JP2659931B2 - 光制御電力変換装置 - Google Patents
光制御電力変換装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、例えば単相及び多相の直流‐交流変換用
インバータや交流‐直流変換用コンバータ、多相交流電
動機駆動用の交流‐直流‐交流変換用インバータ及びア
クティブフィルタ等の電力変換装置に係り、特にそのス
イッチング素子として光トリガ・光クエンチ静電誘導サ
イリスタを用い、該サイリスタにパルス幅変調に対応し
たタイミングで光トリガパルス及び光クエンチパルスを
照射して所定の電力変換動作を行なわせるようにしたも
のに関する。
インバータや交流‐直流変換用コンバータ、多相交流電
動機駆動用の交流‐直流‐交流変換用インバータ及びア
クティブフィルタ等の電力変換装置に係り、特にそのス
イッチング素子として光トリガ・光クエンチ静電誘導サ
イリスタを用い、該サイリスタにパルス幅変調に対応し
たタイミングで光トリガパルス及び光クエンチパルスを
照射して所定の電力変換動作を行なわせるようにしたも
のに関する。
周知のように、例えば直流‐交流変換インバータや交
流‐直流コンバータ等の電力変換装置にあっては、その
スイッチング素子として、逆阻止３端子サイリスタ（SC
R）や光トリガサイリスタ等が用いられており、一般的
な回路構成としては、三相交流ブリッジ回路が広く使用
されている。すなわち、この種のサイリスタは、転流タ
ーンオフ形の素子であり、その転流サイリスタを利用し
て、例えば50Hz〜60Hz程度の周波数でターンオン，転流
ターンオフを行なわせることにより、直流‐交流変換及
び交流‐直流変換を行ない得るように構成されるもので
ある。
流‐直流コンバータ等の電力変換装置にあっては、その
スイッチング素子として、逆阻止３端子サイリスタ（SC
R）や光トリガサイリスタ等が用いられており、一般的
な回路構成としては、三相交流ブリッジ回路が広く使用
されている。すなわち、この種のサイリスタは、転流タ
ーンオフ形の素子であり、その転流サイリスタを利用し
て、例えば50Hz〜60Hz程度の周波数でターンオン，転流
ターンオフを行なわせることにより、直流‐交流変換及
び交流‐直流変換を行ない得るように構成されるもので
ある。
また、例えば直流送電に適用されるような大電力を扱
う電力変換装置においては、光トリガサイリスタを直並
列化接続し、上記50Hz〜60Hzの周波数で光ターンオン，
転流ターンオフというスイッチング動作を行なわせるよ
うにしている。
う電力変換装置においては、光トリガサイリスタを直並
列化接続し、上記50Hz〜60Hzの周波数で光ターンオン，
転流ターンオフというスイッチング動作を行なわせるよ
うにしている。
ところで、上記のような転流ターンオフ形のサイリス
タを用いた三相交流ブリッジ回路を使用した電力変換装
置は、取り扱える交流周波数が50Hz〜60Hzと低く、また
光トリガサイリスタの転流ターンオフに要する時間が数
百μｓと長く、高速動作に不向きであるという問題を有
している。
タを用いた三相交流ブリッジ回路を使用した電力変換装
置は、取り扱える交流周波数が50Hz〜60Hzと低く、また
光トリガサイリスタの転流ターンオフに要する時間が数
百μｓと長く、高速動作に不向きであるという問題を有
している。
そこで、従来より、上記電力変換装置に使用されるス
イッチング素子として、自己消弧形の電力用半導体素子
を用いることも行なわれている。この自己消弧形の電力
用半導体素子としては、例えば電力用バイポーラトラン
ジスタ，電力用MOS（Metal Oxide Semiconductor）電界
効果形トランジスタ（FET），電力用静電誘導トランジ
スタ（SIT）等の各種トランジスタや、ゲートターンオ
フサイリスタ（GTO）が使用されている。
イッチング素子として、自己消弧形の電力用半導体素子
を用いることも行なわれている。この自己消弧形の電力
用半導体素子としては、例えば電力用バイポーラトラン
ジスタ，電力用MOS（Metal Oxide Semiconductor）電界
効果形トランジスタ（FET），電力用静電誘導トランジ
スタ（SIT）等の各種トランジスタや、ゲートターンオ
フサイリスタ（GTO）が使用されている。
そして、上記トランジスタやゲートターンオフサイリ
スタ等の自己消弧形半導体素子は、そのゲート（または
ベース）を電気的に制御することにより、ターンオン，
ターンオフのスイッチング動作を行なわせることがで
き、ターンオフに要する時間も数μｓ〜数十μｓと速い
ものである。このため、上記自己消弧形半導体素子を例
えばパルス幅変調による制御方式を用いてスイッチング
動作させるようにして、単相または多相のインバータや
コンバータを構成することにより、高速動作化に有利と
することができるものである。
スタ等の自己消弧形半導体素子は、そのゲート（または
ベース）を電気的に制御することにより、ターンオン，
ターンオフのスイッチング動作を行なわせることがで
き、ターンオフに要する時間も数μｓ〜数十μｓと速い
ものである。このため、上記自己消弧形半導体素子を例
えばパルス幅変調による制御方式を用いてスイッチング
動作させるようにして、単相または多相のインバータや
コンバータを構成することにより、高速動作化に有利と
することができるものである。
しかしながら、上記のような自己消弧形半導体素子を
用いた電力変換装置では、ゲート（またはベース）の制
御を電気的に行なう必要があることから、各半導体素子
毎に、ターンオン，ターンオフ制御用の制御回路を設け
なければならず、構成が複雑化するという問題が生じ
る。そして、上記ゲートターンオフサイリスタでは、タ
ーンオン用とターンオフ用とでそれぞれ制御回路が必要
となるため、特に構成の複雑化を招き易いものである。
また、大電力を扱う場合には、複数の半導体素子を直並
列化接続することになるため、制御回路部分が大形化
し、より一層構成が複雑化するものである。さらに、大
電力を扱う部分と制御回路部分との電気的絶縁を図るこ
とが困難であるため、取り扱える電力の大きさにも制限
が生じるものである。
用いた電力変換装置では、ゲート（またはベース）の制
御を電気的に行なう必要があることから、各半導体素子
毎に、ターンオン，ターンオフ制御用の制御回路を設け
なければならず、構成が複雑化するという問題が生じ
る。そして、上記ゲートターンオフサイリスタでは、タ
ーンオン用とターンオフ用とでそれぞれ制御回路が必要
となるため、特に構成の複雑化を招き易いものである。
また、大電力を扱う場合には、複数の半導体素子を直並
列化接続することになるため、制御回路部分が大形化
し、より一層構成が複雑化するものである。さらに、大
電力を扱う部分と制御回路部分との電気的絶縁を図るこ
とが困難であるため、取り扱える電力の大きさにも制限
が生じるものである。
この発明は上記事情を考慮してなされたもので、簡易
な構成で、しかも高速動作が可能であり、光による光ト
リガ・光クエンチ動作により大電力の取り扱いにも適し
得る極めて良好な光制御電力変換装置を提供することを
目的とする。
な構成で、しかも高速動作が可能であり、光による光ト
リガ・光クエンチ動作により大電力の取り扱いにも適し
得る極めて良好な光制御電力変換装置を提供することを
目的とする。
すなわち、この発明に係る光制御電力変換装置は、そ
れぞれ複数のスイッチング素子を直列接続してなる複数
の直列回路を並列に接続した直並列回路と、この直並列
回路を構成する複数のスイッチング素子をそれぞれ独立
してオン状態及びオフ状態に選択的に制御する制御手段
とを備え、入力端に供給された入力電力に所定の電力変
換処理を施して、出力端に接続された負荷に導出する電
力変換装置を対象としている。
れぞれ複数のスイッチング素子を直列接続してなる複数
の直列回路を並列に接続した直並列回路と、この直並列
回路を構成する複数のスイッチング素子をそれぞれ独立
してオン状態及びオフ状態に選択的に制御する制御手段
とを備え、入力端に供給された入力電力に所定の電力変
換処理を施して、出力端に接続された負荷に導出する電
力変換装置を対象としている。
そして、複数のスイッチング素子を、光トリガパルス
が照射されることによりオン状態に制御され、光クエン
チパルスが照射されることによりオフ状態に制御される
光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタで構成し、制
御手段は、パルス幅変調に対応したタイミングで光トリ
ガ・光クエンチ静電誘導サイリスタに、光トリガパルス
及び光クエンチパルスを選択的に照射するように制御す
ることにより、簡易な構成で、しかも高速動作が可能で
あり、大電力の取り扱いにも適し得るようにしたもので
ある。
が照射されることによりオン状態に制御され、光クエン
チパルスが照射されることによりオフ状態に制御される
光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタで構成し、制
御手段は、パルス幅変調に対応したタイミングで光トリ
ガ・光クエンチ静電誘導サイリスタに、光トリガパルス
及び光クエンチパルスを選択的に照射するように制御す
ることにより、簡易な構成で、しかも高速動作が可能で
あり、大電力の取り扱いにも適し得るようにしたもので
ある。
以下、この発明の一実施例を説明するに先立ち、この
発明に使用される光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリ
スタ（以下LTQBIサイリスタという）について説明す
る。すなわち、このLTQBIサイリスタは、光によるター
ンオン及びターンオフが可能なもので、光直接トリガま
たは光間接トリガが可能な静電誘導サイリスタのゲート
領域に光感応素子を接続して構成されるものである。そ
して、この光感応素子としては、静電誘導サイリスタに
外部接続または集積化接続されるもので、光増幅度が高
く、高速な応答特性を有するものが望ましく、例えば静
電誘導フォトトランジスタ等が使用される。
発明に使用される光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリ
スタ（以下LTQBIサイリスタという）について説明す
る。すなわち、このLTQBIサイリスタは、光によるター
ンオン及びターンオフが可能なもので、光直接トリガま
たは光間接トリガが可能な静電誘導サイリスタのゲート
領域に光感応素子を接続して構成されるものである。そ
して、この光感応素子としては、静電誘導サイリスタに
外部接続または集積化接続されるもので、光増幅度が高
く、高速な応答特性を有するものが望ましく、例えば静
電誘導フォトトランジスタ等が使用される。
ここで、第19図（ａ）は、単一ゲート構造のLTQBIサ
イリスタの集積化された構造を示すものである。すなわ
ち、図中11はn-高抵抗半導体領域で、その図中下面及び
上面には、p+アノード領域12及びp+ゲート領域13がそれ
ぞれ形成されている。このうち、p+アノード領域12に
は、LTQBIサイリスタのアノード端子14が接続されてい
る。また、上記p+ゲート領域13は、LTQBIサイリスタの
第１ゲート領域となるとともに、静電誘導フォトトラン
ジスタ（以下SIPTという）15のソース領域となってい
る。
イリスタの集積化された構造を示すものである。すなわ
ち、図中11はn-高抵抗半導体領域で、その図中下面及び
上面には、p+アノード領域12及びp+ゲート領域13がそれ
ぞれ形成されている。このうち、p+アノード領域12に
は、LTQBIサイリスタのアノード端子14が接続されてい
る。また、上記p+ゲート領域13は、LTQBIサイリスタの
第１ゲート領域となるとともに、静電誘導フォトトラン
ジスタ（以下SIPTという）15のソース領域となってい
る。
そして、上記p+ゲート領域13上には、n-高抵抗エピタ
キシャル領域16が形成されている。このn-高抵抗エピタ
キシャル領域16には、n+カソード領域17が形成されてお
り、該n+カソード領域17には、LTQBIサイリスタのカソ
ード端子18が接続されている。
キシャル領域16が形成されている。このn-高抵抗エピタ
キシャル領域16には、n+カソード領域17が形成されてお
り、該n+カソード領域17には、LTQBIサイリスタのカソ
ード端子18が接続されている。
また、上記p+ゲート領域13上には、SIPT15を構成する
チャネル領域19が形成されている。このチャネル領域19
は、上記n-高抵抗エピタキシャル領域16と同時に形成さ
れるものである。ここで、上記SIPT15は、チャネル領域
19がn-層として形成された場合パンチングスルーバイポ
ーラフォトトランジスタとして構成され、チャネル領域
19がp-層として形成された場合ｐチャネルのSIPTとして
構成されるもので、どちらの場合でも略同等の機能を有
するトランジスタが構成されるものである。
チャネル領域19が形成されている。このチャネル領域19
は、上記n-高抵抗エピタキシャル領域16と同時に形成さ
れるものである。ここで、上記SIPT15は、チャネル領域
19がn-層として形成された場合パンチングスルーバイポ
ーラフォトトランジスタとして構成され、チャネル領域
19がp-層として形成された場合ｐチャネルのSIPTとして
構成されるもので、どちらの場合でも略同等の機能を有
するトランジスタが構成されるものである。
そして、上記チャネル領域19には、n+ゲート（ベー
ス）領域20が形成され、このn+ゲート（ベース）領域20
はゲート（ベース）電極21を介して、ゲート（ベース）
端子22に接続されている。また、上記チャネル領域19に
は、p+ドレイン（コレクタ）領域23が形成されており、
このp+ドレイン（コレクタ）領域23はドレイン（コレク
タ）電極24を介して、ドレイン（コレクタ）端子25に接
続されている。
ス）領域20が形成され、このn+ゲート（ベース）領域20
はゲート（ベース）電極21を介して、ゲート（ベース）
端子22に接続されている。また、上記チャネル領域19に
は、p+ドレイン（コレクタ）領域23が形成されており、
このp+ドレイン（コレクタ）領域23はドレイン（コレク
タ）電極24を介して、ドレイン（コレクタ）端子25に接
続されている。
上記のように構成された単一ゲート構造のLTQBIサイ
リスタは、光直接トリガ方式のLTQBIサイリスタであっ
て、今、図示矢印のように光トリガパルスLTが照射され
ると、n-高抵抗半導体領域11内に電子‐正孔対が生成さ
れる。このうち、生成された正孔は、p+ゲート領域13に
蓄積されて、該p+ゲート領域13のゲート電位上昇を引き
起こす。一方、上記生成された電子は、p+アノード領域
12とn-高抵抗半導体領域11との接合部分に蓄積され、p+
アノード領域12からn-高抵抗半導体領域11への正孔注入
を引き起こす。そして、このn-高抵抗半導体領域11内に
注入された正孔は上記p+ゲート領域13に蓄積されるよう
になる。
リスタは、光直接トリガ方式のLTQBIサイリスタであっ
て、今、図示矢印のように光トリガパルスLTが照射され
ると、n-高抵抗半導体領域11内に電子‐正孔対が生成さ
れる。このうち、生成された正孔は、p+ゲート領域13に
蓄積されて、該p+ゲート領域13のゲート電位上昇を引き
起こす。一方、上記生成された電子は、p+アノード領域
12とn-高抵抗半導体領域11との接合部分に蓄積され、p+
アノード領域12からn-高抵抗半導体領域11への正孔注入
を引き起こす。そして、このn-高抵抗半導体領域11内に
注入された正孔は上記p+ゲート領域13に蓄積されるよう
になる。
このため、p+ゲート領域13の電位が順次上昇し、所定
のしきい値レベルを超えたとき、LTQBIサイリスタがタ
ーンオン状態となるものである。
のしきい値レベルを超えたとき、LTQBIサイリスタがタ
ーンオン状態となるものである。
そして、上記のようにLTQBIサイリスタがターンオン
状態にある場合、p+アノード領域12からの正孔電流は、
n-高抵抗半導体領域11,p+ゲート領域13及びn-高抵抗エ
ピタキシャル領域16を介して、n+カソード領域17に流入
し続けている。また、上記n+カソード領域17からの電子
電流は、n-高抵抗エピタキシャル領域16,p+ゲート領域1
3及びn-高抵抗半導体領域11を介して、p+アノード領域1
2に流入し続けている。
状態にある場合、p+アノード領域12からの正孔電流は、
n-高抵抗半導体領域11,p+ゲート領域13及びn-高抵抗エ
ピタキシャル領域16を介して、n+カソード領域17に流入
し続けている。また、上記n+カソード領域17からの電子
電流は、n-高抵抗エピタキシャル領域16,p+ゲート領域1
3及びn-高抵抗半導体領域11を介して、p+アノード領域1
2に流入し続けている。
このようなLTQSIサイリスタのターンオン状態におい
て、上記SIPT15に図示矢印のように光クエンチパルスLQ
が照射されると、n-またはp-のチャネル領域19内に電子
‐正孔対が生成される。このうち、生成された電子は、
n+ゲート（ベース）領域20に蓄積され、該n+ゲート（ベ
ース）領域20の電位変化を引き起こす。すると、このn+
ゲート（ベース）領域20の電位変化に応じて、p+ゲート
領域13とp+ドレイン（コレクタ）領域23との間に導通チ
ャネルが形成され、先にターンオン状態においてp+ゲー
ト領域13に蓄積されていた正孔が上記導通チャネルを介
してp+ドレイン（コレクタ）領域23に流出するようにな
る。
て、上記SIPT15に図示矢印のように光クエンチパルスLQ
が照射されると、n-またはp-のチャネル領域19内に電子
‐正孔対が生成される。このうち、生成された電子は、
n+ゲート（ベース）領域20に蓄積され、該n+ゲート（ベ
ース）領域20の電位変化を引き起こす。すると、このn+
ゲート（ベース）領域20の電位変化に応じて、p+ゲート
領域13とp+ドレイン（コレクタ）領域23との間に導通チ
ャネルが形成され、先にターンオン状態においてp+ゲー
ト領域13に蓄積されていた正孔が上記導通チャネルを介
してp+ドレイン（コレクタ）領域23に流出するようにな
る。
このため、上記ドレイン（コレクタ）端子25に負電圧
を印加すれば、p+ゲート領域13に蓄積されている正孔及
びp+アノード領域12から注入される正孔を、非常に速く
ドレイン（コレクタ）端子25を介して引き抜くことがで
き、このとき同時にp+ゲート領域13の電位もLTQSIサイ
リスタをターンオフさせるのに必要なレベルまで上昇
し、n+カソード領域17からの電子注入を阻止するように
なり、ここにLTQSIサイリスタがターンオフ状態に移行
されるものである。
を印加すれば、p+ゲート領域13に蓄積されている正孔及
びp+アノード領域12から注入される正孔を、非常に速く
ドレイン（コレクタ）端子25を介して引き抜くことがで
き、このとき同時にp+ゲート領域13の電位もLTQSIサイ
リスタをターンオフさせるのに必要なレベルまで上昇
し、n+カソード領域17からの電子注入を阻止するように
なり、ここにLTQSIサイリスタがターンオフ状態に移行
されるものである。
なお、上記ドレイン（コレクタ）端子25に印加する電
圧が０レベルでも、このLTQSIサイリスタは、光トリガ
パルスLT及び光クエンチパルスLQを照射するだけで、タ
ーンオン状態及びターンオフ状態に制御することができ
る。ただし、上述したように、ドレイン（コレクタ）端
子25に負電圧を印加すれば、ターンオン状態からターン
オフ状態への移行をより高速に行なうことができる。
圧が０レベルでも、このLTQSIサイリスタは、光トリガ
パルスLT及び光クエンチパルスLQを照射するだけで、タ
ーンオン状態及びターンオフ状態に制御することができ
る。ただし、上述したように、ドレイン（コレクタ）端
子25に負電圧を印加すれば、ターンオン状態からターン
オフ状態への移行をより高速に行なうことができる。
次に、第19図（ｂ）は、ダブルゲート構造のLTQSIサ
イリスタの集積化された構成を示すもので、単一ゲート
構造のものと同一部分には同一記号を付して示してい
る。すなわち、前記p+アノード領域12の前面のn-高抵抗
半導体領域11内に、n+ゲート領域26が埋め込まれている
点が、単一ゲート構造のものと異なる部分である。
イリスタの集積化された構成を示すもので、単一ゲート
構造のものと同一部分には同一記号を付して示してい
る。すなわち、前記p+アノード領域12の前面のn-高抵抗
半導体領域11内に、n+ゲート領域26が埋め込まれている
点が、単一ゲート構造のものと異なる部分である。
このような構造によれば、光トリガパルスLTが照射さ
れたとき、n-高抵抗半導体領域11内に生成された電子
は、n+ゲート領域26に蓄積されるので、p+アノード領域
12からp+ゲート領域13への正孔の注入効率が、単一ゲー
ト構造のものに比して非常に高くなるものである。
れたとき、n-高抵抗半導体領域11内に生成された電子
は、n+ゲート領域26に蓄積されるので、p+アノード領域
12からp+ゲート領域13への正孔の注入効率が、単一ゲー
ト構造のものに比して非常に高くなるものである。
ここで、上記単一ゲート構造及びダブルゲート構造の
LTQSIサイリスタにおいて、p+ゲート領域13及びn-チャ
ネル領域27で形成される静電誘導トランジスタ（以下SI
Tという）ゲート構造、あるいはn+ゲート領域26及びn-
ベース領域28で形成されるSITゲート構造と同程度の動
作を行なうパンチングスルーバイポーラベース構造の持
つ光増幅度は、光強度が弱いほど高くなるという特長を
持ち、従来の光トリガサイリスタにおけるバイポーラベ
ース構造の持つ光トリガ感度に比して約２桁は高いもの
である。すなわち、LTQSIサイリスタの光トリガ感度
は、従来の光トリガサイリスタに比して高く、ターンオ
ンに要する時間を短かくすることができ、高速ターンオ
ンを行なうことができるものである。
LTQSIサイリスタにおいて、p+ゲート領域13及びn-チャ
ネル領域27で形成される静電誘導トランジスタ（以下SI
Tという）ゲート構造、あるいはn+ゲート領域26及びn-
ベース領域28で形成されるSITゲート構造と同程度の動
作を行なうパンチングスルーバイポーラベース構造の持
つ光増幅度は、光強度が弱いほど高くなるという特長を
持ち、従来の光トリガサイリスタにおけるバイポーラベ
ース構造の持つ光トリガ感度に比して約２桁は高いもの
である。すなわち、LTQSIサイリスタの光トリガ感度
は、従来の光トリガサイリスタに比して高く、ターンオ
ンに要する時間を短かくすることができ、高速ターンオ
ンを行なうことができるものである。
また、単一ゲート構造の場合には、p+アノード領域12
の近傍に蓄積される電子が、p+アノード領域12の正孔と
の再結合で消失するためターンオフ時にテイル電流が発
生する。ところが、ダブルゲート構造の場合には、n+ゲ
ート領域26に電子が蓄積されるので、例えばn+ゲート領
域26に図示しない端子を接続し、この端子と前記アノー
ド端子14とにp+ゲート領域13に集積化接続されているSI
PT15と同様な構成のｎチャネルのSIPT（図示せず）を接
続し、光クエンチパルスLQを同時に照射するようにすれ
ば、n+ゲート領域26に蓄積された電子も引き抜くことが
でき、より高速なターンオフを行なうことができる。こ
の場合、単一ゲート構造で発生したテイル電流成分は、
発生しない。
の近傍に蓄積される電子が、p+アノード領域12の正孔と
の再結合で消失するためターンオフ時にテイル電流が発
生する。ところが、ダブルゲート構造の場合には、n+ゲ
ート領域26に電子が蓄積されるので、例えばn+ゲート領
域26に図示しない端子を接続し、この端子と前記アノー
ド端子14とにp+ゲート領域13に集積化接続されているSI
PT15と同様な構成のｎチャネルのSIPT（図示せず）を接
続し、光クエンチパルスLQを同時に照射するようにすれ
ば、n+ゲート領域26に蓄積された電子も引き抜くことが
でき、より高速なターンオフを行なうことができる。こ
の場合、単一ゲート構造で発生したテイル電流成分は、
発生しない。
以上に、LTQSIサイリスタの構造及びその動作につい
て説明したが、サイリスタ部分のゲート構造は埋め込み
ゲート構造に限らず、切り込みゲート構造や平面ゲート
構造であってもよいことはもちろんである。また、光ク
エンチ用の光感応素子としては、光に感応するものであ
ればよく、光増幅度を高めるために増幅ゲート構造にす
る等の工夫を施すようにしてもよいものである。
て説明したが、サイリスタ部分のゲート構造は埋め込み
ゲート構造に限らず、切り込みゲート構造や平面ゲート
構造であってもよいことはもちろんである。また、光ク
エンチ用の光感応素子としては、光に感応するものであ
ればよく、光増幅度を高めるために増幅ゲート構造にす
る等の工夫を施すようにしてもよいものである。
ここで、2500V-300Aクラスの単一ゲート形SITをデュ
ーティサイクル50％で動作させた場合のスイッチング損
失を実験により求めると、ターンオン及びターンオフの
スイッチング損失の和は、0.2〜0.3J/パルスとなる。そ
して、このときの順方向電圧降下は、300Aのときで1.72
Vとなっている。このため、単一ゲート形SITの直流から
交流への変換効率ηは、一次近似として、 となる。ただし、はスイッチング動作周波数である。
ーティサイクル50％で動作させた場合のスイッチング損
失を実験により求めると、ターンオン及びターンオフの
スイッチング損失の和は、0.2〜0.3J/パルスとなる。そ
して、このときの順方向電圧降下は、300Aのときで1.72
Vとなっている。このため、単一ゲート形SITの直流から
交流への変換効率ηは、一次近似として、 となる。ただし、はスイッチング動作周波数である。
そして、が60Hzのとき、ηは99.9％以上であり、
が11kHzのとき、ηは99％と非常に高いことがわかる。
が11kHzのとき、ηは99％と非常に高いことがわかる。
したがって、2500V-300Aクラスの単一ゲート形SIT
は、動作周波数が10kHz程度までは99％以上の電力変
換効率ηを有している。このため、ダブルゲート形構造
を導入すれば、スイッチング損失がさらに低下して0.02
〜0.03J/パルスとなり、このとき電力変換効率ηは動作
周波数Ｆが100kHz程度まで99％を保持することができる
ようになる。
は、動作周波数が10kHz程度までは99％以上の電力変
換効率ηを有している。このため、ダブルゲート形構造
を導入すれば、スイッチング損失がさらに低下して0.02
〜0.03J/パルスとなり、このとき電力変換効率ηは動作
周波数Ｆが100kHz程度まで99％を保持することができる
ようになる。
そして、上記LTQSIサイリスタは、上述したように高
い周波数で動作するSITのスイッチングを電気的に行な
うことに代えて、前記光トリガパルスLT及び光クエンチ
パルスLQを用いて光によってスイッチング動作を行なわ
せようとしているものであり、ターンオン及びターンオ
フに要する時間が短く高速動作が可能で、高い周波数領
域まで高い電力変換効率を保持し得るものである。
い周波数で動作するSITのスイッチングを電気的に行な
うことに代えて、前記光トリガパルスLT及び光クエンチ
パルスLQを用いて光によってスイッチング動作を行なわ
せようとしているものであり、ターンオン及びターンオ
フに要する時間が短く高速動作が可能で、高い周波数領
域まで高い電力変換効率を保持し得るものである。
ここで、第20図（ａ），（ｂ）は、上記LTQSIサイリ
スタの光トリガ特性及び光クエンチ特性をそれぞれ示す
ものである。まず、第20図（ａ）は光トリガパルスLTを
照射したときにおけるターンオン遅延時間Tdonと光トリ
ガパワーPLTとの関係を示すものである。この場合、ア
ノード電流は1Aで、アノード‐カソード間印加電圧を10
0V（▽）,200V（◇）,300V（□）,400V（△）,500V
（○）に変化させた状態を示している。そして、グルー
プＡは光直接トリガの場合で、グループB,Cは光間接ト
リガの場合を示している。
スタの光トリガ特性及び光クエンチ特性をそれぞれ示す
ものである。まず、第20図（ａ）は光トリガパルスLTを
照射したときにおけるターンオン遅延時間Tdonと光トリ
ガパワーPLTとの関係を示すものである。この場合、ア
ノード電流は1Aで、アノード‐カソード間印加電圧を10
0V（▽）,200V（◇）,300V（□）,400V（△）,500V
（○）に変化させた状態を示している。そして、グルー
プＡは光直接トリガの場合で、グループB,Cは光間接ト
リガの場合を示している。
また、第20図（ｂ）は、光クエンチパルスLQを照射し
たときにおけるターンオフ遅延時間Tdoffと光クエンチ
パワーPLQとの関係を示すものである。この場合、アノ
ード電流及びアノード‐カソード間印加電圧は上記と同
様であり、グループＤとＥがSIPTを変えたときの光直接
クエンチの場合で、グループF,Gが光間接クエンチの場
合を示している。
たときにおけるターンオフ遅延時間Tdoffと光クエンチ
パワーPLQとの関係を示すものである。この場合、アノ
ード電流及びアノード‐カソード間印加電圧は上記と同
様であり、グループＤとＥがSIPTを変えたときの光直接
クエンチの場合で、グループF,Gが光間接クエンチの場
合を示している。
すなわち、いずれの場合であっても、アノード電流が
1Aで、アノード‐カソード間印加電圧が数百Ｖ台であ
り、しかも光パワーが10μＷ〜数百μＷという非常に弱
いものであるにもかかわらず、ターンオン遅延時間Tdon
及びターンオフ遅延時間Tdoffがともに約１μｓという
短いオーダー内に収まっていることがわかるものであ
る。
1Aで、アノード‐カソード間印加電圧が数百Ｖ台であ
り、しかも光パワーが10μＷ〜数百μＷという非常に弱
いものであるにもかかわらず、ターンオン遅延時間Tdon
及びターンオフ遅延時間Tdoffがともに約１μｓという
短いオーダー内に収まっていることがわかるものであ
る。
ここで、第21図は、光クエンチ用の光感応素子として
ｐチャネルのSIPTを用いたLTQSIサイリスタの回路表現
を示すものである。すなわち、図中29は光トリガ用のSI
サイリスタであり、光トリガパルスLTによって直接トリ
ガされる。また、図中30は光クエンチ用のｐチャネルSI
PTであり、光クエンチパルスLQによって導通状態となさ
れ、SIサイリスタ29のゲート31に蓄積された正孔及びア
ノードからの正孔電流を引き出すことにより、SIサイリ
スタ29をターンオフ状態となす作用を行なう。なお、図
中32はアノード端子であり33はカソード端子であり、34
はSIPT30のドレイン端子であり、35はSIPT30のゲート端
子である。
ｐチャネルのSIPTを用いたLTQSIサイリスタの回路表現
を示すものである。すなわち、図中29は光トリガ用のSI
サイリスタであり、光トリガパルスLTによって直接トリ
ガされる。また、図中30は光クエンチ用のｐチャネルSI
PTであり、光クエンチパルスLQによって導通状態となさ
れ、SIサイリスタ29のゲート31に蓄積された正孔及びア
ノードからの正孔電流を引き出すことにより、SIサイリ
スタ29をターンオフ状態となす作用を行なう。なお、図
中32はアノード端子であり33はカソード端子であり、34
はSIPT30のドレイン端子であり、35はSIPT30のゲート端
子である。
この場合、上記SIPT30のドレイン端子34は、カソード
端子33と共通の電位を与えるように、つまり、ドレイン
端子34とカソード端子33とを共通接続するようにしても
よい。このようにすれば、このLTQSIサイリスタは、上
述したように、そのドレイン端子34に外部から何ら電圧
を与える必要なく、つまり、補助電源等を必要とするこ
となく、光トリガパルスLT及び光クエンチパルスLQを直
接照射するだけで、ターンオン状態及びターンオフ状態
に制御することができる。なお、ドレイン端子34に負バ
イアス電圧を与えるようにすれば、正孔をより速く引き
出すことができ、高速なターンオフを行なうことができ
る。また、上記SIサイリスタ29を直接光トリガする代わ
りに、トリガ用のSIPTを個別に設けて、増幅ゲートトリ
ガを行なうこともできる。さらに、上記SIPT30に直接光
照射する代わりに、トリガ用のSIPTを個別に設けて、間
接的に増幅ゲートトリガするようにしてもよいことはも
ちろんである。
端子33と共通の電位を与えるように、つまり、ドレイン
端子34とカソード端子33とを共通接続するようにしても
よい。このようにすれば、このLTQSIサイリスタは、上
述したように、そのドレイン端子34に外部から何ら電圧
を与える必要なく、つまり、補助電源等を必要とするこ
となく、光トリガパルスLT及び光クエンチパルスLQを直
接照射するだけで、ターンオン状態及びターンオフ状態
に制御することができる。なお、ドレイン端子34に負バ
イアス電圧を与えるようにすれば、正孔をより速く引き
出すことができ、高速なターンオフを行なうことができ
る。また、上記SIサイリスタ29を直接光トリガする代わ
りに、トリガ用のSIPTを個別に設けて、増幅ゲートトリ
ガを行なうこともできる。さらに、上記SIPT30に直接光
照射する代わりに、トリガ用のSIPTを個別に設けて、間
接的に増幅ゲートトリガするようにしてもよいことはも
ちろんである。
そして、この発明は、上記のように光制御によって高
速スイッチング動作を行なうLTQSIサイリスタをスイッ
チング素子として使用し、該LTQSIサイリスタにパルス
幅変調に対応したタイミングで光トリガパルスLT及び光
クエンチパルスLQを照射して所定の電力変換動作を行な
わせるようにしたことに特徴を有するものである。
速スイッチング動作を行なうLTQSIサイリスタをスイッ
チング素子として使用し、該LTQSIサイリスタにパルス
幅変調に対応したタイミングで光トリガパルスLT及び光
クエンチパルスLQを照射して所定の電力変換動作を行な
わせるようにしたことに特徴を有するものである。
以下、上記のようなLTQSIサイリスタを使用した、こ
の発明の実施例について図面を参照して詳細に説明す
る。
の発明の実施例について図面を参照して詳細に説明す
る。
まず、第１図は、LTQSIサイリスタを含む、単相の直
流‐交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S4はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT4及び光クエンチパルスLTQ1〜LQ4
が照射されることにより、前述したように、スイッチン
グ動作を行なうものである。また、直流電源系統から送
出される直流電圧Ｅを、定電圧源36で示している。さら
に、出力交流電圧e0は、LTQSIサイリスタS1，S2の接続
点に接続された端子37と、LTQSIサイリスタS3，S4の接
続点に接続された端子38との間から取り出されるもので
ある。
流‐交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S4はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT4及び光クエンチパルスLTQ1〜LQ4
が照射されることにより、前述したように、スイッチン
グ動作を行なうものである。また、直流電源系統から送
出される直流電圧Ｅを、定電圧源36で示している。さら
に、出力交流電圧e0は、LTQSIサイリスタS1，S2の接続
点に接続された端子37と、LTQSIサイリスタS3，S4の接
続点に接続された端子38との間から取り出されるもので
ある。
ここで、第２図は、上記LTQSIサイリスタS3，S4のス
イッチング制御を行なうためのパルス幅変調部のレベル
比較器である。
イッチング制御を行なうためのパルス幅変調部のレベル
比較器である。
このレベル比較器39の非反転入力端子40には、上記端
子37,38間から出力すべき出力信号e0の周波数F0と同じ
周波数を有する正弦波の絶対値信号が供給される。ま
た、レベル比較器39の反転入力端子41には、上記正弦波
の絶対値信号よりも高い周波数F0を有するキャリア三角
波信号が供給されるものである。
子37,38間から出力すべき出力信号e0の周波数F0と同じ
周波数を有する正弦波の絶対値信号が供給される。ま
た、レベル比較器39の反転入力端子41には、上記正弦波
の絶対値信号よりも高い周波数F0を有するキャリア三角
波信号が供給されるものである。
すなわち、第３図（ａ）に示すような正弦波の絶対値
信号及びキャリア三角波信号がレベル比較器39の非反転
及び反転入力端子40,41に供給されると、レベル比較器3
9の出力端子42からは、第３図（ｂ）に示すようなパル
ス幅変調信号が出力されることになる。
信号及びキャリア三角波信号がレベル比較器39の非反転
及び反転入力端子40,41に供給されると、レベル比較器3
9の出力端子42からは、第３図（ｂ）に示すようなパル
ス幅変調信号が出力されることになる。
ここにおいて、第３図（ｃ）は、上記各LTQSIサイリ
スタS1〜S4をスイッチング動作させるタイミング関係を
示すもので、Ｌレベルがターンオフ状態、Ｈレベルがタ
ーンオン状態を示している。すなわち、LTQSIサイリス
タS1，S2は、上記正弦波信号の半周期毎に相反してスイ
ッチング制御される。また、LTQSIサイリスタS3は、上
記レベル比較器39の出力信号（第３図（ｂ）参照）に対
応してスイッチング制御され、LTQSIサイリスタS4はLTQ
SIサイリスタS3と逆にスイッチング制御される。ここ
で、第３図（ｃ）に示す各タイミング波形は、パルス幅
変調に対応していることになる。
スタS1〜S4をスイッチング動作させるタイミング関係を
示すもので、Ｌレベルがターンオフ状態、Ｈレベルがタ
ーンオン状態を示している。すなわち、LTQSIサイリス
タS1，S2は、上記正弦波信号の半周期毎に相反してスイ
ッチング制御される。また、LTQSIサイリスタS3は、上
記レベル比較器39の出力信号（第３図（ｂ）参照）に対
応してスイッチング制御され、LTQSIサイリスタS4はLTQ
SIサイリスタS3と逆にスイッチング制御される。ここ
で、第３図（ｃ）に示す各タイミング波形は、パルス幅
変調に対応していることになる。
そして、第３図（ｄ）は、LTQSIサイリスタS3，S4を
第３図（ｅ）に示したタイミング関係でスイッチング動
作させるために、該LTQSIサイリスタS3，S4に照射する
光トリガパルスLT3，LT4及び光クエンチパルスLQ3，LQ4
の照射タイミングを示している。すなわち、LTQSIサイ
リスタS3に照射する光トリガパルスLT3は、第３図
（ｃ）のS3に示すタイミング波形の立上りに対応する部
分で発生させ光クエンチパルスLQ3は第３図（ｃ）のS3
に示すタイミング波形の立下りに対応する部分で発生さ
せるように制御することにより、LTQSIサイリスタS3を
第３図（ｃ）のS3に示すタイミング通りにスイッチング
制御することができる。
第３図（ｅ）に示したタイミング関係でスイッチング動
作させるために、該LTQSIサイリスタS3，S4に照射する
光トリガパルスLT3，LT4及び光クエンチパルスLQ3，LQ4
の照射タイミングを示している。すなわち、LTQSIサイ
リスタS3に照射する光トリガパルスLT3は、第３図
（ｃ）のS3に示すタイミング波形の立上りに対応する部
分で発生させ光クエンチパルスLQ3は第３図（ｃ）のS3
に示すタイミング波形の立下りに対応する部分で発生さ
せるように制御することにより、LTQSIサイリスタS3を
第３図（ｃ）のS3に示すタイミング通りにスイッチング
制御することができる。
また、同様に、LTQSIサイリスタS4に照射する光トリ
ガパルスLT4は、第３図（ｃ）のS4に示すタイミング波
形の立上りに対応する部分で発生させ、光クエンチパル
スLQ4は第３図（ｃ）のS4に示すタイミング波形の立下
りに対応する部分で発生させるように制御することによ
り、LTQSIサイリスタS4を第３図（ｃ）のS4に示すタイ
ミング通りにスイッチング制御することができるもので
ある。
ガパルスLT4は、第３図（ｃ）のS4に示すタイミング波
形の立上りに対応する部分で発生させ、光クエンチパル
スLQ4は第３図（ｃ）のS4に示すタイミング波形の立下
りに対応する部分で発生させるように制御することによ
り、LTQSIサイリスタS4を第３図（ｃ）のS4に示すタイ
ミング通りにスイッチング制御することができるもので
ある。
さらに、第３図に図示していないが、LTQSIサイリス
タS1，S2にそれぞれ照射する光トリガパルスLT1，LT2及
び光クエンチパルスLQ1，LQ2は、第３図（ｃ）のS1，S2
に示すタイミング波形の立下りに対応する部分で発生さ
せるように制御することにより、LTQSIサイリスタS1，S
2を第３図（ｃ）のS1，S2に示すタイミング通りにスイ
ッチング制御することができるものである。
タS1，S2にそれぞれ照射する光トリガパルスLT1，LT2及
び光クエンチパルスLQ1，LQ2は、第３図（ｃ）のS1，S2
に示すタイミング波形の立下りに対応する部分で発生さ
せるように制御することにより、LTQSIサイリスタS1，S
2を第３図（ｃ）のS1，S2に示すタイミング通りにスイ
ッチング制御することができるものである。
ここで、上記のようなタイミング関係で発生される光
トリガパルスLT1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ
4は、それぞれ例えば光ファイバケーブル等の光伝送媒
体を介して、各LTQSIサイリスタS1〜S4に照射される。
この場合、光源としては、例えば発光ダイオード，半導
体レーザまたはランプ等が使用される。そして、照射す
べき光強度としては、第20図（ａ），（ｂ）でも示した
ように、光トリガ用として数μＷ〜数百μＷ、光クエン
チ用として数十μＷ〜数mW程度の値でよい。
トリガパルスLT1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ
4は、それぞれ例えば光ファイバケーブル等の光伝送媒
体を介して、各LTQSIサイリスタS1〜S4に照射される。
この場合、光源としては、例えば発光ダイオード，半導
体レーザまたはランプ等が使用される。そして、照射す
べき光強度としては、第20図（ａ），（ｂ）でも示した
ように、光トリガ用として数μＷ〜数百μＷ、光クエン
チ用として数十μＷ〜数mW程度の値でよい。
上記のようなタイミング関係で光トリガパルスLT1〜L
T4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を各LTQSIサイリスタS
1〜S4にそれぞれ照射することにより、前記端子37,38間
には、第３図（ｅ）に示すようなパルス幅変調を受けた
出力e0が発生される。この出力e0の波高値は、前記定電
圧源36の出力電圧Ｅと等しくなっている。そして、この
出力の平均値は、第３図（ｆ）に示すような低次高調波
を含まない交流電力を得ることができ、ここに直流‐交
流変換が行なわれるものである。
T4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を各LTQSIサイリスタS
1〜S4にそれぞれ照射することにより、前記端子37,38間
には、第３図（ｅ）に示すようなパルス幅変調を受けた
出力e0が発生される。この出力e0の波高値は、前記定電
圧源36の出力電圧Ｅと等しくなっている。そして、この
出力の平均値は、第３図（ｆ）に示すような低次高調波
を含まない交流電力を得ることができ、ここに直流‐交
流変換が行なわれるものである。
この場合、前述したように、出力交流信号の周波数
は、前記レベル比較器39の非反転入力端子40に供給する
正弦波の絶対値信号の周波数F0によって決定されること
になる。そしてこの周波数F0は、従来のように通常の商
用電源周波数（50Hz〜60Hz）に限らず、前述したLTQSI
サイリスタのスイッチング動作周波数（例えば10kHz〜1
00kHz）近くまで高くすることができ、このような周波
数帯においても高効率の電力変換を行うことができる。
は、前記レベル比較器39の非反転入力端子40に供給する
正弦波の絶対値信号の周波数F0によって決定されること
になる。そしてこの周波数F0は、従来のように通常の商
用電源周波数（50Hz〜60Hz）に限らず、前述したLTQSI
サイリスタのスイッチング動作周波数（例えば10kHz〜1
00kHz）近くまで高くすることができ、このような周波
数帯においても高効率の電力変換を行うことができる。
次に、第４図は、LTQSIサイリスタを含む、三相の直
流‐交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S6はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6が
照射されることにより、スイッチング動作を行なうもの
である。また、図示しない直流電源系統から送出される
直流電圧Ｅを、定電圧源43で示している。さらに、LTQS
IサイリスタS1とS2との接続点は、出力Ｒ相信号の出力
端子44に接続されている。また、LTQSIサイリスタS3とS
4との接続点は、出力Ｓ相信号の出力端子45に接続され
ている。そして、LTQSIサイリスタS5とS6との接続点
は、出力Ｔ相信号の出力端子46に接続されている。
流‐交流変換用インバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S6はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6が
照射されることにより、スイッチング動作を行なうもの
である。また、図示しない直流電源系統から送出される
直流電圧Ｅを、定電圧源43で示している。さらに、LTQS
IサイリスタS1とS2との接続点は、出力Ｒ相信号の出力
端子44に接続されている。また、LTQSIサイリスタS3とS
4との接続点は、出力Ｓ相信号の出力端子45に接続され
ている。そして、LTQSIサイリスタS5とS6との接続点
は、出力Ｔ相信号の出力端子46に接続されている。
ここで、第５図は、上記LTQSIサイリスタS1〜S6のス
イッチング制御を行なうためのパルス幅変調部を示すも
のである。すなわち、図中47は三相交流信号発生源であ
り、Ｒ相信号,S相信号及びＴ相信号を発生するものであ
る。この三相交流信号発生源47から出力されるＲ相信
号,S相信号及びＴ相信号は、それぞれレベル比較器48〜
50の各非反転入力端（＋）に供給される。
イッチング制御を行なうためのパルス幅変調部を示すも
のである。すなわち、図中47は三相交流信号発生源であ
り、Ｒ相信号,S相信号及びＴ相信号を発生するものであ
る。この三相交流信号発生源47から出力されるＲ相信
号,S相信号及びＴ相信号は、それぞれレベル比較器48〜
50の各非反転入力端（＋）に供給される。
そして、上記レベル比較器48〜50の各反転入力端
（−）には、キャリア三角波信号発生回路51から出力さ
れるキャリア三角波信号が供給されている。なお、キャ
リヤ三角波信号発生回路51から出力されるキャリア三角
波信号のオフセットは、定電圧源52の出力電圧によって
調整される。
（−）には、キャリア三角波信号発生回路51から出力さ
れるキャリア三角波信号が供給されている。なお、キャ
リヤ三角波信号発生回路51から出力されるキャリア三角
波信号のオフセットは、定電圧源52の出力電圧によって
調整される。
ここで、今、第６図（ａ）に示すようなＲ相信号,S相
信号,T相信号及びキャリア三角波信号が三相交流信号発
生源47及びキャリア三角波信号発生回路51から出力され
たとすると、各レベル比較器48〜50の出力端子53〜55か
らは、第６図（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すようなＲ相
パルス信号,S相パルス信号及びＴ相パルス信号がそれぞ
れ出力されることになる。
信号,T相信号及びキャリア三角波信号が三相交流信号発
生源47及びキャリア三角波信号発生回路51から出力され
たとすると、各レベル比較器48〜50の出力端子53〜55か
らは、第６図（ｂ），（ｃ），（ｄ）に示すようなＲ相
パルス信号,S相パルス信号及びＴ相パルス信号がそれぞ
れ出力されることになる。
ここにおいて、第６図（ｂ）に示すＲ相パルス信号は
LTQSIサイリスタS1，S2をスイッチング動作させるタイ
ミングを決定する信号であり、第６図（ｃ）に示すＳ相
パルス信号はLTQSIサイリスタS3，S4をスイッチング動
作させるタイミングを決定する信号であり、第６図
（ｄ）に示すＴ相パルス信号はLTQSIサイリスタS5，S6
をスイッチング動作させるタイミングを決定する信号で
ある。そして、上記Ｒ相,S相及びＴ相の各パルス信号
は、パルス幅変調された信号となっている。
LTQSIサイリスタS1，S2をスイッチング動作させるタイ
ミングを決定する信号であり、第６図（ｃ）に示すＳ相
パルス信号はLTQSIサイリスタS3，S4をスイッチング動
作させるタイミングを決定する信号であり、第６図
（ｄ）に示すＴ相パルス信号はLTQSIサイリスタS5，S6
をスイッチング動作させるタイミングを決定する信号で
ある。そして、上記Ｒ相,S相及びＴ相の各パルス信号
は、パルス幅変調された信号となっている。
すなわち、今、Ｒ相についてのみ説明するとLTQSIサ
イリスタS1に照射する光トリガパルスLT1及び光クエン
チパルスLQ1は、第６図（ｅ）に示すように、Ｒ相パル
ス信号の立下り及び立下りにそれぞれ対応するタイミン
グで発生させ、LTQSIサイリスタS2に照射する光トリガ
パルスLT2及び光クエンチパルスLQ2は、第６図（ｆ）に
示すように、Ｒ相パルス信号の立下り及び立上りにそれ
ぞれ対応するタイミングで発生させるように制御される
ものである。
イリスタS1に照射する光トリガパルスLT1及び光クエン
チパルスLQ1は、第６図（ｅ）に示すように、Ｒ相パル
ス信号の立下り及び立下りにそれぞれ対応するタイミン
グで発生させ、LTQSIサイリスタS2に照射する光トリガ
パルスLT2及び光クエンチパルスLQ2は、第６図（ｆ）に
示すように、Ｒ相パルス信号の立下り及び立上りにそれ
ぞれ対応するタイミングで発生させるように制御される
ものである。
このため、LTQSIサイリスタS1，S2のスイッチング動
作は、第６図（ｇ）に示すようなタイミングで、互いに
相反するように行なわれることになる。なお、第６図
（ｇ）中、Ｌレベルがターンオフ状態を示し、Ｈレベル
がターンオン状態を示している。
作は、第６図（ｇ）に示すようなタイミングで、互いに
相反するように行なわれることになる。なお、第６図
（ｇ）中、Ｌレベルがターンオフ状態を示し、Ｈレベル
がターンオン状態を示している。
また、第６図に図示していないが、他のＳ相及びＴ相
に対応するLTQSIサイリスタS3，S4及びLTQSIサイリスタ
S5，S6に照射する光トリガパルスLT3〜LT4及びLT5，LT6
や光クエンチパルスLQ3〜LQ4及びLQ5，LQ6も、上記と同
様にして、Ｓ相パルス信号及びＴ相パルス信号に基づい
て発生されるようになる。すなわち、LTQSIサイリスタS
3に照射する光トリガパルスLT3及び光クエンチパルスLQ
3は、Ｓ相パルス信号の立上り及び立下りにそれぞれ対
応するタイミングで発生され、LTQSIサイリスタS4に照
射する光トリガパルスLT4及び光クエンチパルスLQ4は、
Ｓ相パルス信号の立下り及び立上りにそれぞれ対応する
タイミングで発生される。同様に、LTQSIサイリスタS5
に照射する光トリガパルスLT5及び光クエンチパルスLQ5
は、Ｔ相パルス信号の立上り及び立下りにそれぞれ対応
するタイミングで発生され、LTQSIサイリスタS6に照射
する光トリガパルスLT6及び光クエンチパルスLQ6は、Ｔ
相パルス信号の立下り及び立上りにそれぞれ対応するタ
イミングで発生されるものである。
に対応するLTQSIサイリスタS3，S4及びLTQSIサイリスタ
S5，S6に照射する光トリガパルスLT3〜LT4及びLT5，LT6
や光クエンチパルスLQ3〜LQ4及びLQ5，LQ6も、上記と同
様にして、Ｓ相パルス信号及びＴ相パルス信号に基づい
て発生されるようになる。すなわち、LTQSIサイリスタS
3に照射する光トリガパルスLT3及び光クエンチパルスLQ
3は、Ｓ相パルス信号の立上り及び立下りにそれぞれ対
応するタイミングで発生され、LTQSIサイリスタS4に照
射する光トリガパルスLT4及び光クエンチパルスLQ4は、
Ｓ相パルス信号の立下り及び立上りにそれぞれ対応する
タイミングで発生される。同様に、LTQSIサイリスタS5
に照射する光トリガパルスLT5及び光クエンチパルスLQ5
は、Ｔ相パルス信号の立上り及び立下りにそれぞれ対応
するタイミングで発生され、LTQSIサイリスタS6に照射
する光トリガパルスLT6及び光クエンチパルスLQ6は、Ｔ
相パルス信号の立下り及び立上りにそれぞれ対応するタ
イミングで発生されるものである。
上記のようなタイミング関係で光トリガパルスLT1〜L
T6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6を各LTQSIサイリスタS
1〜S6にそれぞれ照射することにより、前記各出力端子4
4〜46からは、第６図（ｈ），（ｉ），（ｊ）にそれぞ
れ示すようなパルス幅変調されたＲ相出力、Ｓ相出力お
よびＴ相出力が発生される。そしてＲ相出力,S相出力及
びＴ相出力の各々の平均値は低次高調波を含まない３相
電力となり、ここに三相の直流‐交流変換が行なわれる
ものである。
T6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6を各LTQSIサイリスタS
1〜S6にそれぞれ照射することにより、前記各出力端子4
4〜46からは、第６図（ｈ），（ｉ），（ｊ）にそれぞ
れ示すようなパルス幅変調されたＲ相出力、Ｓ相出力お
よびＴ相出力が発生される。そしてＲ相出力,S相出力及
びＴ相出力の各々の平均値は低次高調波を含まない３相
電力となり、ここに三相の直流‐交流変換が行なわれる
ものである。
この場合、３相交流電力の周波数は、前記三相交流信
号発生源47から出力されるＲ相信号,S相信号及びＴ相信
号の周波数によって決定される。また、この周波数は、
前述したLTQSIサイリスタのスイッチング動作周波数
（約10kHz〜100kHz）近くまで高くすることができ、こ
のような周波数帯においても高効率の電力変換を行うこ
とができる。
号発生源47から出力されるＲ相信号,S相信号及びＴ相信
号の周波数によって決定される。また、この周波数は、
前述したLTQSIサイリスタのスイッチング動作周波数
（約10kHz〜100kHz）近くまで高くすることができ、こ
のような周波数帯においても高効率の電力変換を行うこ
とができる。
また、第１図に示した単相の直流‐交流変換用インバ
ータも同様であるが、パルス幅変調信号に対応したタイ
ミングで光トリガパルスLT及び光クエンチパルスLQを発
生させてLTQSIサイリスタをスイッチング動作させるよ
うにした、光パルス幅変調（OPWM）制御を行なっている
ため、電力変換を完全に光のみによって行なうことがで
き、従来のように大電力を扱う部分とスイッチング制御
を扱う部分との絶縁を考慮することなく安全にかつ有効
な電力変換を行なうことができるものである。そして、
このような効果は、以下に説明する各実施例にも当然あ
てはまることはもちろんである。
ータも同様であるが、パルス幅変調信号に対応したタイ
ミングで光トリガパルスLT及び光クエンチパルスLQを発
生させてLTQSIサイリスタをスイッチング動作させるよ
うにした、光パルス幅変調（OPWM）制御を行なっている
ため、電力変換を完全に光のみによって行なうことがで
き、従来のように大電力を扱う部分とスイッチング制御
を扱う部分との絶縁を考慮することなく安全にかつ有効
な電力変換を行なうことができるものである。そして、
このような効果は、以下に説明する各実施例にも当然あ
てはまることはもちろんである。
次に、第７図は、LTQSIサイリスタを含む、三相交流
電動機駆動用の交流‐直流‐交流変換用インバータを示
すものである。すなわち、図示56〜58は、３相交流電源
である。これら入力端子56〜58に供給された３相交流
は、整流素子D1〜D6よりなる整流回路59で直流電圧に変
換される。この直流電圧は、LTQSIサイリスタS1〜S6よ
りなる三相の直流‐交流変換用インバータ（第４図に示
したものと同じ）によって、可変周波のＲ相,S相及びＴ
相の各交流電力に変換され、三相交流電動機60の駆動に
供される。
電動機駆動用の交流‐直流‐交流変換用インバータを示
すものである。すなわち、図示56〜58は、３相交流電源
である。これら入力端子56〜58に供給された３相交流
は、整流素子D1〜D6よりなる整流回路59で直流電圧に変
換される。この直流電圧は、LTQSIサイリスタS1〜S6よ
りなる三相の直流‐交流変換用インバータ（第４図に示
したものと同じ）によって、可変周波のＲ相,S相及びＴ
相の各交流電力に変換され、三相交流電動機60の駆動に
供される。
ここで、三相交流電動機60は、その図示しない回転子
の位置や回転速度をパルスジェネレータ61で検出され
る。このパルスジェネレータ61から出力される検出信号
は、ベクトル演算回路62に供給される。このベクトル演
算回路62は、調整用操作部63によって制御される速度制
御回路64からの速度制御信号と、上記検出信号とに基づ
いて、三相交流電動機60の所要トルクをベクトル演算
し、インバータ制御回路65にベクトル信号を出力する。
の位置や回転速度をパルスジェネレータ61で検出され
る。このパルスジェネレータ61から出力される検出信号
は、ベクトル演算回路62に供給される。このベクトル演
算回路62は、調整用操作部63によって制御される速度制
御回路64からの速度制御信号と、上記検出信号とに基づ
いて、三相交流電動機60の所要トルクをベクトル演算
し、インバータ制御回路65にベクトル信号を出力する。
すると、インバータ制御回路65は、供給されたベクト
ル信号に基づいて、所定のパルス幅変調信号を発生し、
そのパルス幅変調信号に対応したタイミングで光トリガ
パルスLT1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6を各LTQS
IサイリスタS1〜S6にそれぞれ出力する。このため、LTQ
SIサイリスタS1〜S6よりなる三相交流‐交流変換用イン
バータが制御され、上記三相交流電動機60のトルクや回
転数が制御されるようになる。
ル信号に基づいて、所定のパルス幅変調信号を発生し、
そのパルス幅変調信号に対応したタイミングで光トリガ
パルスLT1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6を各LTQS
IサイリスタS1〜S6にそれぞれ出力する。このため、LTQ
SIサイリスタS1〜S6よりなる三相交流‐交流変換用イン
バータが制御され、上記三相交流電動機60のトルクや回
転数が制御されるようになる。
ここで、前記調整用操作部63を操作することにより、
インバータ制御回路65から出力される光トリガパルスLT
1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6の発生タイミング
が変化されて、三相交流電動機60のトルクや回転数を可
変することができるものである。
インバータ制御回路65から出力される光トリガパルスLT
1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6の発生タイミング
が変化されて、三相交流電動機60のトルクや回転数を可
変することができるものである。
この場合、三相交流電動機60に供給される三相信号の
周波数は、LTQSIサイリスタS1〜S6の有するスイッチン
グ動作周波数により数Hz〜100kHz程度まで連続して生成
することが可能であり、また、このときの電力変換効率
ηも99％以上を保っている。このため、高速用の専用電
動機と組み合わせれば、数万rpmの高速大容量機への適
用も図ることができる。
周波数は、LTQSIサイリスタS1〜S6の有するスイッチン
グ動作周波数により数Hz〜100kHz程度まで連続して生成
することが可能であり、また、このときの電力変換効率
ηも99％以上を保っている。このため、高速用の専用電
動機と組み合わせれば、数万rpmの高速大容量機への適
用も図ることができる。
次に、第８図は、LTQSIサイリスタを含む、単相の交
流‐直流変換用コンバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S4はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4が
照射されることにより、スイッチング動作を行なうもの
である。また、図示しない単相交流電源系統から送出さ
れる単相交流電圧vaを、交流電源66で示している。な
お、図中Ｌは平滑リアクトルであり、67は直流負荷回路
である。
流‐直流変換用コンバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S4はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4が
照射されることにより、スイッチング動作を行なうもの
である。また、図示しない単相交流電源系統から送出さ
れる単相交流電圧vaを、交流電源66で示している。な
お、図中Ｌは平滑リアクトルであり、67は直流負荷回路
である。
ここで、先に第２図に示したようなパルス幅変調部を
用い、第９図（ａ）に示すような交流電源66のv0に同期
した正弦波の絶対値信号とキャリア三角波信号とをレベ
ル比較し、得られたパルス幅変調信号に基づいて各LTQS
IサイリスタS1〜S4がスイッチング制御されるようにな
されている。
用い、第９図（ａ）に示すような交流電源66のv0に同期
した正弦波の絶対値信号とキャリア三角波信号とをレベ
ル比較し、得られたパルス幅変調信号に基づいて各LTQS
IサイリスタS1〜S4がスイッチング制御されるようにな
されている。
すなわち、第９図（ｂ）は、各LTQSIサイリスタS1〜S
4をスイッチング動作させるタイミング関係を示すもの
で、Ｌレベルがターンオフ状態、Ｈレベルがターンオン
状態を示している。そして、この場合、第２図に示すレ
ベル比較器39の非反転入力端（＋）及び反転入力端
（−）に第９図（ａ）に示す正弦波の絶対値信号及びキ
ャリア三角波信号をそれぞれ供給して得られるパルス幅
変調信号は、LTQSIサイリスタS4をスイッチング動作さ
せるための第９図（ｂ）のS4に示すタイミング波形に対
応している。また、LTQSIサイリスタS3はLTQSIサイリス
タS4と逆にスイッチング制御される。なお、LTQSIサイ
リスタS1，S2は、上記正弦波信号の半周期毎に相反して
スイッチング制御されるものである。
4をスイッチング動作させるタイミング関係を示すもの
で、Ｌレベルがターンオフ状態、Ｈレベルがターンオン
状態を示している。そして、この場合、第２図に示すレ
ベル比較器39の非反転入力端（＋）及び反転入力端
（−）に第９図（ａ）に示す正弦波の絶対値信号及びキ
ャリア三角波信号をそれぞれ供給して得られるパルス幅
変調信号は、LTQSIサイリスタS4をスイッチング動作さ
せるための第９図（ｂ）のS4に示すタイミング波形に対
応している。また、LTQSIサイリスタS3はLTQSIサイリス
タS4と逆にスイッチング制御される。なお、LTQSIサイ
リスタS1，S2は、上記正弦波信号の半周期毎に相反して
スイッチング制御されるものである。
そして、第９図（ｃ）は、LTQSIサイリスタS3，S4を
第９図（ｂ）に示したタイミング関係でスイッチング動
作させるために、該LTQSIサイリスタS3，S4に照射する
光トリガパルスLT3，LT4及び光クエンチパルスLQ3，LQ4
の照射タイミングを示している。すなわち、LTQSIサイ
リスタS3に照射する光トリガパルスLT3及び光クエンチ
パルスLQ3は第９図（ｂ）のS3に示すタイミング波形の
立上り及び立下りに対応する部分で発生させ、LTQSIサ
イリスタS4に照射する光トリガパルスLT4及び光クエン
チパルスLQ4は、第９図（ｂ）のS4に示すタイミング波
形の立上り及び立下りに対応する部分で発生させるよう
に制御することにより、LTQSIサイリスタS3，S4を第９
図（ｂ）のS3，S4に示すタイミング通りにスイッチング
制御することができるものである。
第９図（ｂ）に示したタイミング関係でスイッチング動
作させるために、該LTQSIサイリスタS3，S4に照射する
光トリガパルスLT3，LT4及び光クエンチパルスLQ3，LQ4
の照射タイミングを示している。すなわち、LTQSIサイ
リスタS3に照射する光トリガパルスLT3及び光クエンチ
パルスLQ3は第９図（ｂ）のS3に示すタイミング波形の
立上り及び立下りに対応する部分で発生させ、LTQSIサ
イリスタS4に照射する光トリガパルスLT4及び光クエン
チパルスLQ4は、第９図（ｂ）のS4に示すタイミング波
形の立上り及び立下りに対応する部分で発生させるよう
に制御することにより、LTQSIサイリスタS3，S4を第９
図（ｂ）のS3，S4に示すタイミング通りにスイッチング
制御することができるものである。
また、第９図に図示していないが、LTQSIサイリスタS
1，S2にそれぞれ照射する光トリガパルスLT1，LT2及び
光クエンチパルスLQ1，LQ2は、第９図（ｂ）のS1，S2に
示すタイミング波形の立上り及び立下りに対応する部分
で発生させるように制御することにより、LTQSIサイリ
スタS1，S2を第９図（ｂ）のS1，S2に示すタイミング通
りにスイッチング制御することができるものである。
1，S2にそれぞれ照射する光トリガパルスLT1，LT2及び
光クエンチパルスLQ1，LQ2は、第９図（ｂ）のS1，S2に
示すタイミング波形の立上り及び立下りに対応する部分
で発生させるように制御することにより、LTQSIサイリ
スタS1，S2を第９図（ｂ）のS1，S2に示すタイミング通
りにスイッチング制御することができるものである。
上記のようなタイミング関係で光トリガパルスLT1〜L
T4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を各LTQSIサイリスタS
1〜S4にそれぞれ照射することにより、第９図（ｄ）に
示すようなvaと位相差のないIaが流れ、これにより直流
負荷回路67にはIaの平均値である直流電流Idが出力さ
れ、ここに単相の交流‐直流変換が行なわれるものであ
る。
T4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を各LTQSIサイリスタS
1〜S4にそれぞれ照射することにより、第９図（ｄ）に
示すようなvaと位相差のないIaが流れ、これにより直流
負荷回路67にはIaの平均値である直流電流Idが出力さ
れ、ここに単相の交流‐直流変換が行なわれるものであ
る。
次に、第10図は、LTQSIサイリスタを含む、三相の交
流‐直流変換用コンバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S6はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6が
照射されることにより、スイッチング動作を行なうもの
である。図中68〜70は三相交流電源を示し、Ｌは平滑リ
アクトルであり、71は直流負荷回路である。
流‐直流変換用コンバータを示すものである。すなわ
ち、図中S1〜S6はLTQSIサイリスタであり、それぞれ光
トリガパルスLT1〜LT6及び光クエンチパルスLQ1〜LQ6が
照射されることにより、スイッチング動作を行なうもの
である。図中68〜70は三相交流電源を示し、Ｌは平滑リ
アクトルであり、71は直流負荷回路である。
ここで、先に第５図に示したようなパルス幅変調部を
用い、第11図（ａ）に示すような三相交流電源に同期し
たＲ相信号,S相信号及びＴ相信号とキャリア三角波信号
とをレベル比較し、得られたパルス幅変調信号に基づい
て各LTQSIサイリスタS1〜S6がスイッチング制御される
ようになされている。すなわち、Ｒ相信号の正側とキャ
リア三角波信号とをレベル比較して得られるパルス幅変
調信号に基づいてLTQSIサイリスタS1がスイッチング制
御され、Ｒ相信号の負側とキャリア三角波信号とをレベ
ル比較して得られるパルス幅変調信号に基づいてLTQSI
サイリスタS2がスイッチング制御される。また、Ｓ相信
号の正側とキャリア三角波信号とをレベル比較して得ら
れるパルス幅変調信号に基づいてLTQSIサイリスタS3が
スイッチング制御され、Ｓ相信号の負側とキャリア三角
波信号とをレベル比較して得られるパルス幅変調信号に
基づいてLTQSIサイリスタS4がスイッチング制御され
る。さらに、Ｔ相信号の正側とキャリア三角波信号とを
レベル比較して得られるパルス幅変調信号に基づいてLT
QSIサイリスタS5がスイッチング制御され、Ｔ相信号の
負側とキャリア三角波信号とをレベル比較して得られる
パルス幅変調信号に基づいてLTQSIサイリスタS6がスイ
ッチング制御されるものである。
用い、第11図（ａ）に示すような三相交流電源に同期し
たＲ相信号,S相信号及びＴ相信号とキャリア三角波信号
とをレベル比較し、得られたパルス幅変調信号に基づい
て各LTQSIサイリスタS1〜S6がスイッチング制御される
ようになされている。すなわち、Ｒ相信号の正側とキャ
リア三角波信号とをレベル比較して得られるパルス幅変
調信号に基づいてLTQSIサイリスタS1がスイッチング制
御され、Ｒ相信号の負側とキャリア三角波信号とをレベ
ル比較して得られるパルス幅変調信号に基づいてLTQSI
サイリスタS2がスイッチング制御される。また、Ｓ相信
号の正側とキャリア三角波信号とをレベル比較して得ら
れるパルス幅変調信号に基づいてLTQSIサイリスタS3が
スイッチング制御され、Ｓ相信号の負側とキャリア三角
波信号とをレベル比較して得られるパルス幅変調信号に
基づいてLTQSIサイリスタS4がスイッチング制御され
る。さらに、Ｔ相信号の正側とキャリア三角波信号とを
レベル比較して得られるパルス幅変調信号に基づいてLT
QSIサイリスタS5がスイッチング制御され、Ｔ相信号の
負側とキャリア三角波信号とをレベル比較して得られる
パルス幅変調信号に基づいてLTQSIサイリスタS6がスイ
ッチング制御されるものである。
すなわち、各LTQSIサイリスタS1〜S6は、第11図
（ｂ）〜（ｇ）にそれぞれ示すタイミングでスイッチン
グ動作が行なわれるように制御される。この場合、第11
図（ｂ）〜（ｇ）に示すタイミング波形のＬレベル期間
がLTQSIサイリスタS1〜S6のターンオフ状態を示し、Ｈ
レベル期間がターンオン状態を示している。そして、上
記のようなタイミング関係で光トリガパルスLT1〜LT6及
び光クエンチパルスLQ1〜LQ6を各LTQSIサイリスタS1〜S
6にそれぞれ照射することにより、前記Ｒ相信号,S相信
号及びＴ相信号が直流に変換されかつ合成されて、平滑
リアクトルＬ及び直流負荷回路71に供給され、ここに三
相の交流‐直流変換が行なわれるものである。
（ｂ）〜（ｇ）にそれぞれ示すタイミングでスイッチン
グ動作が行なわれるように制御される。この場合、第11
図（ｂ）〜（ｇ）に示すタイミング波形のＬレベル期間
がLTQSIサイリスタS1〜S6のターンオフ状態を示し、Ｈ
レベル期間がターンオン状態を示している。そして、上
記のようなタイミング関係で光トリガパルスLT1〜LT6及
び光クエンチパルスLQ1〜LQ6を各LTQSIサイリスタS1〜S
6にそれぞれ照射することにより、前記Ｒ相信号,S相信
号及びＴ相信号が直流に変換されかつ合成されて、平滑
リアクトルＬ及び直流負荷回路71に供給され、ここに三
相の交流‐直流変換が行なわれるものである。
上記のような単相及び三相の交流‐直流変換用コンバ
ータは、直流負荷の変動にかかわらず力率1.0で、かつ
交流側に低次高調波の発生がない。また、直流‐交流変
換用インバータ及び直流‐交流変換用コンバータのいず
れの場合でも、三相に限らず例えば６相や12相等の多相
交流信号の取り扱いが行ない得るものである。
ータは、直流負荷の変動にかかわらず力率1.0で、かつ
交流側に低次高調波の発生がない。また、直流‐交流変
換用インバータ及び直流‐交流変換用コンバータのいず
れの場合でも、三相に限らず例えば６相や12相等の多相
交流信号の取り扱いが行ない得るものである。
次に、この発明をアクティブフィルタに適用した一例
について説明する。第12図は、高調波キャンセル形のア
クティブフィルタを示すもので、まず、その概念につい
て簡単に説明する。すなわち、図中72は無限大母線であ
り、リアクタンスL1及び抵抗Ｒは線路インピーダンスで
あり、73は高調波電流源であり、74はアクティブフィル
タである。そして、このアクティブフィルタ74は、高調
波電流源73から無限大母線72に供給される高調波電流
cと大きさが同じで極性の反転された高調波電流−cを
出力し、両高調波電流c，−cを合成することによ
り、無限大母線72への高調波電流cの流入を防止する
ものである。
について説明する。第12図は、高調波キャンセル形のア
クティブフィルタを示すもので、まず、その概念につい
て簡単に説明する。すなわち、図中72は無限大母線であ
り、リアクタンスL1及び抵抗Ｒは線路インピーダンスで
あり、73は高調波電流源であり、74はアクティブフィル
タである。そして、このアクティブフィルタ74は、高調
波電流源73から無限大母線72に供給される高調波電流
cと大きさが同じで極性の反転された高調波電流−cを
出力し、両高調波電流c，−cを合成することによ
り、無限大母線72への高調波電流cの流入を防止する
ものである。
第13図は、上記アクティブフィルタ74の具体的構成を
示すもので、以下第14図乃至第17図に示すタイミング図
とともに説明する。すなわち、前記高調波電流源73から
出力される第14図（ａ）に示すような歪電流（第14図中
右側はレベルが小さい場合を示している）は、同期化回
路75及び実効値検出回路76に供給される。このうち、同
期化回路75は、上記歪電流に同期した同期検出信号を生
成し、実効値検出回路76は、上記歪電流の実効値を検出
して実効値検出信号を生成する。
示すもので、以下第14図乃至第17図に示すタイミング図
とともに説明する。すなわち、前記高調波電流源73から
出力される第14図（ａ）に示すような歪電流（第14図中
右側はレベルが小さい場合を示している）は、同期化回
路75及び実効値検出回路76に供給される。このうち、同
期化回路75は、上記歪電流に同期した同期検出信号を生
成し、実効値検出回路76は、上記歪電流の実効値を検出
して実効値検出信号を生成する。
そして、上記同期検出信号及び実効値検出信号は、正
弦波発生回路77に供給される。この正弦波発生回路77
は、入力された同期検出信号及び実効値検出信号に基づ
いて、上記歪電流の実効値に比例しかつ歪電流に同期し
た第14図（ｂ）に示すような正弦波信号を生成するもの
である。ここで、上記正弦波発生回路77から出力された
正弦波信号と上記歪電流とは、減算回路78に供給され
て、 （正弦波信号）−（歪電流） なる減算が行なわれ、減算回路78からは第14図（ｃ）に
示すような減算信号が出力される。
弦波発生回路77に供給される。この正弦波発生回路77
は、入力された同期検出信号及び実効値検出信号に基づ
いて、上記歪電流の実効値に比例しかつ歪電流に同期し
た第14図（ｂ）に示すような正弦波信号を生成するもの
である。ここで、上記正弦波発生回路77から出力された
正弦波信号と上記歪電流とは、減算回路78に供給され
て、 （正弦波信号）−（歪電流） なる減算が行なわれ、減算回路78からは第14図（ｃ）に
示すような減算信号が出力される。
ここにおいて、第14図（ｃ）に示す減算信号を、図中
期間Ｔの間において拡大した波形を第15図（ａ）に示
す。そして、この減算信号は、比較回路79及び絶対値作
成回路80にそれぞれ供給される。このうち、比較回路79
は、上記減算信号を接地電位と比較することにより、減
算信号の零クロス点で極性反転する第15図（ｂ）に示す
ような零クロス信号を出力する。また、絶対値作成回路
80は、上記零クロス信号に基づいて、減算信号の絶対値
をとり、第15図（ｃ）に示すような絶対値信号を出力す
るものである。
期間Ｔの間において拡大した波形を第15図（ａ）に示
す。そして、この減算信号は、比較回路79及び絶対値作
成回路80にそれぞれ供給される。このうち、比較回路79
は、上記減算信号を接地電位と比較することにより、減
算信号の零クロス点で極性反転する第15図（ｂ）に示す
ような零クロス信号を出力する。また、絶対値作成回路
80は、上記零クロス信号に基づいて、減算信号の絶対値
をとり、第15図（ｃ）に示すような絶対値信号を出力す
るものである。
そして、上記絶対値信号は、減算回路81の一方の入力
端に供給される。この減算回路81の他方の入力端には、
キャリア三角波信号発生回路82から出力される第16図
（ａ）に示すようなキャリア三角波信号が供給されてい
る。そして、上記減算回路81は、 （絶対値信号）−（キャリア三角波信号） なる減算を行ない、第16図（ｂ）に示すようなパルス幅
変調信号を出力する。
端に供給される。この減算回路81の他方の入力端には、
キャリア三角波信号発生回路82から出力される第16図
（ａ）に示すようなキャリア三角波信号が供給されてい
る。そして、上記減算回路81は、 （絶対値信号）−（キャリア三角波信号） なる減算を行ない、第16図（ｂ）に示すようなパルス幅
変調信号を出力する。
ここで、上記パルス幅変調信号及び前記零クロス信号
は、パルス生成回路83に供給されて、光トリガパルスLT
1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4の生成に供され
る。そして、この光トリガパルスLT1〜LT4及び光クエン
チパルスLQ1〜LQ4は、直流‐交流変換用インバータ（以
下インバータ回路という）84に供給される。このインバ
ータ回路84は先に第１図で示したLTQSIサイリスタS1〜S
4を用いた直流‐交流変換用インバータと同じ構成とな
されている。
は、パルス生成回路83に供給されて、光トリガパルスLT
1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4の生成に供され
る。そして、この光トリガパルスLT1〜LT4及び光クエン
チパルスLQ1〜LQ4は、直流‐交流変換用インバータ（以
下インバータ回路という）84に供給される。このインバ
ータ回路84は先に第１図で示したLTQSIサイリスタS1〜S
4を用いた直流‐交流変換用インバータと同じ構成とな
されている。
すなわち、今、第16図（ｂ）に示すパルス幅変調信号
の一部T0を拡大した波形を第17図（ａ）に示し、第17図
（ａ）中時刻T1が前記零クロス信号の極性反転時であ
り、時刻T1以前が第15図（ａ）に示す減算信号の正期間
で、時刻T1以後が該減算信号の負期間であるとする。す
ると、上記パルス生成回路83は、インバータ回路84の各
LTQSIサイリスタS1〜S4が第17図（ｂ）に示すタイミン
グでスイッチング制御されるように、光トリガパルスLT
1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を発生する。この
場合、第17図（ｂ）に示すタイミング波形のＬレベル期
間が各LTQSIサイリスタS1〜S4のターンオフ状態を示
し、Ｈレベル期間がターンオン状態を示している。
の一部T0を拡大した波形を第17図（ａ）に示し、第17図
（ａ）中時刻T1が前記零クロス信号の極性反転時であ
り、時刻T1以前が第15図（ａ）に示す減算信号の正期間
で、時刻T1以後が該減算信号の負期間であるとする。す
ると、上記パルス生成回路83は、インバータ回路84の各
LTQSIサイリスタS1〜S4が第17図（ｂ）に示すタイミン
グでスイッチング制御されるように、光トリガパルスLT
1〜LT4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を発生する。この
場合、第17図（ｂ）に示すタイミング波形のＬレベル期
間が各LTQSIサイリスタS1〜S4のターンオフ状態を示
し、Ｈレベル期間がターンオン状態を示している。
そして、第17図（ｃ）は、LTQSIサイリスタS1，S2を
第17図（ｂ）のS1，S2に示すタイミング関係でスイッチ
ング動作させるために、該LTQSIサイリスタS1，S2照射
する光クエンチパルスLQ1及び光トリガパルスLT2の照射
タイミングを示している。また、第17図（ｄ）は、LTQS
IサイリスタS3，S4を第17図（ｂ）のS3，S4に示すタイ
ミング関係でスイッチング動作させるために、該LTQSI
サイリスタS3，S4に照射する光トリガパルスLT3，LT4及
び光クエンチパルスLQ3，LQ4の照射タイミングを示して
いる。そして、これら各照射タイミングの関係は、先に
第３図で示したものと同様に説明できるので、その説明
は省略する。
第17図（ｂ）のS1，S2に示すタイミング関係でスイッチ
ング動作させるために、該LTQSIサイリスタS1，S2照射
する光クエンチパルスLQ1及び光トリガパルスLT2の照射
タイミングを示している。また、第17図（ｄ）は、LTQS
IサイリスタS3，S4を第17図（ｂ）のS3，S4に示すタイ
ミング関係でスイッチング動作させるために、該LTQSI
サイリスタS3，S4に照射する光トリガパルスLT3，LT4及
び光クエンチパルスLQ3，LQ4の照射タイミングを示して
いる。そして、これら各照射タイミングの関係は、先に
第３図で示したものと同様に説明できるので、その説明
は省略する。
上記のようなタイミング関係で光トリガパルスLT1〜L
T4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を各LTQSIサイリスタS
1〜S4にそれぞれ照射することにより、インバータ回路8
4からは、第17図（ｅ）に示すような、先に第14図
（ｃ）に示した減算信号に対応したデューティ比を有す
るパルス信号が出力される。そしてこのパルス信号の平
均値は、第17図（ｆ）に示すようになり、第14図（ｃ）
に示した減算信号を得ることができる。
T4及び光クエンチパルスLQ1〜LQ4を各LTQSIサイリスタS
1〜S4にそれぞれ照射することにより、インバータ回路8
4からは、第17図（ｅ）に示すような、先に第14図
（ｃ）に示した減算信号に対応したデューティ比を有す
るパルス信号が出力される。そしてこのパルス信号の平
均値は、第17図（ｆ）に示すようになり、第14図（ｃ）
に示した減算信号を得ることができる。
すなわち、LTQSIサイリスタを用いたインバータ回路8
4からは、前記高調波電流源73の出力に対し、ほぼ大き
さが等しく極性の反転した信号を得ることができ、高調
波電流を打ち消すことができるものである。
4からは、前記高調波電流源73の出力に対し、ほぼ大き
さが等しく極性の反転した信号を得ることができ、高調
波電流を打ち消すことができるものである。
ここで、上述した各実施例において、大電力を取り扱
う場合には、第18図に示すように、複数のLTQSIサイリ
スタを直並列化接続して、各LTQSIサイリスタを光トリ
ガパルス及び光クエンチパルスで同時にスイッチング動
作させるようにすればよいものである。この場合、前述
したように、複数のLTQSIサイリスタは、補助電源等を
必要とせずに光トリガパルス及び光クエンチパルスを直
接照射するだけで、ターンオン状態及びターンオフ状態
に制御することができるため、高電圧大電力を取り扱う
際の構成を非常に有利にすることができる。
う場合には、第18図に示すように、複数のLTQSIサイリ
スタを直並列化接続して、各LTQSIサイリスタを光トリ
ガパルス及び光クエンチパルスで同時にスイッチング動
作させるようにすればよいものである。この場合、前述
したように、複数のLTQSIサイリスタは、補助電源等を
必要とせずに光トリガパルス及び光クエンチパルスを直
接照射するだけで、ターンオン状態及びターンオフ状態
に制御することができるため、高電圧大電力を取り扱う
際の構成を非常に有利にすることができる。
なお、この発明は上記各実施例に限定されるものでは
なく、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して
実施することができる。
なく、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して
実施することができる。
したがって、以上詳述したようにこの発明によれば、
簡易な構成で、しかも高速動作が可能であり、パルス幅
変調信号に対応したタイミングで光トリガパルスLT及び
光クエンチパルスLQを発生させて、LQSIサイリスタをス
イッチング動作させるようにした光パルス幅変調（OPW
M）制御を行っているため、電力変換を完全に光のみに
よって行うことができ、従来のように大電力を扱う部分
とスイッチング制御を行う部分との絶縁を考慮すること
はなく、安全にかつ有効な電力変換を行うことができ、
大電力の取り扱いにも適し得る極めて良好な光制御電力
変換装置を提供することができる。
簡易な構成で、しかも高速動作が可能であり、パルス幅
変調信号に対応したタイミングで光トリガパルスLT及び
光クエンチパルスLQを発生させて、LQSIサイリスタをス
イッチング動作させるようにした光パルス幅変調（OPW
M）制御を行っているため、電力変換を完全に光のみに
よって行うことができ、従来のように大電力を扱う部分
とスイッチング制御を行う部分との絶縁を考慮すること
はなく、安全にかつ有効な電力変換を行うことができ、
大電力の取り扱いにも適し得る極めて良好な光制御電力
変換装置を提供することができる。
第１図はこの発明に係る光制御電力変換装置の一実施例
を示すもので単相の直流‐交流変換用インバータを示す
回路構成図、第２図は同インバータのパルス幅変調部の
レベル比較器の回路表現図、第３図は同インバータの動
作を説明するためのタイミング図、第４図は三相の直流
‐交流変換用インバータを示す回路構成図、第５図は同
インバータのパルス幅変調部を示すブロック構成図、第
６図は同インバータの動作を説明するためのタイミング
図、第７図は三相交流電動機駆動用の交流‐直流‐交流
変換用インバータを示すブロック回路構成図、第８図及
び第９図はそれぞれ単相の交流‐直流変換用コンバータ
を示す回路構成図及びその動作を説明するためのタイミ
ング図、第10図及び第11図はそれぞれ三相の交流‐直流
変換用コンバータを示す回路構成図及びその動作を説明
するためのタイミング図、第12図はアクティブフィルタ
の概念図、第13図はアクティブフィルタの詳細を示すブ
ロック構成図、第14図乃至第17図はそれぞれ同アクティ
ブフィルタの動作を説明するためのタイミング図、第18
図はLTQSIサイリスタの直並列化接続を示す回路構成
図、第19図はLTQSIサイリスタの構造を示す側断面図、
第20図は同LTQSIサイリスタの特性を示す特性図、第21
図は同LTQSIサイリスタの回路表現を示す回路構成図で
ある。 11…n-高抵抗半導体領域、12…p+アノード領域、13…p+
ゲート領域、14…アノード端子、15…SIPT、16…n-高抵
抗エピタキシャル領域、17…n+カソード領域、18…カソ
ード端子、19…チャネル領域、20…n+ベース領域、21…
ゲート（ベース）電極、22…ゲート（ベース）端子、23
…p+ドレイン（コレクタ）領域、24…ドレイン（コレク
タ）電極、25…ドレイン（コレクタ）端子、26…n+ゲー
ト領域、27…n-チャネル領域、28…n-チャネル（ベー
ス）領域、29…SIT、30…SIPT、31…ゲート、32…アノ
ード端子、33…カソード端子、34…ドレイン端子、35…
ゲート端子、36…定電圧源、37,38…端子、39…レベル
比較器、40…非反転入力端子、41…反転入力端子、42…
出力端子、43…定電圧源、44〜46…出力端子、47…三相
交流信号発生源、48〜50…レベル比較器、51…キャリア
三角波信号発生回路、52…定電圧源、53〜55…出力端
子、56〜58…入力端子、59…整流回路、60…三相交流電
動機、61…パルスジェネレータ、62…ベクトル演算回
路、63…調整用操作部、64…速度制御回路、65…インバ
ータ制御回路、66…交流電源、67…直流負荷回路、68〜
70…交流電源、71…直流負荷回路、72…無限大母線、73
…高調波電流源、74…アクティブフィルタ、75…同期化
回路、76…実効値検出回路、77…正弦波発生回路、78…
減算回路、79…比較回路、80…絶対値作成回路、81…減
算回路、82…キャリア三角波信号発生回路、83…パルス
生成回路、84…インバータ回路。
を示すもので単相の直流‐交流変換用インバータを示す
回路構成図、第２図は同インバータのパルス幅変調部の
レベル比較器の回路表現図、第３図は同インバータの動
作を説明するためのタイミング図、第４図は三相の直流
‐交流変換用インバータを示す回路構成図、第５図は同
インバータのパルス幅変調部を示すブロック構成図、第
６図は同インバータの動作を説明するためのタイミング
図、第７図は三相交流電動機駆動用の交流‐直流‐交流
変換用インバータを示すブロック回路構成図、第８図及
び第９図はそれぞれ単相の交流‐直流変換用コンバータ
を示す回路構成図及びその動作を説明するためのタイミ
ング図、第10図及び第11図はそれぞれ三相の交流‐直流
変換用コンバータを示す回路構成図及びその動作を説明
するためのタイミング図、第12図はアクティブフィルタ
の概念図、第13図はアクティブフィルタの詳細を示すブ
ロック構成図、第14図乃至第17図はそれぞれ同アクティ
ブフィルタの動作を説明するためのタイミング図、第18
図はLTQSIサイリスタの直並列化接続を示す回路構成
図、第19図はLTQSIサイリスタの構造を示す側断面図、
第20図は同LTQSIサイリスタの特性を示す特性図、第21
図は同LTQSIサイリスタの回路表現を示す回路構成図で
ある。 11…n-高抵抗半導体領域、12…p+アノード領域、13…p+
ゲート領域、14…アノード端子、15…SIPT、16…n-高抵
抗エピタキシャル領域、17…n+カソード領域、18…カソ
ード端子、19…チャネル領域、20…n+ベース領域、21…
ゲート（ベース）電極、22…ゲート（ベース）端子、23
…p+ドレイン（コレクタ）領域、24…ドレイン（コレク
タ）電極、25…ドレイン（コレクタ）端子、26…n+ゲー
ト領域、27…n-チャネル領域、28…n-チャネル（ベー
ス）領域、29…SIT、30…SIPT、31…ゲート、32…アノ
ード端子、33…カソード端子、34…ドレイン端子、35…
ゲート端子、36…定電圧源、37,38…端子、39…レベル
比較器、40…非反転入力端子、41…反転入力端子、42…
出力端子、43…定電圧源、44〜46…出力端子、47…三相
交流信号発生源、48〜50…レベル比較器、51…キャリア
三角波信号発生回路、52…定電圧源、53〜55…出力端
子、56〜58…入力端子、59…整流回路、60…三相交流電
動機、61…パルスジェネレータ、62…ベクトル演算回
路、63…調整用操作部、64…速度制御回路、65…インバ
ータ制御回路、66…交流電源、67…直流負荷回路、68〜
70…交流電源、71…直流負荷回路、72…無限大母線、73
…高調波電流源、74…アクティブフィルタ、75…同期化
回路、76…実効値検出回路、77…正弦波発生回路、78…
減算回路、79…比較回路、80…絶対値作成回路、81…減
算回路、82…キャリア三角波信号発生回路、83…パルス
生成回路、84…インバータ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三井 潔夫 仙台市中山７の１番20の403号 (72)発明者 三浦 君男 泉市南光台２丁目８番１号 (72)発明者 三田村 紘一 仙台市中山７の１番48の201号 (56)参考文献 特開 昭55−128870（ＪＰ，Ａ)
Claims (7)
- 【請求項１】それぞれ複数のスイッチング素子を直列接
続してなる複数の直列回路を並列に接続した直並列回路
と、この直並列回路を構成する複数のスイッチング素子
をそれぞれ独立してオン状態及びオフ状態に選択的に制
御する制御手段とを備え、入力端に供給された入力電力
に所定の電力変換処理を施して、出力端に接続された負
荷に導出する電力変換装置において、前記複数のスイッ
チング素子を、光トリガパルスが照射されることにより
オン状態に制御され、光クエンチパルスが照射されるこ
とによりオフ状態に制御される光トリガ・光クエンチ静
電誘導サイリスタで構成し、前記制御手段は、パルス幅
変調に対応したタイミングで前記光トリガ・光クエンチ
静電誘導サイリスタに、光トリガパルス及び光クエンチ
パルスを選択的に照射するように制御することを特徴と
する光制御電力変換装置。 - 【請求項２】前記電力変換装置は、単相の直流−交流変
換用インバータを構成するように制御されることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の光制御電力変換装
置。 - 【請求項３】前記電力変換装置は、多相の直流−交流変
換用インバータを構成するように制御されることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の光制御電力変換装
置。 - 【請求項４】前記電力変換装置は、多相交流電動機駆動
用の交流−直流−交流変換用インバータを構成するよう
に制御されることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の光制御電力変換装置。 - 【請求項５】前記電力変換装置は、単相の交流−直流変
換用コンバータを構成するように制御されることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の光制御電力変換装
置。 - 【請求項６】前記電力変換装置は、多相の交流−直流変
換用コンバータを構成するように制御されることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の光制御電力変換装
置。 - 【請求項７】前記電力変換装置は、アクティブフィルタ
を構成するように制御されることを特徴とする特許請求
の範囲第１項記載の光制御電力変換装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60143278A JP2659931B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-06-29 | 光制御電力変換装置 |
| DE86108676T DE3689207T2 (de) | 1985-06-29 | 1986-06-25 | Optisch gesteuerte Leistungsumwandlungseinrichtung. |
| EP86108676A EP0208204B1 (en) | 1985-06-29 | 1986-06-25 | Optically controlled power converting apparatus |
| US06/879,941 US4719551A (en) | 1985-06-29 | 1986-06-30 | Optically controlled power converting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60143278A JP2659931B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-06-29 | 光制御電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS627366A JPS627366A (ja) | 1987-01-14 |
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Family
ID=15335018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60143278A Expired - Fee Related JP2659931B2 (ja) | 1985-06-29 | 1985-06-29 | 光制御電力変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4719551A (ja) |
| EP (1) | EP0208204B1 (ja) |
| JP (1) | JP2659931B2 (ja) |
| DE (1) | DE3689207T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPS63157664A (ja) * | 1986-12-18 | 1988-06-30 | Toshiba Corp | サイリスタ変換器用ゲ−トパルス発生器 |
| US5614802A (en) * | 1987-02-13 | 1997-03-25 | Nilssen; Ole K. | Frequency, voltage and waveshape converter for a three phase induction motor |
| KR910000543B1 (ko) * | 1987-03-24 | 1991-01-26 | 자이당호오징 한도오다이 겡큐 싱고오가이 | Pwm 전력변환장치 |
| JP2714195B2 (ja) * | 1989-12-08 | 1998-02-16 | 株式会社東芝 | 電圧変動及び高調波の抑制装置 |
| US5917295A (en) * | 1996-01-31 | 1999-06-29 | Kaman Electromagnetics Corporation | Motor drive system having a plurality of series connected H-bridges |
| US6204493B1 (en) | 1998-08-21 | 2001-03-20 | Drexel University | Fault tolerant electric current regulator |
| KR100419893B1 (ko) * | 2001-05-30 | 2004-03-04 | 썬스타 특수정밀 주식회사 | 다두식 자수기의 구동장치 |
| US7057214B2 (en) * | 2003-07-01 | 2006-06-06 | Optiswitch Technology Corporation | Light-activated semiconductor switches |
| US6995545B2 (en) * | 2003-08-18 | 2006-02-07 | Mks Instruments, Inc. | Control system for a sputtering system |
| WO2007002603A2 (en) * | 2005-06-24 | 2007-01-04 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Optically-triggered power system and devices |
| NL1030481C2 (nl) * | 2005-11-22 | 2007-05-23 | Atlas Copco Airpower Nv | Inrichting voor aansluiting op een impedantie met een voornamelijk inductief karakter. |
| WO2007130481A2 (en) * | 2006-05-05 | 2007-11-15 | Georgia Tech Research Corporation | Voltage synthesis using virtual quadrature sources |
| JPWO2009057473A1 (ja) * | 2007-10-30 | 2011-03-10 | 日本碍子株式会社 | プラズマリアクタ |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SU603089A1 (ru) * | 1976-02-16 | 1978-04-15 | Abdulaev Abdul Mabut A | Устройсво дл управлени вентильным -фазным преобразователем |
| JPS5437461A (en) * | 1977-08-29 | 1979-03-19 | Hitachi Ltd | Optical coupling switch circuit |
| JPS5466080A (en) * | 1977-11-05 | 1979-05-28 | Nippon Gakki Seizo Kk | Semiconductor device |
| JPS55128870A (en) * | 1979-03-26 | 1980-10-06 | Semiconductor Res Found | Electrostatic induction thyristor and semiconductor device |
| JPS57151271A (en) * | 1981-03-11 | 1982-09-18 | Hitachi Ltd | Controlling method for firing of pwm controlling converter |
| JPS5986395A (ja) * | 1982-11-09 | 1984-05-18 | Toshiba Corp | 光制御装置 |
| JPH0779159B2 (ja) * | 1984-03-22 | 1995-08-23 | 潤一 西澤 | 光トリガ・光クエンチ可能なサイリスタ装置 |
| JPS6154668A (ja) * | 1984-08-25 | 1986-03-18 | Semiconductor Res Found | 光トリガ・光クエンチ静電誘導サイリスタ |
-
1985
- 1985-06-29 JP JP60143278A patent/JP2659931B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-06-25 DE DE86108676T patent/DE3689207T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1986-06-25 EP EP86108676A patent/EP0208204B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-06-30 US US06/879,941 patent/US4719551A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4719551A (en) | 1988-01-12 |
| EP0208204A2 (en) | 1987-01-14 |
| EP0208204B1 (en) | 1993-10-27 |
| DE3689207D1 (de) | 1993-12-02 |
| JPS627366A (ja) | 1987-01-14 |
| DE3689207T2 (de) | 1994-03-03 |
| EP0208204A3 (en) | 1987-11-25 |
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