JP2675784B2 - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
- Publication number
- JP2675784B2 JP2675784B2 JP62148438A JP14843887A JP2675784B2 JP 2675784 B2 JP2675784 B2 JP 2675784B2 JP 62148438 A JP62148438 A JP 62148438A JP 14843887 A JP14843887 A JP 14843887A JP 2675784 B2 JP2675784 B2 JP 2675784B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- power supply
- switching element
- capacitor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［技術分野］
本発明は高周波変換装置を用いた電源回路に関するも
のである。 ［背景技術］ 第７図及び第８図はこの種の高周波変換装置を用いた
電源回路の従来例を示す。この電源回路は交流電源ACを
ダイオードブリッジDBで全波整流し、その整流出力をコ
ンデンサC1で平滑して直流電源を得、この直流電源に発
振トランスOTの１次巻線n1を介して接続したスイッチン
グ素子たるトランジスタTr1をオンオフさせることによ
り発振トランスOTの２次巻線n2に高周波電圧を誘起さ
せ、その高周波電圧により高周波電力を負荷１に供給す
る周知の一石式のインバータ回路からなる高周波変換装
置を備えている。 そして第７図従来例では電源投入時は抵抗R1を介して
コンデンサC2に充電電圧を発生させ、その電圧により制
御回路２を通じてトランジスタTr1の駆動電流を流し、
発振開始後には発振トランスOTの３次巻線n3に誘起され
る高周波電圧をダイオードD1で整流してコンデンサC2を
充電し、トランジスタTr1の駆動電流を得るようになっ
ている。 この第７図従来例の回路構成は簡単であるが、第９図
（ｃ）に示すようにダイオードD1のスイッチング時にダ
イオードD1のリカバリータイム等の影響によりコンデン
サC2の充電電圧に髭状のノイズが発生し、そのノイズに
より制御回路２が誤動作する可能性があった。尚第９図
（ａ）はトランジスタTr1のコレクタ・エミッタ間電
圧、同図（ｂ）は３次巻線n3の出力電圧である。 また近年、LSI技術等の進歩により上記制御回路２
に、ゲートアレイ或いはカスタムICのような集積化した
回路を用いる傾向があり、その観点からすれば制御回路
２の電源は低電圧（例えば5V）が望ましい。一方スイッ
チング素子としてパワーMOSFETのような電圧駆動素子を
考えた場合、そのスイッチングスピードを上げて損失を
低減させる為にはある程度高電圧の駆動電源（例えば15
V）が必要となる。また最近スイッチングィバイスとし
て注目を集めている静電誘導サイリスタ（SIサイリス
タ）のオフ時の逆バイアス電圧を得る為にも上記の高電
圧の駆動電源が必要となってくる。従って第７図に示す
ような電源回路構成においては、制御回路２が高価にな
るという問題がある。或いはスイッチング素子の損失が
増すといった問題がある。 第８図従来例の回路では発振開始後はダイオードD1を
介してコンデンサC2に充電される電圧がトランジスタTr
2のベースに接続されているツェナーダイオードDZ1のツ
ェナー電圧より高くなるように設定しておけば、トラン
ジスタTr2がオフとなり抵抗R1による損失は無くなる。
ところがこの様な回路の場合も第７図に示す従来例と同
様の問題があり、又トランジスタTr2として高耐圧の素
子を必要とするという問題がある。 尚コンデンサC3は共振用コンデンサ、ダイオードD2は
保護用ダイオードである。 ［発明の目的］ 本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところは製作費が安価で且つ安定な動作を為す
電源回路を提供するにある。 ［発明の開示］ 本発明は、直流電源と、スイッチング素子がオンオフ
を繰り返すことによって負荷に高周波電力を供給する高
周波変換装置とからなり、上記スイッチング素子の駆動
電源を上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源回
路において、上記スイッチング素子の動作開始後には、
スイッチング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に
直流電源のみから電源を供給するとともに、該オンオフ
信号を受けてスイッチング素子の駆動電力を供給するド
ライブ回路に高周波変換装置から電流を供給する手段を
備えたことを特徴とするものである。 以下本発明を実施例により説明する。 実施例１ 第１図は本実施例の回路構成を示しており、第１の制
御回路2Aは高周波変換装置たるインバータ回路のスイッ
チング素子Ｑをオンオフ条件を決定するための制御信号
を発生する回路であり、消費電流が例えば数mA程度で済
むようなものである。第２の制御回路2Bは上記制御信号
を受けてスイッチング素子Ｑに実際の駆動電流を供給す
るドライブ回路を構成する。切換回路３は電源投入時と
発振開始時とにおいて制御回路2Bの電源であるコンデン
サC4の充電経路を切り換えるスイッチ手段を構成する。
尚第１図中上記第８図回路と同一記号、同一番号の回路
要素は同様な働きをなすものである。 第２図は両制御回路2A,2B及び切換回路３の具体的回
路を示しており、上記スイッチング素子ＱとしてSIサイ
リスタを用いている。制御回路2Aには汎用タイマIC“55
5"からなるタイマ回路IC1、抵抗R2,R3、コンデンサC5,C
6等を用いた無安定マルチバイブレータを備え、ドライ
ブ回路を構成する制御回路2Bには制御回路2Aのナンドゲ
ートIC2からの出力信号を電流増幅してトランジスタT
r3,Tr4をドライブするバッファIC3を備え、スイッチン
グ素子Ｑのゲートに駆動電流をコンデンサC7及び抵抗R5
の並列回路を介して流すようになっている。切換回路３
はダイオードD3から構成されている。 次にこの具体回路に基づいて本発明の電源回路の動作
を説明する。 まず交流電源ACが投入されると、抵抗R1を介してコン
デンサC2が充電され，その両端に充電電圧が第３図
（ａ）に示すように発生する。またダイオードD3を介し
てコンデンサC4も充電され、電圧が第３図（ｆ）に示す
ように発生する。 また抵抗R4を介してコンデンサC8も第３図（ｂ）に示
すように充電されていき、このコンデンサC8の充電電圧
がインバータIC4のスレッショホールド電圧Ｌを越える
と、第３図（ｃ）に示すようにインバータIC4の出力が
“H"レベルから“L"レベルへ移行する。 この“L"レベル移行によりナンドゲートIC2の出力電
圧としてはそれまで“L"レベルであったのが、第３図
（ｄ）に示すタイマ回路IC1の出力（３番端子電圧）に
応じて、第３図（ｅ）に示すようにその反転出力が現れ
るようになり、バッファIC3、トランジスタTr2,Tr3を介
して、スイッチング素子Ｑにゲート電流を流す。即ち発
振が開始されて、発振トランスOTの２次巻線n2及び３次
巻線n3に高周波電圧が誘起され、２次巻線n2の誘起電圧
が負荷１に印加され、また３次巻線n3の誘起電圧がダイ
オードD1により整流されてコンデンサC4を充電し、コン
デンサC4の充電電圧が得られることになる。 ここで３次巻線n3、ダイオードD1によって充電される
コンデンサC4の充電電圧をツェナーダイオードDZ1のツ
ェナー電圧より高くなるように設定しておけば、発振開
始後はダイオードD3がオフとなる。従って制御回路2Aの
電源は抵抗R1，コンデンサC2、ツェナーダイオードDZ1
からなる回路により供給され、他方制御回路2Bの電源は
発振トランスOTの３次巻線n3、ダイオードD1、コンデン
サC4からなる回路により供給される。 こような構成により、コンデンサC2の充電電圧とコン
デンサC4の充電電圧にある程度の差を持たせておけば
（例えばコンデンサC2の充電電圧を5V、コンデンサC4の
充電電圧を15V）、スイッチング動作時におけるコンデ
ンサC4に発生する髭状のノイズがダイオードD3により阻
止され、制御回路2Aには安定な平滑電源が供給される。
また制御回路2Aの動作電圧を低くでき、例えば集積化す
るような場合にそのチップ面積を小さくでき、従って価
格の低減が図れる。一方制御回路2Bにはスイッチング素
子Ｑを十分にスイッチングできるだけの電源を供給する
ことができるので、スイッチング素子Ｑのスイッチング
損失を低減させ、スイッチング素子Ｑを十分に駆動でき
るだけの電源を得ることができる。 尚上記実施例では高周波変換装置に一石式のインバー
タ回路を用いているが、特に実施例回路に限定されるも
のでない。またSIサイリスタを用いているが従来例と同
様なバイポーラトランジスタを用いても勿論良い。 実施例２ 本実施例は上記のダイオードD3の切換回路３の代わり
に第４図に示す回路を用いたものである。 この実施例回路では電源投入時には抵抗R6を介してト
ランジスタTr5にベース電流が供給され、トランジスタT
r5がオンするとともにトランジスタTr6がオンしてコン
デンサC4にも充電電流が流れ、ほぼツェナーダイオード
DZ1のツェナー電圧まで充電される。この時切換回路３
のツェナーダイオードDZ2のツェナー電圧をツェナーダ
イオードDZ1のツェナー電圧より高く設定しておけば、
トランジスタTr7はオフ状態にある。その後、発振が開
始されると、発振トランスOTの３次巻線n3に誘起される
高周波電圧により、コンデンサC4の充電電圧が上昇し、
ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧を越えると、ト
ランジスタTr7がオンし、従ってトランジスタTr5,Tr6が
オフとなり、制御回路2A、2Bの電源を分離するのであ
る。 実施例３ 本実施例は実施例１におけるSIサイリスタからなるス
イッチング素子Ｑの代わりに、パワーMOSFETを用いたも
のであり、第５図はその実施例回路を示す。 本実施例では交流電源ACが投入されると、抵抗R1を介
してコンデンサC2が充電され、またダイオードD3を介し
てコンデンサC4も充電される。そして制御回路2Aの電源
電圧は抵抗R7を介してコンデンサC4に接続したツェナー
ダイオードDZ3のツェナー電圧で決まる値に設定され
る。発振開始後は発振トランスOTの３次巻線n3、ダイオ
ードD1によってコンデンサC4に充電電流が流れる。この
時例えばツェナーダイオードDZ1のツェナー電圧を10V、
ツェナーダイオードDZ3のツェナー電圧を5V、３次巻線n
3、ダイオードD1からコンデンサC4に充電される充電電
圧を15Vとなるように設定しておけば、発振開始後は切
換回路３を構成するダイオードD3はオフになる。又電源
投入時はコンデンサC4の充電電圧として約10V得られる
ため、スイッチング素子Ｑの最初の起動の為の電圧はほ
ぼ10V得られることになる。また制御回路2Aの電源電圧
はツェナーダイオードDZ3によって決まるので、常に5V
の電圧が供給される。この様な構成にすることによっ
て、電源投入時も安定にスイッチング素子Ｑをオンオフ
させることができる。 即ち、パワーMOSFETのような電圧駆動素子をインバー
タ回路のスイッチング素子Ｑとして用いる場合、パワー
MOSFETを確実にオンさせるためには例えば３〜4V程度以
上の電圧を必要とする。このような場合、第２図又は第
５図のような構成であれば、電源投入時のドライブ回路
を構成する制御回路2Bの電源電圧はコンデンサC2の充電
電圧からダイオードD3の順方向降下電圧を差し引いた値
となり、また制御回路2Bの出力部での電圧降下等も考慮
すれば、スイッチング素子Ｑを確実にオンさせることが
できない可能性もあり、スイッチング素子Ｑに不要なス
トレスを印加する原因となりうる。 従って、本実施例のような構成にすることにより、電
源投入時もスイッチング素子Ｑに十分な駆動電圧を供給
することができて、確実なオンオフ制御が可能になる。
勿論発振開始後は第２図回路と同様な動作を為し、実施
例１と同様な効果が得られる。 また第スイッチング素子ＱにSIサイリスタを用いた場
合、確実にオフさせる為には、例えば5V以上の逆バイア
スをゲートカソード間に印加する必要があるが、本実施
例のような回路構成にすれば、電源投入時に十分な逆バ
イアスを得ることが可能となる。 尚制御回路2Aの電源電圧は抵抗R7及びツェナーダイオ
ードDZ3により得ているが、例えば第６図に示すような
定電圧電源により得ることもできる。 ［発明の効果］ 本発明は、直流電源と、スイッチング素子がオンオフ
を繰り返すことによって負荷に高周波電力を供給する高
周波変換装置とからなり、、上記スイッチング素子の駆
動電源を上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源
回路において、上記スイッチング素子の動作開始後に
は、スイッチング素子のオンオフ信号を送出する制御回
路に直流電源のみから電源を供給するとともに、該オン
オフ信号を受けてスイッチング素子の駆動電力を供給す
るドライブ回路に高周波変換装置から電流を供給する手
段を備えたので、制御回路とドライブ回路との電源を発
振開始後分離することができ、その為スイッチング動作
時に発生する不要な髭状のノイズが制御回路に印加され
ることを防止でき、結果制御回路の誤動作を防止して安
定な発振制御を行うことができ、また制御回路の電源を
直流電源のみから供給するためその電源の低電圧化が図
れ、従って制御回路のIC化、LSI化志向の際、チップ面
積を小さくすることが可能となり、またドライブ回路に
は高周波変換装置からのみ電源を供給するので、十分な
高電圧を得ることができ、結果スイッチング素子を十分
にバイアスできてスイッチング損失の低減も図れ、安定
した動作を為し得るという効果を奏し、更にIC化、LSI
化により製作費の低減も図れる可能性があるという効果
を奏する。
のである。 ［背景技術］ 第７図及び第８図はこの種の高周波変換装置を用いた
電源回路の従来例を示す。この電源回路は交流電源ACを
ダイオードブリッジDBで全波整流し、その整流出力をコ
ンデンサC1で平滑して直流電源を得、この直流電源に発
振トランスOTの１次巻線n1を介して接続したスイッチン
グ素子たるトランジスタTr1をオンオフさせることによ
り発振トランスOTの２次巻線n2に高周波電圧を誘起さ
せ、その高周波電圧により高周波電力を負荷１に供給す
る周知の一石式のインバータ回路からなる高周波変換装
置を備えている。 そして第７図従来例では電源投入時は抵抗R1を介して
コンデンサC2に充電電圧を発生させ、その電圧により制
御回路２を通じてトランジスタTr1の駆動電流を流し、
発振開始後には発振トランスOTの３次巻線n3に誘起され
る高周波電圧をダイオードD1で整流してコンデンサC2を
充電し、トランジスタTr1の駆動電流を得るようになっ
ている。 この第７図従来例の回路構成は簡単であるが、第９図
（ｃ）に示すようにダイオードD1のスイッチング時にダ
イオードD1のリカバリータイム等の影響によりコンデン
サC2の充電電圧に髭状のノイズが発生し、そのノイズに
より制御回路２が誤動作する可能性があった。尚第９図
（ａ）はトランジスタTr1のコレクタ・エミッタ間電
圧、同図（ｂ）は３次巻線n3の出力電圧である。 また近年、LSI技術等の進歩により上記制御回路２
に、ゲートアレイ或いはカスタムICのような集積化した
回路を用いる傾向があり、その観点からすれば制御回路
２の電源は低電圧（例えば5V）が望ましい。一方スイッ
チング素子としてパワーMOSFETのような電圧駆動素子を
考えた場合、そのスイッチングスピードを上げて損失を
低減させる為にはある程度高電圧の駆動電源（例えば15
V）が必要となる。また最近スイッチングィバイスとし
て注目を集めている静電誘導サイリスタ（SIサイリス
タ）のオフ時の逆バイアス電圧を得る為にも上記の高電
圧の駆動電源が必要となってくる。従って第７図に示す
ような電源回路構成においては、制御回路２が高価にな
るという問題がある。或いはスイッチング素子の損失が
増すといった問題がある。 第８図従来例の回路では発振開始後はダイオードD1を
介してコンデンサC2に充電される電圧がトランジスタTr
2のベースに接続されているツェナーダイオードDZ1のツ
ェナー電圧より高くなるように設定しておけば、トラン
ジスタTr2がオフとなり抵抗R1による損失は無くなる。
ところがこの様な回路の場合も第７図に示す従来例と同
様の問題があり、又トランジスタTr2として高耐圧の素
子を必要とするという問題がある。 尚コンデンサC3は共振用コンデンサ、ダイオードD2は
保護用ダイオードである。 ［発明の目的］ 本発明は上記問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところは製作費が安価で且つ安定な動作を為す
電源回路を提供するにある。 ［発明の開示］ 本発明は、直流電源と、スイッチング素子がオンオフ
を繰り返すことによって負荷に高周波電力を供給する高
周波変換装置とからなり、上記スイッチング素子の駆動
電源を上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源回
路において、上記スイッチング素子の動作開始後には、
スイッチング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に
直流電源のみから電源を供給するとともに、該オンオフ
信号を受けてスイッチング素子の駆動電力を供給するド
ライブ回路に高周波変換装置から電流を供給する手段を
備えたことを特徴とするものである。 以下本発明を実施例により説明する。 実施例１ 第１図は本実施例の回路構成を示しており、第１の制
御回路2Aは高周波変換装置たるインバータ回路のスイッ
チング素子Ｑをオンオフ条件を決定するための制御信号
を発生する回路であり、消費電流が例えば数mA程度で済
むようなものである。第２の制御回路2Bは上記制御信号
を受けてスイッチング素子Ｑに実際の駆動電流を供給す
るドライブ回路を構成する。切換回路３は電源投入時と
発振開始時とにおいて制御回路2Bの電源であるコンデン
サC4の充電経路を切り換えるスイッチ手段を構成する。
尚第１図中上記第８図回路と同一記号、同一番号の回路
要素は同様な働きをなすものである。 第２図は両制御回路2A,2B及び切換回路３の具体的回
路を示しており、上記スイッチング素子ＱとしてSIサイ
リスタを用いている。制御回路2Aには汎用タイマIC“55
5"からなるタイマ回路IC1、抵抗R2,R3、コンデンサC5,C
6等を用いた無安定マルチバイブレータを備え、ドライ
ブ回路を構成する制御回路2Bには制御回路2Aのナンドゲ
ートIC2からの出力信号を電流増幅してトランジスタT
r3,Tr4をドライブするバッファIC3を備え、スイッチン
グ素子Ｑのゲートに駆動電流をコンデンサC7及び抵抗R5
の並列回路を介して流すようになっている。切換回路３
はダイオードD3から構成されている。 次にこの具体回路に基づいて本発明の電源回路の動作
を説明する。 まず交流電源ACが投入されると、抵抗R1を介してコン
デンサC2が充電され，その両端に充電電圧が第３図
（ａ）に示すように発生する。またダイオードD3を介し
てコンデンサC4も充電され、電圧が第３図（ｆ）に示す
ように発生する。 また抵抗R4を介してコンデンサC8も第３図（ｂ）に示
すように充電されていき、このコンデンサC8の充電電圧
がインバータIC4のスレッショホールド電圧Ｌを越える
と、第３図（ｃ）に示すようにインバータIC4の出力が
“H"レベルから“L"レベルへ移行する。 この“L"レベル移行によりナンドゲートIC2の出力電
圧としてはそれまで“L"レベルであったのが、第３図
（ｄ）に示すタイマ回路IC1の出力（３番端子電圧）に
応じて、第３図（ｅ）に示すようにその反転出力が現れ
るようになり、バッファIC3、トランジスタTr2,Tr3を介
して、スイッチング素子Ｑにゲート電流を流す。即ち発
振が開始されて、発振トランスOTの２次巻線n2及び３次
巻線n3に高周波電圧が誘起され、２次巻線n2の誘起電圧
が負荷１に印加され、また３次巻線n3の誘起電圧がダイ
オードD1により整流されてコンデンサC4を充電し、コン
デンサC4の充電電圧が得られることになる。 ここで３次巻線n3、ダイオードD1によって充電される
コンデンサC4の充電電圧をツェナーダイオードDZ1のツ
ェナー電圧より高くなるように設定しておけば、発振開
始後はダイオードD3がオフとなる。従って制御回路2Aの
電源は抵抗R1，コンデンサC2、ツェナーダイオードDZ1
からなる回路により供給され、他方制御回路2Bの電源は
発振トランスOTの３次巻線n3、ダイオードD1、コンデン
サC4からなる回路により供給される。 こような構成により、コンデンサC2の充電電圧とコン
デンサC4の充電電圧にある程度の差を持たせておけば
（例えばコンデンサC2の充電電圧を5V、コンデンサC4の
充電電圧を15V）、スイッチング動作時におけるコンデ
ンサC4に発生する髭状のノイズがダイオードD3により阻
止され、制御回路2Aには安定な平滑電源が供給される。
また制御回路2Aの動作電圧を低くでき、例えば集積化す
るような場合にそのチップ面積を小さくでき、従って価
格の低減が図れる。一方制御回路2Bにはスイッチング素
子Ｑを十分にスイッチングできるだけの電源を供給する
ことができるので、スイッチング素子Ｑのスイッチング
損失を低減させ、スイッチング素子Ｑを十分に駆動でき
るだけの電源を得ることができる。 尚上記実施例では高周波変換装置に一石式のインバー
タ回路を用いているが、特に実施例回路に限定されるも
のでない。またSIサイリスタを用いているが従来例と同
様なバイポーラトランジスタを用いても勿論良い。 実施例２ 本実施例は上記のダイオードD3の切換回路３の代わり
に第４図に示す回路を用いたものである。 この実施例回路では電源投入時には抵抗R6を介してト
ランジスタTr5にベース電流が供給され、トランジスタT
r5がオンするとともにトランジスタTr6がオンしてコン
デンサC4にも充電電流が流れ、ほぼツェナーダイオード
DZ1のツェナー電圧まで充電される。この時切換回路３
のツェナーダイオードDZ2のツェナー電圧をツェナーダ
イオードDZ1のツェナー電圧より高く設定しておけば、
トランジスタTr7はオフ状態にある。その後、発振が開
始されると、発振トランスOTの３次巻線n3に誘起される
高周波電圧により、コンデンサC4の充電電圧が上昇し、
ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧を越えると、ト
ランジスタTr7がオンし、従ってトランジスタTr5,Tr6が
オフとなり、制御回路2A、2Bの電源を分離するのであ
る。 実施例３ 本実施例は実施例１におけるSIサイリスタからなるス
イッチング素子Ｑの代わりに、パワーMOSFETを用いたも
のであり、第５図はその実施例回路を示す。 本実施例では交流電源ACが投入されると、抵抗R1を介
してコンデンサC2が充電され、またダイオードD3を介し
てコンデンサC4も充電される。そして制御回路2Aの電源
電圧は抵抗R7を介してコンデンサC4に接続したツェナー
ダイオードDZ3のツェナー電圧で決まる値に設定され
る。発振開始後は発振トランスOTの３次巻線n3、ダイオ
ードD1によってコンデンサC4に充電電流が流れる。この
時例えばツェナーダイオードDZ1のツェナー電圧を10V、
ツェナーダイオードDZ3のツェナー電圧を5V、３次巻線n
3、ダイオードD1からコンデンサC4に充電される充電電
圧を15Vとなるように設定しておけば、発振開始後は切
換回路３を構成するダイオードD3はオフになる。又電源
投入時はコンデンサC4の充電電圧として約10V得られる
ため、スイッチング素子Ｑの最初の起動の為の電圧はほ
ぼ10V得られることになる。また制御回路2Aの電源電圧
はツェナーダイオードDZ3によって決まるので、常に5V
の電圧が供給される。この様な構成にすることによっ
て、電源投入時も安定にスイッチング素子Ｑをオンオフ
させることができる。 即ち、パワーMOSFETのような電圧駆動素子をインバー
タ回路のスイッチング素子Ｑとして用いる場合、パワー
MOSFETを確実にオンさせるためには例えば３〜4V程度以
上の電圧を必要とする。このような場合、第２図又は第
５図のような構成であれば、電源投入時のドライブ回路
を構成する制御回路2Bの電源電圧はコンデンサC2の充電
電圧からダイオードD3の順方向降下電圧を差し引いた値
となり、また制御回路2Bの出力部での電圧降下等も考慮
すれば、スイッチング素子Ｑを確実にオンさせることが
できない可能性もあり、スイッチング素子Ｑに不要なス
トレスを印加する原因となりうる。 従って、本実施例のような構成にすることにより、電
源投入時もスイッチング素子Ｑに十分な駆動電圧を供給
することができて、確実なオンオフ制御が可能になる。
勿論発振開始後は第２図回路と同様な動作を為し、実施
例１と同様な効果が得られる。 また第スイッチング素子ＱにSIサイリスタを用いた場
合、確実にオフさせる為には、例えば5V以上の逆バイア
スをゲートカソード間に印加する必要があるが、本実施
例のような回路構成にすれば、電源投入時に十分な逆バ
イアスを得ることが可能となる。 尚制御回路2Aの電源電圧は抵抗R7及びツェナーダイオ
ードDZ3により得ているが、例えば第６図に示すような
定電圧電源により得ることもできる。 ［発明の効果］ 本発明は、直流電源と、スイッチング素子がオンオフ
を繰り返すことによって負荷に高周波電力を供給する高
周波変換装置とからなり、、上記スイッチング素子の駆
動電源を上記直流電源及び高周波変換装置から得る電源
回路において、上記スイッチング素子の動作開始後に
は、スイッチング素子のオンオフ信号を送出する制御回
路に直流電源のみから電源を供給するとともに、該オン
オフ信号を受けてスイッチング素子の駆動電力を供給す
るドライブ回路に高周波変換装置から電流を供給する手
段を備えたので、制御回路とドライブ回路との電源を発
振開始後分離することができ、その為スイッチング動作
時に発生する不要な髭状のノイズが制御回路に印加され
ることを防止でき、結果制御回路の誤動作を防止して安
定な発振制御を行うことができ、また制御回路の電源を
直流電源のみから供給するためその電源の低電圧化が図
れ、従って制御回路のIC化、LSI化志向の際、チップ面
積を小さくすることが可能となり、またドライブ回路に
は高周波変換装置からのみ電源を供給するので、十分な
高電圧を得ることができ、結果スイッチング素子を十分
にバイアスできてスイッチング損失の低減も図れ、安定
した動作を為し得るという効果を奏し、更にIC化、LSI
化により製作費の低減も図れる可能性があるという効果
を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の回路構成図、第２図は本発明の実施例
１の要部の回路図、第３図は同上の動作説明用の波形
図、第４図は本発明の実施例２の要部の回路図、第５図
は本発明の実施例３の回路構成図、第６図は同上の直流
供給部位の別例の回路図、第７図、第８図は夫々従来例
の回路構成図、第９図は従来例の動作説明用の波形図で
ある。 OT…発振トランス、n3…３次巻線、Ｑ…スイッチング素
子、１…負荷、2A,2B…制御回路、３…切換回路であ
る。
１の要部の回路図、第３図は同上の動作説明用の波形
図、第４図は本発明の実施例２の要部の回路図、第５図
は本発明の実施例３の回路構成図、第６図は同上の直流
供給部位の別例の回路図、第７図、第８図は夫々従来例
の回路構成図、第９図は従来例の動作説明用の波形図で
ある。 OT…発振トランス、n3…３次巻線、Ｑ…スイッチング素
子、１…負荷、2A,2B…制御回路、３…切換回路であ
る。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．直流電源と、スイッチング素子がオンオフを繰り返
すことによって負荷に高周波電力を供給する高周波変換
装置とからなり、上記スイッチング素子の駆動電源を上
記直流電源及び高周波変換装置から得る電源回路におい
て、上記スイッチング素子の動作開始後には、スイッチ
ング素子のオンオフ信号を送出する制御回路に直流電源
のみから電源を供給するとともに、該オンオフ信号を受
けてスイッチング素子の駆動電力を供給するドライブ回
路に高周波変換装置から電流を供給する手段を備えたこ
とを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62148438A JP2675784B2 (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62148438A JP2675784B2 (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63314179A JPS63314179A (ja) | 1988-12-22 |
| JP2675784B2 true JP2675784B2 (ja) | 1997-11-12 |
Family
ID=15452797
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62148438A Expired - Lifetime JP2675784B2 (ja) | 1987-06-15 | 1987-06-15 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2675784B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS52147753A (en) * | 1976-06-04 | 1977-12-08 | Fuji Electric Co Ltd | Switching type dc stabilized power supply |
| JPS6055292U (ja) * | 1983-09-20 | 1985-04-18 | 松下電工株式会社 | インバ−タ装置 |
-
1987
- 1987-06-15 JP JP62148438A patent/JP2675784B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63314179A (ja) | 1988-12-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4395881B2 (ja) | スイッチング電源装置の同期整流回路 | |
| US6016259A (en) | Power supply circuit | |
| JP3691498B2 (ja) | 自励式スイッチング電源回路 | |
| JP2675784B2 (ja) | 電源回路 | |
| EP0259889A2 (en) | Switching regulator type power supply circuit | |
| JP3419134B2 (ja) | 自励式コンバータ装置 | |
| CN115133775A (zh) | 电源控制装置以及开关电源装置 | |
| JP2004040901A (ja) | 絶縁型電源装置 | |
| JP3645274B2 (ja) | 電力変換手段 | |
| JP2636340B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
| JP3142431B2 (ja) | リンギングチョークコンバータ | |
| JP3032935B2 (ja) | ドライブ回路 | |
| JPH1146480A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0242076Y2 (ja) | ||
| JP3242456B2 (ja) | インバータ電源回路 | |
| JPH06189536A (ja) | リンギングチョークコンバータ | |
| JP3506216B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2543893B2 (ja) | 充電回路 | |
| JP2519161Y2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR830001369Y1 (ko) | 안정화 전원 회로 | |
| KR920007538Y1 (ko) | 초기 시동 회로 | |
| JPH072010B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH0545111Y2 (ja) | ||
| JPS5822581A (ja) | 自励式コンバ−タ回路 | |
| JPH09312972A (ja) | 整流回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |