方、出力電圧端子と分圧回路部を切り離し、分圧回
路入力より、直流バイアス電圧ＥにΔＥの微小信号電圧
を重畳した場合、このΔＥによるトランジスタON時間t
onの微小変動量Δtonは、誤差増幅器がリニアなため、
ΔＥに比例し、 Δton＝ＫΔＥ …（２） の関係が成り立つ。ここでＫは微小信号に対する増幅係
数。このΔＥによる出力電圧VOUTの微小変動量をΔVOUT
とおくと、 となり、開放ループ利得ΔVOUT／ΔＥは、 と表される。On the other hand, when the output voltage terminal and the voltage dividing circuit section are separated and a small signal voltage of ΔE is superimposed on the DC bias voltage E from the voltage dividing circuit input, the transistor ON time t due to this ΔE
small variation Delta] t on the on, since the error amplifier is linear,
In proportion to ΔE, the following relationship holds: Δt on = KΔE (2) Here, K is an amplification coefficient for a small signal. The minute variation of the output voltage V OUT due to ΔE is calculated as ΔV OUT
After all, And the open loop gain ΔV OUT / ΔE is It is expressed as
これにより、入力電圧VINが大きい程開放ループ利得
が増加するため、入力電圧範囲が広い場合には入力電圧
の最大と最小で開放ループ利得が大きく変化してしま
う。したがって、上述した従来のスイッチング安定化電
源では、位相余裕の値によっては、入力電圧条件で発振
に至ることがあるという問題がある。As a result, the open-loop gain increases as the input voltage V IN increases. Therefore, when the input voltage range is wide, the open-loop gain greatly changes at the maximum and minimum of the input voltage. Therefore, the above-mentioned conventional switching stabilized power supply has a problem that oscillation may occur under input voltage conditions depending on the value of the phase margin.
本発明は入力電圧の広い範囲に渡って利得の安定化を
図ったスイッチング安定化電源を提供することを目的と
している。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a stabilized switching power supply that stabilizes gain over a wide range of input voltage.
本発明のスイッチング安定化電源は、入力電圧をDC-D
Cコンバータで変圧する電源において、その出力電圧の
分圧出力と基準電圧との誤差を誤差増幅回路で増幅し、
かつこの信号を比較回路において鋸歯状波発振信号と比
較して得られたオン，オフ信号をDC-DCコンバータ帰還
させるようにし、かつ誤差増幅回路から出力されて比較
回路に入力される信号の特性を、入力電圧の絶対値が大
きくなるほど入出力振幅微分利得が小さくなる非線形特
性となるように構成している。The switching stabilized power supply of the present invention has an input voltage of DC-D
In the power supply transformed by the C converter, the error between the divided output of the output voltage and the reference voltage is amplified by the error amplifier circuit,
In addition, the on / off signal obtained by comparing this signal with the sawtooth wave oscillation signal in the comparison circuit is fed back to the DC-DC converter, and the characteristics of the signal output from the error amplifier circuit and input to the comparison circuit Are configured such that the input / output amplitude differential gain decreases as the absolute value of the input voltage increases.
この場合、線形誤差増幅回路の後段に振幅圧縮回路を
挿入する構成が採用でき、また誤差増幅回路自身を非線
形とした構成が採用できる。In this case, a configuration in which an amplitude compression circuit is inserted after the linear error amplifier circuit can be adopted, and a configuration in which the error amplifier circuit itself is nonlinear can be adopted.
上述した構成では、誤差増幅回路から出力されて比較
回路に入力される信号が非線形であることから、入力電
圧変動による開放ループ利得の変化を小さくし、入力電
圧の広い範囲に渡って帰還ループ系を安定化させる。In the configuration described above, since the signal output from the error amplifier circuit and input to the comparison circuit is non-linear, the change in the open loop gain due to the input voltage fluctuation is reduced, and the feedback loop system is controlled over a wide range of the input voltage. Stabilize.
次に、本発明を図面を参照して説明する。 Next, the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明の第１実施例の回路構成図である。図
において、１は入力電圧VINが入力される電源入力端
子、２は出力電圧VOUTが出力される電源出力端子、３は
スイッチング素子をオン，オフさせて入力電圧VINを出
力電圧VOUTに変換するDC-DCコンバータである。この出
力電圧は分圧回路４により分圧され、基準電圧源５から
出力される基準電圧と誤差増幅回路６において比較され
両電圧の誤差が増幅されて出力される。そして、この誤
差電圧は、第２図のような入出力特性を持つ非線形の振
幅圧縮回路７の入力電圧Vinとして入力され、ここにお
いて出力電圧Voutとして変圧され、鋸歯状波発振回路８
から出力される鋸歯状波とともに比較回路９に入力され
る。この比較回路９ではパルス幅変調を行い、この信号
により前記DC-DCコンバータ３のスイッチングトランジ
スタのオン時間を制御している。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention. In the figure, 1 is a power supply input terminal to which an input voltage V IN is input, 2 is a power supply output terminal to which an output voltage V OUT is output, and 3 is a switching element that turns on and off to change the input voltage V IN to an output voltage V OUT DC-DC converter. This output voltage is divided by a voltage dividing circuit 4 and compared with a reference voltage output from a reference voltage source 5 in an error amplifier circuit 6 to amplify an error between the two voltages and output the result. Then, the error voltage is input as the input voltage V in of nonlinear amplitude compression circuit 7 having the input-output characteristics shown in FIG. 2, is transformed as the output voltage V out herein, sawtooth wave oscillator 8
Are input to the comparison circuit 9 together with the saw-tooth wave output from. The comparison circuit 9 performs pulse width modulation, and controls the ON time of the switching transistor of the DC-DC converter 3 using this signal.
前記非線形の振幅圧縮回路７は、第３図に示すよう
に、電圧源E1，ダイオードD1，抵抗R1,R2,R3で構成さ
れ、第３図のように入力される電圧Vinのレベルが高い
程、入出力特性の傾斜が小さくなり、微分利得が小さく
なるように設定されている。As shown in FIG. 3, the non-linear amplitude compression circuit 7 includes a voltage source E 1 , a diode D 1 , resistors R 1 , R 2 , and R 3 , and a voltage V input as shown in FIG. The higher the level of in, the smaller the slope of the input / output characteristics and the smaller the differential gain.
ここで、入力電圧VINが高い場合には、これに比例し
て入力される電圧Vinも高くなり、（１）′よりton時間
を短くするため、振幅圧縮回路出力レベルは大きくな
り、そこでの微分利得は第２図特性により小さくなる。
即ち、（２）式で示されるＫの値が小さくなる。従っ
て、（４）式において、Ｋの値は、入力電圧VINの値が
大きくなるに従って小さくなるため、VIN変化による開
放ループ利得の変化を補償する。本発明はこの効果によ
り、開放ループ利得の入力電圧VINによる変化を小さく
することができる。Here, when the input voltage V IN is high, also increases the voltage V in input in proportion to this, (1) In order to shorten the t on time than ', amplitude compression circuit output level is increased, The differential gain there becomes smaller due to the characteristics shown in FIG.
That is, the value of K shown in Expression (2) becomes smaller. Therefore, in equation (4), the value of K decreases as the value of the input voltage V IN increases, thereby compensating for the change in open-loop gain due to the change in V IN . According to the present invention, the effect of the open-loop gain due to the input voltage V IN can be reduced by this effect.
第４図は本発明の第２実施例の回路構成図であり、第
１図と同一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略
する。この実施例では、振幅圧縮回路は設けてはおら
ず、誤差増幅回路に非線形の誤差増幅回路6Aを用いてい
る。この非線形の誤差増幅回路6Aは、例えば第５図に示
すように、演算増幅器AMP,抵抗R4,R5,R6及びダイオード
D2で構成できる。そして、この非線形増幅回路6Aの特性
は第２図と同様であり、これにより第１実施例と全く同
じ効果を得ることができる。FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a second embodiment of the present invention. The same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted. In this embodiment, no amplitude compression circuit is provided, and a non-linear error amplifier circuit 6A is used as the error amplifier circuit. As shown in FIG. 5, for example, an operational amplifier AMP, resistors R 4 , R 5 , R 6 and a diode
It can be composed of D 2. The characteristics of the non-linear amplifier circuit 6A are the same as those in FIG. 2, so that the same effects as in the first embodiment can be obtained.
以上説明したように本発明は、誤差増幅回路から出力
されて比較回路に入力される信号の特性を入力電圧の絶
対値が大きくなるほど入出力振幅微分利得が小さくなる
非線形とすることにより、入力電圧変動による開放ルー
プ利得の変化を小さくし、入力電圧の広い範囲に渡って
帰還ループ系を安定化させることができる効果がある。As described above, the present invention makes the characteristics of the signal output from the error amplifier circuit and input to the comparison circuit non-linear so that the input / output amplitude differential gain decreases as the absolute value of the input voltage increases. There is an effect that the change of the open loop gain due to the fluctuation is reduced and the feedback loop system can be stabilized over a wide range of the input voltage.
第１図は本発明の第１実施例の回路構成図、第２図は振
幅圧縮回路の入出力特性図、第３図は振幅圧縮回路の具
体的回路図、第４図は非線形の誤差増幅回路を用いた第
２実施例の回路構成図、第５図は非線形の誤差増幅回路
の具体的回路図、第６図は従来のスイッチング安定化電
源の回路構成図である。 １……入力端子、２……出力端子、３……DC-DCコンバ
ータ、４……分圧回路、５……基準電圧源、６……誤差
増幅回路（線形）、6A……誤差増幅回路（非線形）、７
……振幅圧縮回路（非線形）、８……鋸歯状波発振回
路、９……比較回路。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is an input / output characteristic diagram of an amplitude compression circuit, FIG. 3 is a specific circuit diagram of the amplitude compression circuit, and FIG. FIG. 5 is a specific circuit diagram of a non-linear error amplifier circuit, and FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a conventional switching stabilized power supply. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Input terminal, 2 ... Output terminal, 3 ... DC-DC converter, 4 ... Division circuit, 5 ... Reference voltage source, 6 ... Error amplification circuit (linear), 6A ... Error amplification circuit (Non-linear), 7
... Amplitude compression circuit (non-linear), 8 sawtooth wave oscillation circuit, 9 comparison circuit.
Claims (1)
受けて入力電圧を変圧して出力するDC-DCコンバータ
と、この出力電圧を分圧する分圧回路と、基準電圧を発
生する基準電圧発生手段と、前記分圧出力と基準電圧と
の誤差を増幅する誤差増幅回路と、鋸歯状発振波形を発
生する鋸歯状波発振回路と、前記誤差増幅出力と鋸歯状
波形の電圧を比較して前記DC-DCコンバータへ帰還させ
るオン，オフ信号を発生する比較回路を有し、前記誤差
増幅回路から出力されて比較回路に入力される信号の特
性を、入力電圧の絶対値が大きくなるほど入出力振幅微
分利得が小さくなる非線形特性となるように構成したこ
とを特徴とするスイッチング安定化電源。A DC-DC converter for transforming an input voltage in response to an on / off control signal of a switching element and outputting the transformed voltage, a voltage dividing circuit for dividing the output voltage, and a reference voltage generating means for generating a reference voltage An error amplifier circuit for amplifying an error between the divided output and a reference voltage; a sawtooth wave oscillation circuit for generating a sawtooth oscillation waveform; and A comparison circuit for generating an on / off signal to be fed back to the DC converter. The characteristic of the signal output from the error amplification circuit and input to the comparison circuit is determined by the input / output amplitude differential as the absolute value of the input voltage increases. A stabilized switching power supply characterized in that it has a non-linear characteristic in which a gain is reduced.
Priority Applications (1)
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| JP63075922A JP2707581B2 (en) | 1988-03-31 | 1988-03-31 | Switching stabilized power supply |
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| JPH01252163A JPH01252163A (en) | 1989-10-06 |
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-
1988
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Also Published As
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