JP2653713B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 8
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- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、入出力絶縁型のスイッチングレギュレータ
に関し、特に回路構成を簡素化したスイッチングレギュ
レータに関する。
に関し、特に回路構成を簡素化したスイッチングレギュ
レータに関する。
［従来の技術］ 従来のスイッチングレギュレータとして、第７図に示
す回路のものがあった。これは、交流電源２からの交流
電圧を整流器４で整流すると共に平滑コンデンサ６で平
滑化することによって得られる整流電圧VINを、第１の
電力変換部８及び第２の電圧変換部10へ通すことによ
り、安定な直流電圧Voを発生させる構成となっている。
す回路のものがあった。これは、交流電源２からの交流
電圧を整流器４で整流すると共に平滑コンデンサ６で平
滑化することによって得られる整流電圧VINを、第１の
電力変換部８及び第２の電圧変換部10へ通すことによ
り、安定な直流電圧Voを発生させる構成となっている。
即ち、第１の電力変換部８は、スイッチングトランジ
スタQ1のスイッチング動作により入力VINから送り出さ
れる断続エネルギーを、チョークコイルCHとコンデンサ
C1からなるLCフィルタ及びフライホイールダイオードD1
で平均化することにより直流安定化電圧Vcを発生するも
のであり、パルス幅制御回路12が直流安定化電圧Vcの電
圧変動を検出して、電圧変動を抑制するようにスイッチ
ングトランジスタQ1の通電期間制御（PWM）を行う。
スタQ1のスイッチング動作により入力VINから送り出さ
れる断続エネルギーを、チョークコイルCHとコンデンサ
C1からなるLCフィルタ及びフライホイールダイオードD1
で平均化することにより直流安定化電圧Vcを発生するも
のであり、パルス幅制御回路12が直流安定化電圧Vcの電
圧変動を検出して、電圧変動を抑制するようにスイッチ
ングトランジスタQ1の通電期間制御（PWM）を行う。
第２の電力変換部10は、安定化した直流電圧Vcを、高
周波トランスＴの一次巻線L1に直列接続したトランジス
タQ2のスイッチング動作によって再び高周波パルスの信
号に変換して二次巻線L2側に発生させ、整流ダイオード
D2及び平滑コンデンサCoで整流及び平滑化することによ
って、安定化した直流電圧Voを発生させる。更に、パル
ス幅制御回路14が負荷RLの変動に伴う電圧Voの電圧変動
を検出して、電圧変動を抑制するようにスイッチングト
ランジスタQ2の通電期間制御を行う。
周波トランスＴの一次巻線L1に直列接続したトランジス
タQ2のスイッチング動作によって再び高周波パルスの信
号に変換して二次巻線L2側に発生させ、整流ダイオード
D2及び平滑コンデンサCoで整流及び平滑化することによ
って、安定化した直流電圧Voを発生させる。更に、パル
ス幅制御回路14が負荷RLの変動に伴う電圧Voの電圧変動
を検出して、電圧変動を抑制するようにスイッチングト
ランジスタQ2の通電期間制御を行う。
このように、第１の電力変換部８と第２の電力変換部
10をシリーズに接続したスイッチングレギュレータによ
れば、交流電源２の電圧振幅が大幅に変動しても第１の
電力変換部８の作用により電圧Vcを安定化させることが
できるので、コンデンサのCV積を最小値で済ますことが
できるという利点がある。
10をシリーズに接続したスイッチングレギュレータによ
れば、交流電源２の電圧振幅が大幅に変動しても第１の
電力変換部８の作用により電圧Vcを安定化させることが
できるので、コンデンサのCV積を最小値で済ますことが
できるという利点がある。
例えば、第１の電力変換部８を省略して、平滑コンデ
ンサ６の電圧VinをコンデンサC1に直接供給する回路構
成として場合には、交流電源２の最大電圧振幅以上の耐
電圧のコンデンサを必要とし、更に、最小振幅時であっ
ても負荷へ十分の電力を供給するために、極めて大容量
のコンデンサを設けることが必要となる。
ンサ６の電圧VinをコンデンサC1に直接供給する回路構
成として場合には、交流電源２の最大電圧振幅以上の耐
電圧のコンデンサを必要とし、更に、最小振幅時であっ
ても負荷へ十分の電力を供給するために、極めて大容量
のコンデンサを設けることが必要となる。
これに対し、第１の電力変換回路８を設けることで、
耐電圧が低く且つ小容量のコンデンサで安定化した直流
電圧を発生することができる。
耐電圧が低く且つ小容量のコンデンサで安定化した直流
電圧を発生することができる。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような従来のスイッチングレギュ
レータにあっては、それぞれの電力変換回路にスイッチ
ングトランジスタ及びパルス幅制御回路を設けているの
で回路規模が大きくなるという問題があった。
レータにあっては、それぞれの電力変換回路にスイッチ
ングトランジスタ及びパルス幅制御回路を設けているの
で回路規模が大きくなるという問題があった。
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであ
り、回路規模の小さなスイッチングレギュレータを提供
することを目的とする。
り、回路規模の小さなスイッチングレギュレータを提供
することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ このような目的に対し本発明は、交流電圧を整流する
整流回路と、スイッチング素子の通電期間制御により該
整流回路に発生した整流電流をチョップして交播電流を
発生させ、更に該交播電流をチョークコイルとコンデン
サから成るフィルタにより平滑化することで直流の第１
電圧を発生する第１の電力変換部と、該第１の電力変換
部のコンデンサ第１電圧をスイッチング素子の通電期間
制御によりチョップして交播電流をトランスの一次巻線
へ供給し、該トランスの二次巻線に誘起する電圧をフィ
ルタで平滑化することにより直流の第２電圧を発生する
スイッチングレギュレータを対象とする。
整流回路と、スイッチング素子の通電期間制御により該
整流回路に発生した整流電流をチョップして交播電流を
発生させ、更に該交播電流をチョークコイルとコンデン
サから成るフィルタにより平滑化することで直流の第１
電圧を発生する第１の電力変換部と、該第１の電力変換
部のコンデンサ第１電圧をスイッチング素子の通電期間
制御によりチョップして交播電流をトランスの一次巻線
へ供給し、該トランスの二次巻線に誘起する電圧をフィ
ルタで平滑化することにより直流の第２電圧を発生する
スイッチングレギュレータを対象とする。
そして、上記第１の電力変換部の上記スイッチング素
子を第２の電力変換部の上記スイッチング素子で共用す
ると共に、少なくとも第１の電力変換部に発生する第１
電圧と第２の電力変換部に発生する第２電圧の変動に対
応して該スイッチング素子の通電期間を制御するパルス
幅制御部を備える構成とした。
子を第２の電力変換部の上記スイッチング素子で共用す
ると共に、少なくとも第１の電力変換部に発生する第１
電圧と第２の電力変換部に発生する第２電圧の変動に対
応して該スイッチング素子の通電期間を制御するパルス
幅制御部を備える構成とした。
［作用］ このような構成を有する本発明のスイッチングレギュ
レータにあっては、第１の電力変換部及び第２の電力変
換部のチョップ動作を１つのスイッチング素子で共用し
て行い、且つこのスイッチング素子の通電期間制御を共
通のパルス幅制御回路で行うようにしたので、第１の電
力変換部及び第２の電力変換部の電圧安定化の機能を低
下させることなく、回路を小形化することができる。
レータにあっては、第１の電力変換部及び第２の電力変
換部のチョップ動作を１つのスイッチング素子で共用し
て行い、且つこのスイッチング素子の通電期間制御を共
通のパルス幅制御回路で行うようにしたので、第１の電
力変換部及び第２の電力変換部の電圧安定化の機能を低
下させることなく、回路を小形化することができる。
又、他励式のスイッチングレギュレータと自励式のス
イッチングレギュレータのいずれにも適用することがで
きる。
イッチングレギュレータのいずれにも適用することがで
きる。
［実施例］ 本発明の第１実施例を図面と共に説明する。まず、回
路構成を第１図と共に説明すると、これは交流電源２か
ら供給される交流電圧を整流器４で整流すると共に平滑
コンデンサ６で平滑化することによって得られる整流電
圧VINを第１の電力変換部８及び第２の電力変換部10へ
通すことにより、安定な直流電圧Voを発生させる他励式
のスイッチングレギュレータである。
路構成を第１図と共に説明すると、これは交流電源２か
ら供給される交流電圧を整流器４で整流すると共に平滑
コンデンサ６で平滑化することによって得られる整流電
圧VINを第１の電力変換部８及び第２の電力変換部10へ
通すことにより、安定な直流電圧Voを発生させる他励式
のスイッチングレギュレータである。
即ち、平滑コンデンサ６の一端に接続するチョークコ
イルCHにダイオードD11とD12が接続し、これらのダイオ
ードD11とD12のカソード間に高周波トランスＴの一次巻
線L1が接続すると共に、ダイオードD11のカソード接点
とコンデンサ６の他端との間にコンデンサC1が接続し、
ダイオードD12のカソード接点とコンデンサ６の他端と
の間にスイッチングトランジスタQsが接続している。
イルCHにダイオードD11とD12が接続し、これらのダイオ
ードD11とD12のカソード間に高周波トランスＴの一次巻
線L1が接続すると共に、ダイオードD11のカソード接点
とコンデンサ６の他端との間にコンデンサC1が接続し、
ダイオードD12のカソード接点とコンデンサ６の他端と
の間にスイッチングトランジスタQsが接続している。
そして、高周波トランスＴの二次巻線L2の両端間に整
流ダイオードD2及び平滑コンデンサCoが直列に接続し、
平滑コンデンサCoの両端に生じる安定化電圧Voを負荷RL
に供給するようになっている。
流ダイオードD2及び平滑コンデンサCoが直列に接続し、
平滑コンデンサCoの両端に生じる安定化電圧Voを負荷RL
に供給するようになっている。
更に、スイッチングトランジスタQsは、パルス幅制御
回路で制御される。即ち、パルス幅制御回路は、コンデ
ンサCoの両端電圧Voと基準電圧VREFを逐次比較する差動
増幅回路16、コンデンサC1の両端電圧Vcと基準電圧VREF
を逐次比較する差動増幅回路18、差動増幅回路16の出力
する差信号Δ１の電圧に応じた周波数の三角波信号Saを
出力する発振回路20及び、発振回路22からの三角波信号
Saの電圧と差動増幅回路18からの差信号Δ２の電圧を比
較することによって短形波の駆動信号Sbを発生する差動
増幅器22から構成されている。
回路で制御される。即ち、パルス幅制御回路は、コンデ
ンサCoの両端電圧Voと基準電圧VREFを逐次比較する差動
増幅回路16、コンデンサC1の両端電圧Vcと基準電圧VREF
を逐次比較する差動増幅回路18、差動増幅回路16の出力
する差信号Δ１の電圧に応じた周波数の三角波信号Saを
出力する発振回路20及び、発振回路22からの三角波信号
Saの電圧と差動増幅回路18からの差信号Δ２の電圧を比
較することによって短形波の駆動信号Sbを発生する差動
増幅器22から構成されている。
ここで、チョークコイルCHのインダクタンスは、スイ
ッチングトランジスタQsがオン／オフ動作を繰り返す際
の全負荷時に連続モードとなる条件を満足させるため
に、臨界電流以上の電流が流れるように設定され、高周
波トランスＴの二次巻線L2のインダクタンスは、断続モ
ードで臨界電流以下の電流が流れるように設定されてい
る。
ッチングトランジスタQsがオン／オフ動作を繰り返す際
の全負荷時に連続モードとなる条件を満足させるため
に、臨界電流以上の電流が流れるように設定され、高周
波トランスＴの二次巻線L2のインダクタンスは、断続モ
ードで臨界電流以下の電流が流れるように設定されてい
る。
又、高周波トランスＴの一次巻線L1と二次巻線L2の巻
数比は、適宜の比率n1:n2に設定されている。
数比は、適宜の比率n1:n2に設定されている。
次に、かかる第１実施例の差動を説明する。
まず、スイッチングトランジスタQsが駆動信号Sbに同
期してオン・オフ動作を繰り返すことにより、スイッチ
ングトランジスタQsのソース・ドレイン間電圧VCEが第
２図（ａ）に示すように変化する。それに伴って、第２
図（ｂ）に示すように、スイッチングトランジスタQsが
オンとなる期間TONでは、チョークコイルCHの両端電圧V
1がほぼコンデンサ６の電圧VINに等しくなり、スイッチ
ングトランジスタQsがオフとなる期間TOFFでは、チョー
クコイルCHの両端電圧v1が、電圧VINからコンデンサC1
の両端電圧Vcを差し引いた電圧VIN−Vcにほぼ等しくな
る。そして、チョークコイルCHには第２図（ｃ）に示す
ような平均電流i1が流れる。
期してオン・オフ動作を繰り返すことにより、スイッチ
ングトランジスタQsのソース・ドレイン間電圧VCEが第
２図（ａ）に示すように変化する。それに伴って、第２
図（ｂ）に示すように、スイッチングトランジスタQsが
オンとなる期間TONでは、チョークコイルCHの両端電圧V
1がほぼコンデンサ６の電圧VINに等しくなり、スイッチ
ングトランジスタQsがオフとなる期間TOFFでは、チョー
クコイルCHの両端電圧v1が、電圧VINからコンデンサC1
の両端電圧Vcを差し引いた電圧VIN−Vcにほぼ等しくな
る。そして、チョークコイルCHには第２図（ｃ）に示す
ような平均電流i1が流れる。
更に、交流電源２の電圧変動により電圧VINが上昇
し、それに伴ってコンデンサC1の両端電圧Vcが上昇した
場合には、差動増幅器18が基準電圧VREFと電圧Vcの差に
相当する差信号Δ２を出力し、更に、差動増幅器22が発
振回路20からの三角波信号Saと差信号Δ２を比較するこ
とによって、駆動信号Sbの“H"レベルとなる期間が短く
なる。この結果、スイッチングトランジスタQsの通電期
間TONが短くなり、コンデンサC1の電圧Vcの上昇を抑制
する帰還制御が自動的に行われることとなる。
し、それに伴ってコンデンサC1の両端電圧Vcが上昇した
場合には、差動増幅器18が基準電圧VREFと電圧Vcの差に
相当する差信号Δ２を出力し、更に、差動増幅器22が発
振回路20からの三角波信号Saと差信号Δ２を比較するこ
とによって、駆動信号Sbの“H"レベルとなる期間が短く
なる。この結果、スイッチングトランジスタQsの通電期
間TONが短くなり、コンデンサC1の電圧Vcの上昇を抑制
する帰還制御が自動的に行われることとなる。
逆に交流電源２の電圧変動により電圧VINが降下し、
それに伴ってコンデンサC1の両端電圧Vcが降下した場合
には、同様の帰還制御によって駆動信号Sbの“H"レベル
となる期間が長くなるのにしたがってスイッチングトラ
ンジスタQsの通電期間TONが長くなり、コンデンサC1の
電圧Vcの降下を抑制する。
それに伴ってコンデンサC1の両端電圧Vcが降下した場合
には、同様の帰還制御によって駆動信号Sbの“H"レベル
となる期間が長くなるのにしたがってスイッチングトラ
ンジスタQsの通電期間TONが長くなり、コンデンサC1の
電圧Vcの降下を抑制する。
このように、スイッチングトランジスタQsの通電期間
TONを自動的に制御することで、常にコンデンサC1の電
圧Vcを一定に保つことができる。
TONを自動的に制御することで、常にコンデンサC1の電
圧Vcを一定に保つことができる。
更に、このように安定化された電圧Vcを、スイッチン
グトランジスタQsのオン・オフ動作でチョップすること
により、高周波トランスＴの一次巻線L1の両端電圧v2が
第２図（ｄ）に示すように変化すると共に、一次巻線L1
を流れる電流i2が第２図（ｅ）に示すように変化する。
グトランジスタQsのオン・オフ動作でチョップすること
により、高周波トランスＴの一次巻線L1の両端電圧v2が
第２図（ｄ）に示すように変化すると共に、一次巻線L1
を流れる電流i2が第２図（ｅ）に示すように変化する。
そして、二次巻線L2には、第２図（ｆ）に示すような
電流i3が流れ、この電流i3をダイオードD2とコンデンサ
Coで整流及び平滑化することによって、直流電圧Voを発
生する。
電流i3が流れ、この電流i3をダイオードD2とコンデンサ
Coで整流及び平滑化することによって、直流電圧Voを発
生する。
又、負荷RLに流れる電流の変動に伴って、電圧Voが降
下した場合には、差動増幅器16が基準電圧VREFと比較す
ることにより、電圧Voの降下分に相当する差信号Δ１を
出力する。そして、発振回路20は差信号１の電圧分だけ
低い周波数の三角波信号Saを発生し、差動増幅器22から
スイッチングトランジスタQsへ周波数の低くなった分だ
け“H"レベルの期間の長い駆動信号Sbを供給する。この
結果、高周波トランスＴの一次巻線L1を流れる電流i
2が、第２図（ｅ）中の点線で示すように増加すること
となり、それに伴って、二次巻線L2に誘起される電流i3
も増加することとなって、コンデンサCoの電圧Voの降下
を抑制するように作用する。
下した場合には、差動増幅器16が基準電圧VREFと比較す
ることにより、電圧Voの降下分に相当する差信号Δ１を
出力する。そして、発振回路20は差信号１の電圧分だけ
低い周波数の三角波信号Saを発生し、差動増幅器22から
スイッチングトランジスタQsへ周波数の低くなった分だ
け“H"レベルの期間の長い駆動信号Sbを供給する。この
結果、高周波トランスＴの一次巻線L1を流れる電流i
2が、第２図（ｅ）中の点線で示すように増加すること
となり、それに伴って、二次巻線L2に誘起される電流i3
も増加することとなって、コンデンサCoの電圧Voの降下
を抑制するように作用する。
逆に負荷RLに流れる電流の変動に伴って、電圧Voが上
昇した場合には、差動増幅器16が基準電圧VREFと比較す
ることにより、電圧Voの上昇分に相当する差信号Δ１を
出力し、発振回路20は差信号Δ１の電圧分だけ高い周波
数の三角波信号Saを発生し、差動増幅器22からスイッチ
ングトランジスタQsへ周波数の高くなった分だけ“H"レ
ベルの期間の短い駆動信号Sbを供給する。この結果、高
周波トランスＴの一次巻線L1を流れる電流i2が減少し、
それに伴って、二次巻線L2に誘起される電流i3も減少す
ることとなって、コンデンサCoの電圧Voの上昇を抑制す
るように作用する。
昇した場合には、差動増幅器16が基準電圧VREFと比較す
ることにより、電圧Voの上昇分に相当する差信号Δ１を
出力し、発振回路20は差信号Δ１の電圧分だけ高い周波
数の三角波信号Saを発生し、差動増幅器22からスイッチ
ングトランジスタQsへ周波数の高くなった分だけ“H"レ
ベルの期間の短い駆動信号Sbを供給する。この結果、高
周波トランスＴの一次巻線L1を流れる電流i2が減少し、
それに伴って、二次巻線L2に誘起される電流i3も減少す
ることとなって、コンデンサCoの電圧Voの上昇を抑制す
るように作用する。
このように、スイッチングトランジスタQsの通電期間
TONを自動的に制御することで、負荷RLの電圧変動があ
っても、常にコンデンサCoの電圧Voを一定に保つことが
できる。
TONを自動的に制御することで、負荷RLの電圧変動があ
っても、常にコンデンサCoの電圧Voを一定に保つことが
できる。
そして、従来は、第１の電力交換部と第２の電力交換
部のそれぞれの出力電圧を安定化するための帰還制御
を、それぞれ別個のスイッチングトランジスタ及びパル
ス幅制御回路で行っていたのに対し、この実施例では、
それぞれの電力変換部でスイッチングトランジスタ及び
パルス幅制御回路を共用するので、回路規模を小形化す
ることができる。
部のそれぞれの出力電圧を安定化するための帰還制御
を、それぞれ別個のスイッチングトランジスタ及びパル
ス幅制御回路で行っていたのに対し、この実施例では、
それぞれの電力変換部でスイッチングトランジスタ及び
パルス幅制御回路を共用するので、回路規模を小形化す
ることができる。
次に、第２実施例を第３図と共に説明する。これは、
第１図に示した実施例のパルス幅制御回路を変形したも
のである。即ち、コンデンサCoの電圧Voと基準電圧VREF
を差動増幅器16で比較することによって、変動分に相当
する差信号Δ１を発生させると共に、コンデンサC1の電
圧Vcと基準電圧VREFを差動増幅器18で比較することによ
って、変動分に相当する差信号Δ２を発生させ、更に、
掛け算器24によってコンデンサ６に生じる電圧VINと差
信号Δ２を乗算することで得られる電圧を発振回路20に
供給する。そして、発振回路20が乗算結果に相当する分
だけ発振周波数を変化させた三角波信号Saを発生し、差
動増幅器22が三角波信号Saと差信号Δ１を比較すること
により、スイッチングトランジスタQsの通電期間を制御
するための駆動信号Sbを発生する。
第１図に示した実施例のパルス幅制御回路を変形したも
のである。即ち、コンデンサCoの電圧Voと基準電圧VREF
を差動増幅器16で比較することによって、変動分に相当
する差信号Δ１を発生させると共に、コンデンサC1の電
圧Vcと基準電圧VREFを差動増幅器18で比較することによ
って、変動分に相当する差信号Δ２を発生させ、更に、
掛け算器24によってコンデンサ６に生じる電圧VINと差
信号Δ２を乗算することで得られる電圧を発振回路20に
供給する。そして、発振回路20が乗算結果に相当する分
だけ発振周波数を変化させた三角波信号Saを発生し、差
動増幅器22が三角波信号Saと差信号Δ１を比較すること
により、スイッチングトランジスタQsの通電期間を制御
するための駆動信号Sbを発生する。
この第２実施例によれば、コンデンサC1の発生する電
圧VINの変動を含めてスイッチングトランジスタQsの通
電期間制御を行うので、第１の電力変換部の出力電圧Vc
を更に安定化できると共に、力率を向上させることがで
きる。
圧VINの変動を含めてスイッチングトランジスタQsの通
電期間制御を行うので、第１の電力変換部の出力電圧Vc
を更に安定化できると共に、力率を向上させることがで
きる。
尚、この第２実施例では、第１電圧の変動に対応して
駆動信号Saの周波数を変化させることで、スイッチング
トランジスタQoの通電期間制御を行うようにしており、
上記第１実施例が第２電圧の変動に対応して駆動信号Sa
の周波数を変化させることで、スイッチングトランジス
タQoの通電期間制御を行うのとは、次の構成を採用して
いるが、何れも第１電圧及び第２電圧の安定化を図るこ
とができる。
駆動信号Saの周波数を変化させることで、スイッチング
トランジスタQoの通電期間制御を行うようにしており、
上記第１実施例が第２電圧の変動に対応して駆動信号Sa
の周波数を変化させることで、スイッチングトランジス
タQoの通電期間制御を行うのとは、次の構成を採用して
いるが、何れも第１電圧及び第２電圧の安定化を図るこ
とができる。
以上は通電期間制御、すなわち断続されたパルスの位
置、長さ、周期などをコントロールし、その結果所謂PW
M,PFM,PPM,PCMなどの各種時間軸における信号有無の制
御を行うものであり、１つの信号変化に応じてパルスの
オン／オフを決め一つの制御を行うものである。
置、長さ、周期などをコントロールし、その結果所謂PW
M,PFM,PPM,PCMなどの各種時間軸における信号有無の制
御を行うものであり、１つの信号変化に応じてパルスの
オン／オフを決め一つの制御を行うものである。
このような制御を行うもののうち、オンした状態のス
イッチング素子をある一定期間後、必要なタイミングで
オフさせることにより、すなわちオフタイミングをコン
トロールすることにより導電期間の制御が行える。
イッチング素子をある一定期間後、必要なタイミングで
オフさせることにより、すなわちオフタイミングをコン
トロールすることにより導電期間の制御が行える。
また、オフしている状態のスイッチング素子をある一
定期間後、必要なタイミングでオンさせることにより、
すなわち、オンタイミングをコントロールすることによ
り非導電期間の制御が行える。
定期間後、必要なタイミングでオンさせることにより、
すなわち、オンタイミングをコントロールすることによ
り非導電期間の制御が行える。
従って独立した２つの信号変化をそれぞれ導電期間の
制御と、非導電期間の制御に振り分けることにより、制
御される側の特性を例えば一方をPWM信号に応答するがP
FM信号には応答しないように構成し、他方はPFM信号に
応答するがPWM信号には応答しないように構成しておく
と、それぞれ独立して制御が可能になる。
制御と、非導電期間の制御に振り分けることにより、制
御される側の特性を例えば一方をPWM信号に応答するがP
FM信号には応答しないように構成し、他方はPFM信号に
応答するがPWM信号には応答しないように構成しておく
と、それぞれ独立して制御が可能になる。
以下に説明する第４図及び第５図の回路はスイッチン
グ素子Qsをターンオンさせるだけのために用いる専用回
路と、ターンオフさせるだけのために用いる専用回路を
設け、それぞれを平滑コンデンサＶCと、出力電圧ＶOで
独立して駆動し、またフィルタの役割をするインダクタ
ンス値に差を持たせ、一方を臨界電流以下（インダクタ
ンスが小さくPFM信号に応答する）とし、他方を臨界電
流以上（インダクタンスが大きくPWM信号に応答する）
とすることにより、一つの素子で両方の電圧制御が可能
になる。
グ素子Qsをターンオンさせるだけのために用いる専用回
路と、ターンオフさせるだけのために用いる専用回路を
設け、それぞれを平滑コンデンサＶCと、出力電圧ＶOで
独立して駆動し、またフィルタの役割をするインダクタ
ンス値に差を持たせ、一方を臨界電流以下（インダクタ
ンスが小さくPFM信号に応答する）とし、他方を臨界電
流以上（インダクタンスが大きくPWM信号に応答する）
とすることにより、一つの素子で両方の電圧制御が可能
になる。
次に、第３実施例を第４図に基づいて説明する。
これは、自励式のスイッチングレギュレータである。
即ち、高周波トランスＴの一次巻線L1側に捲装されてい
る巻線L3に誘起する電流変化に同期してスイッチングト
ランジスタQsの非導電期間制御を行うことで、第１の電
力変換部のコンデンサC1に発生する電圧Vcを安定化させ
る。更に、出力電圧Voを抵抗R1,R2で分圧して得られる
電圧を電圧検出回路26で検出して、出力電圧Voの変動分
に相当する電流をフォトダイオードPDに供給すると共
に、フォトダイオードPDの発光をフォトトランジスタPT
で受光することにより、スイッチングトランジスタQsの
バイアス点を出力電圧Voの変動に応じて自動調節して、
出力電圧Voの変動を抑制するようにスイッチングトラン
ジスタQsの導電期間制御を行うようになっている。
即ち、高周波トランスＴの一次巻線L1側に捲装されてい
る巻線L3に誘起する電流変化に同期してスイッチングト
ランジスタQsの非導電期間制御を行うことで、第１の電
力変換部のコンデンサC1に発生する電圧Vcを安定化させ
る。更に、出力電圧Voを抵抗R1,R2で分圧して得られる
電圧を電圧検出回路26で検出して、出力電圧Voの変動分
に相当する電流をフォトダイオードPDに供給すると共
に、フォトダイオードPDの発光をフォトトランジスタPT
で受光することにより、スイッチングトランジスタQsの
バイアス点を出力電圧Voの変動に応じて自動調節して、
出力電圧Voの変動を抑制するようにスイッチングトラン
ジスタQsの導電期間制御を行うようになっている。
この実施例によれば、交流入力の力率を向上させるこ
とができると共に、第1,第２の電力変換部を共通のスイ
ッチングトランジスタ及びパルス幅制御回路で制御する
ので、構造を小形化することができる。
とができると共に、第1,第２の電力変換部を共通のスイ
ッチングトランジスタ及びパルス幅制御回路で制御する
ので、構造を小形化することができる。
次に、第４実施例を第５図と共に説明する。これは自
励式のスイッチングレギュレータであり、コンデンサ６
の両端に、トランスT2の一次巻線L3とスイッチングトラ
ンジスタQs及びチョークコイルCH1が直列に接続すると
共に、高周波トランスＴの一次巻線L1の両端に、トラン
スT2の一次巻線L3とスイッチングトランジスタQsとコン
デンサC1及びダイオードD3が直列に接続する回路を有し
ている。そして、トランスT2の二次巻線L4に誘起される
電流の変化に応じてスイッチングトランジスタQsのバイ
アス点を自動調整して非導電期間制御を行うことによ
り、第１の電力変換部のコンデンサC1に発生する電圧Vc
を安定化させる。更に、出力電圧Voを抵抗R1,R2で分圧
して得られる電圧を電圧検出回路26で検出して、出力電
圧Voの変動分に相当する電流をフォトダイオードPDに供
給すると共に、フォトダイオードPDの発光をフォトトラ
ンジスタPTで受光することにより、スイッチングトラン
ジスタQsのバイアス点を出力電圧Voの変動に応じて自動
調整して、出力電圧Voの変動を抑制するようにスイッチ
ングトランジスタQsの導電期間制御を行うようになって
いる。
励式のスイッチングレギュレータであり、コンデンサ６
の両端に、トランスT2の一次巻線L3とスイッチングトラ
ンジスタQs及びチョークコイルCH1が直列に接続すると
共に、高周波トランスＴの一次巻線L1の両端に、トラン
スT2の一次巻線L3とスイッチングトランジスタQsとコン
デンサC1及びダイオードD3が直列に接続する回路を有し
ている。そして、トランスT2の二次巻線L4に誘起される
電流の変化に応じてスイッチングトランジスタQsのバイ
アス点を自動調整して非導電期間制御を行うことによ
り、第１の電力変換部のコンデンサC1に発生する電圧Vc
を安定化させる。更に、出力電圧Voを抵抗R1,R2で分圧
して得られる電圧を電圧検出回路26で検出して、出力電
圧Voの変動分に相当する電流をフォトダイオードPDに供
給すると共に、フォトダイオードPDの発光をフォトトラ
ンジスタPTで受光することにより、スイッチングトラン
ジスタQsのバイアス点を出力電圧Voの変動に応じて自動
調整して、出力電圧Voの変動を抑制するようにスイッチ
ングトランジスタQsの導電期間制御を行うようになって
いる。
次に、第５実施例を第６図と共に説明する。これは他
励式且つフォワード方式のスイッチングレギュレータで
ある。即ち、第１の電力変換部には、コンデンサC1に安
定な電圧Vcを発生させるためのチョークコイルCHとコン
デンサC1及びフリーホイールダイオード３を備え、第２
の電力変換部は、高周波トランスＴの二次巻線L2に続い
てダイオードD21,D22及びチョークコイルCH2を備えたフ
ォワード方式の回路が設けられている。
励式且つフォワード方式のスイッチングレギュレータで
ある。即ち、第１の電力変換部には、コンデンサC1に安
定な電圧Vcを発生させるためのチョークコイルCHとコン
デンサC1及びフリーホイールダイオード３を備え、第２
の電力変換部は、高周波トランスＴの二次巻線L2に続い
てダイオードD21,D22及びチョークコイルCH2を備えたフ
ォワード方式の回路が設けられている。
そして、コンデンサCoの電圧Voと基準電圧VREFを差動
増幅器16で比較することによって、変動分に相当する差
信号Δ１を発生すると共に、コンデンサC1の電圧Vc基準
電圧VREFを差動増幅器18で比較することによって変動分
に相当する差信号Δ２を発生し、更に、発振回路20が差
信号Δ２に相当する分だけ発振周波数を変化させた三角
信号Saを発生し、差動増幅器22が三角波信号Saと差信号
Δ１を比較することにより、スイッチングトランジスタ
Qsの通電期間を制御するための駆動信号Sbを発生する。
このように、この実施例によれば、フォワード方式を適
用したので、リップルの少ない出力電圧Voを発生するこ
とができる。
増幅器16で比較することによって、変動分に相当する差
信号Δ１を発生すると共に、コンデンサC1の電圧Vc基準
電圧VREFを差動増幅器18で比較することによって変動分
に相当する差信号Δ２を発生し、更に、発振回路20が差
信号Δ２に相当する分だけ発振周波数を変化させた三角
信号Saを発生し、差動増幅器22が三角波信号Saと差信号
Δ１を比較することにより、スイッチングトランジスタ
Qsの通電期間を制御するための駆動信号Sbを発生する。
このように、この実施例によれば、フォワード方式を適
用したので、リップルの少ない出力電圧Voを発生するこ
とができる。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、第1,第２の電力
変換部の動作制御を、１つのスイッチングトランジスタ
とパルス幅制御回路で共用して行うようにしたので、回
路を構成するための部品点数を低減することができ、装
置の小形化、低コストか、軽量化等を実現することがで
きる。又、少ない部品を追加するだけで、交流入力電流
の歪みを低減し、力率の向上を図ることができる。
変換部の動作制御を、１つのスイッチングトランジスタ
とパルス幅制御回路で共用して行うようにしたので、回
路を構成するための部品点数を低減することができ、装
置の小形化、低コストか、軽量化等を実現することがで
きる。又、少ない部品を追加するだけで、交流入力電流
の歪みを低減し、力率の向上を図ることができる。
第１図は本発明の第１実施例の回路図； 第２図は第１実施例の作動を説明するための波形図； 第３図は本発明の第２実施例の回路図； 第４図は本発明の第３実施例の回路図； 第５図は本発明の第４実施例の回路図； 第６図は本発明の第５実施例の回路図； 第７図は従来例を示す回路図である。 図中の符号： 2;交流電源 4;整流器 6;コンデンサ 8;第１の電力変換部 10;第２の電力変換部 16,18,20;差動増幅器 20;発振回路 24;乗算器 26;:電圧検出回路 Qs;スイッチングトランジスタ CH,CH1,CH2;チョークコイル T;高周波トランス T1;トランス L1〜L4;巻線 D1,D2,D3,D11,D12,D21,D22;ダイオード C1,Co;コンデンサ R1,R2;抵抗 PD;発光ダイオード PT;フォトトランジスタ RL;負荷
Claims (5)
- 【請求項１】交流電圧を整流する整流回路と、 スイッチング素子の通電期間制御により該整流回路に発
生した整流電流をチョップして交播電流を発生させ、更
に該交播電流をチョークコイルとコンデンサから成るフ
ィルタにより平滑化することで直流の第１電圧を発生す
る第１の電力交換部と、 該第１の電力交換部のコンデンサ出力をスイッチング素
子の通電期間制御によりチョップして交播電流をトラン
スの一次巻線へ供給し、該トランスの二次巻線に誘起す
る電圧をフィルタ回路で平滑化することにより直流の第
２電圧を発生する第２の電力変換部を備えたスイッチン
グレギュレータにおいて、 前記第１の電力変換部の上記スイッチング素子を第２の
電流変換部の上記スイッチング素子で共用すると共に、 上記第１、第２の電力変換部に流れる電流のいづれか一
方の電流が臨界電流値以上、他方の電流が臨界電流値以
下となるように、それぞれの電力変換部のインダクタン
スを設定し、 第１の電力変換部に発生する第１電圧の変動に応じて上
記スイッチング素子の導電期間を制御することにより第
１電圧の変動を抑制させると共に、第２の電力変換部に
発生する第２電圧の変動に応じて上記スイッチング素子
の非導電期間を制御することにより第２電圧の変動を抑
制させるパルス幅制御手段を備えたことを特徴とするス
イッチングレギュレータ。 - 【請求項２】交流電圧を整流する整流回路と、 スイッチング素子の通電期間制御により該整流回路に発
生した整流電流をチョップして交播電流を発生させ、更
に該交播電流をチョークコイルとコンデンサから成るフ
ィルタにより平滑化することで直流の第１電圧を発生す
る第１の電力変換部と、 該第１の電力変換部のコンデンサ出力をスイッチング素
子の通電期間制御によりチョップして交播電流をトラン
スの一次巻線へ供給し、該トランスの二次巻線に誘起す
る電圧をフィルタ回路で平滑化することにより直流の第
２電圧を発生する第２の電力変換部を備えたスイッチン
グレギュレータにおいて、 前記第１の電力変換部の上記スイッチング素子を第２の
電力変換部の上記スイッチング素子で共用すると共に、 上記第１、第２の電力変換部に流れる電流のいづれか一
方の電流が臨界電流値以上、他方の電流が臨海電流値以
下となるように、それぞれの電力変換部のインダクタン
スを設定し、 第１の電力変換部に発生する第１電圧の変動に応じて上
記スイッチング素子の非導電期間を制御することにより
第１電圧の変動を抑制させると共に、第２の電力変換部
に発生する第２電圧の変動に応じて上記スイッチング素
子の導電期間を制御することにより第２電圧の変動を抑
制させるパルス幅制御手段を備えたことを特徴とするス
イッチングレギュレータ。 - 【請求項３】交流電圧を整流する整流回路と、 スイッチング素子の通電期間制御により該整流回路に発
生した整流電流をチョップして交播電流を発生させ、更
に該交播電流をチョークコイルとコンデンサから成るフ
ィルタにより平滑化することで直流の第１電圧を発生す
る第１の電力変換部と、 該第１の電力交換部のコンデンサ出力をスイッチング素
子の通電期間制御によりチョップして交播電流をトラン
スの一次巻線へ供給し、該トランスの二次巻線に誘起す
る電圧をフィルタ回路で平滑化することにより直流の第
２電圧を発生する第２の電力変換部を備えたスイッチン
グレギュレータにおいて、 前記第１の電力変換部の上記スイッチング素子を第２の
電流変換部の上記スイッチング素子で共用すると共に、 上記第１、第２の電力変換部に流れる電流のいづれか一
方の電流が臨界電流値以上、他方の電流が臨界電流値以
下となるように、それぞれの電力変換部のインダクタン
スを設定し、 第１の電力変換部に発生する第１電圧の変動に応じて上
記スイッチング素子のオン・オフ周波数を制御すること
により第１電圧の変動を抑制させると共に、第２の電力
変換部に発生する第２電圧の変動に応じて上記スイッチ
ング素子の導電期間と非導電期間の比を制御することに
より第２電圧の変動を抑制させるパルス幅制御手段を備
えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項４】交流電圧を整流する整流回路と、 スイッチング素子の通電期間制御により該整流回路に発
生した整流電流をチョップして交播電流を発生させ、更
に該交播電流をチョークコイルとコンデンサから成るフ
ィルタにより平滑化することで直流の第１電圧を発生す
る第１の電力変換部と、 該第１の電力変換部のコンデンサ出力をスイッチング素
子の通電期間制御によりチョップして交播電流をトラン
スの一次巻線へ供給し、該トランスの二次巻線に誘起す
る電圧をフィルタ回路で平滑化することにより直流の第
２電圧を発生する第２の電力変換部を備えたスイッチン
グレギュレータにおいて、 前記第１の電力変換部の上記スイッチング素子を第２の
電力変換部の上記スイッチング素子で共用すると共に、 上記第１、第２の電力変換部に流れる電流のいづれか一
方の電流が臨界電流値以上、他方の電流が臨海電流値以
下となるように、それぞれの電力変換部のインダクタン
スを設定し、 第１の電力変換部に発生する第１電圧の変動に応じて上
記スイッチング素子の導電期間と非導電期間の比を制御
することにより第１電圧の変動を抑制させると共に、第
２の電力変換部に発生する第２電圧の変動に応じて上記
スイッチング素子のオン・オフ周波数を制御することに
より第２電圧の変動を抑制させるパルス幅制御手段を備
えたことを特徴とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項５】請求項１乃至４記載のスイッチングレギュ
レータにおいて、 前記パルス幅制御手段は、前記整流回路に発生する電圧
と第１の電力変換部に発生する第１電圧との乗算値によ
ってスイッチング素子の通電期間制御を行うことによ
り、第１の電力変換部の第１電圧を安定化させる手段を
備えることを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12263490A JP2653713B2 (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12263490A JP2653713B2 (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0421360A JPH0421360A (ja) | 1992-01-24 |
| JP2653713B2 true JP2653713B2 (ja) | 1997-09-17 |
Family
ID=14840828
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12263490A Expired - Fee Related JP2653713B2 (ja) | 1990-05-11 | 1990-05-11 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2653713B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07194112A (ja) * | 1993-12-28 | 1995-07-28 | Nec Corp | 電源回路 |
| JP2957104B2 (ja) * | 1994-12-29 | 1999-10-04 | 株式会社アイ・ヒッツ研究所 | 単相入力整流回路 |
-
1990
- 1990-05-11 JP JP12263490A patent/JP2653713B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0421360A (ja) | 1992-01-24 |
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