JP2652392B2 - 放電加工電源 - Google Patents
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23H—WORKING OF METAL BY THE ACTION OF A HIGH CONCENTRATION OF ELECTRIC CURRENT ON A WORKPIECE USING AN ELECTRODE WHICH TAKES THE PLACE OF A TOOL; SUCH WORKING COMBINED WITH OTHER FORMS OF WORKING OF METAL
- B23H1/00—Electrical discharge machining, i.e. removing metal with a series of rapidly recurring electrical discharges between an electrode and a workpiece in the presence of a fluid dielectric
- B23H1/02—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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- B23H1/022—Electric circuits specially adapted therefor, e.g. power supply, control, preventing short circuits or other abnormal discharges for shaping the discharge pulse train
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B23—MACHINE TOOLS; METAL-WORKING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- B23H—WORKING OF METAL BY THE ACTION OF A HIGH CONCENTRATION OF ELECTRIC CURRENT ON A WORKPIECE USING AN ELECTRODE WHICH TAKES THE PLACE OF A TOOL; SUCH WORKING COMBINED WITH OTHER FORMS OF WORKING OF METAL
- B23H2300/00—Power source circuits or energization
- B23H2300/20—Relaxation circuit power supplies for supplying the machining current, e.g. capacitor or inductance energy storage circuits
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- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は放電加工装置における放電加工電源に関し、
特に、トランジスタ放電回路における電流帰還方式の放
電加工電源に関する。
特に、トランジスタ放電回路における電流帰還方式の放
電加工電源に関する。
従来の技術 放電加工においては、ピーク値の大きな、パルス幅の
せまい電流（200〜300A,2〜３μｓ）が要求され、放電
電流の電流パルス幅が所定幅より大きくならず、放電電
流のピーク値が大きいほど加工速度を向上することがで
きる。そのため、従来は、コンデンサ放電電源を用いて
いたが、最近はトランジスタ放電電源も用いられる。
せまい電流（200〜300A,2〜３μｓ）が要求され、放電
電流の電流パルス幅が所定幅より大きくならず、放電電
流のピーク値が大きいほど加工速度を向上することがで
きる。そのため、従来は、コンデンサ放電電源を用いて
いたが、最近はトランジスタ放電電源も用いられる。
トランジスタ放電電源では、トランジスタをオフにし
たとき、放電回路内の浮遊インダクタンスに蓄えられて
いたエネルギーでトランジスタに非常に高いサージ電圧
が印加され、トランジスタを破損させる等の欠点があ
る。これを防止するために、電流帰還回路を設けて対処
することが特開昭60−123218号公報等で提案され公知に
なっている。
たとき、放電回路内の浮遊インダクタンスに蓄えられて
いたエネルギーでトランジスタに非常に高いサージ電圧
が印加され、トランジスタを破損させる等の欠点があ
る。これを防止するために、電流帰還回路を設けて対処
することが特開昭60−123218号公報等で提案され公知に
なっている。
第４図は、電流帰還回路を設けたトランジスタ放電電
源の例で、図中、Ｅは電源、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｐ
は電極、Ｗはワーク、T1,T2はスイッチング手段として
のトランジスタ、D1,D2は電流帰還回路を構成するダイ
オード、L1,L2は放電回路中の浮遊インダクタンスであ
る。
源の例で、図中、Ｅは電源、Ｃは平滑用コンデンサ、Ｐ
は電極、Ｗはワーク、T1,T2はスイッチング手段として
のトランジスタ、D1,D2は電流帰還回路を構成するダイ
オード、L1,L2は放電回路中の浮遊インダクタンスであ
る。
トランジスタT1,T2のベースに第５図（ａ）に示すよ
うに繰り返しパルスを印加し、トランジスタT1,T2がオ
ンになると、ワークＷと電極Ｐ間にはギャップ電圧ＶG
が電源Ｅより印加され、該ワークＷと電極Ｐ間に放電が
生じると、電源Ｅの端子Ａから、トランジスタT2,ワー
クW,電極P,トランジスタT1,電源Ｅの端子Ｂへと放電電
流ｉが流れる。電源Ｅの端子電圧をV0とすると、このと
き流れる電流は、浮遊インダクタンスL1,L2のため、 di/dt＝（V0−ＶG）／（L1＋L2） ……（１） なる関係で第５図（ｂ）に示すように直接的に増加して
流れる。次に、トランジスタT1,T2がオフになると、浮
遊のインダクタンスL1,L2に蓄えられた電流が帰還回路
を通って流れる。すなわち、電源Ｅの端子B,ダイオード
D1,ワークW,電極P,ダイオードD2,端子Ａを流れ、コンデ
ンサＣに還元する。このとき、電流の流れの方向と電源
Ｅの極性が逆であるため、その電流は、 di/dt＝（−V0−ＶG）／（L1＋L2） なる関係にしたがって直接的に第５図（ｂ）に示すよう
に減少する。即ち、放電電流ｉは直線的に増大し、直線
的に減少し、ピーク値時点を中心に略対象な三角波電流
となる。
うに繰り返しパルスを印加し、トランジスタT1,T2がオ
ンになると、ワークＷと電極Ｐ間にはギャップ電圧ＶG
が電源Ｅより印加され、該ワークＷと電極Ｐ間に放電が
生じると、電源Ｅの端子Ａから、トランジスタT2,ワー
クW,電極P,トランジスタT1,電源Ｅの端子Ｂへと放電電
流ｉが流れる。電源Ｅの端子電圧をV0とすると、このと
き流れる電流は、浮遊インダクタンスL1,L2のため、 di/dt＝（V0−ＶG）／（L1＋L2） ……（１） なる関係で第５図（ｂ）に示すように直接的に増加して
流れる。次に、トランジスタT1,T2がオフになると、浮
遊のインダクタンスL1,L2に蓄えられた電流が帰還回路
を通って流れる。すなわち、電源Ｅの端子B,ダイオード
D1,ワークW,電極P,ダイオードD2,端子Ａを流れ、コンデ
ンサＣに還元する。このとき、電流の流れの方向と電源
Ｅの極性が逆であるため、その電流は、 di/dt＝（−V0−ＶG）／（L1＋L2） なる関係にしたがって直接的に第５図（ｂ）に示すよう
に減少する。即ち、放電電流ｉは直線的に増大し、直線
的に減少し、ピーク値時点を中心に略対象な三角波電流
となる。
発明が解決しようとする課題 第４図に示したような、従来の電流帰還方式のトラン
ジスタ放電電源において、放電電源のピーク値を大きく
しようとすれば、上記第（１）式からもわかるように、
電源電圧V0を大きくすれば、放電電流の立上りは大きく
なり、ピーク値を大きくできる。また、放電回路内の浮
遊インダクタンスL1,L2の値を小さくすることによって
も、さらに放電電流パルス幅を大きくすることによって
も、ピーク値を大きくすることができる。
ジスタ放電電源において、放電電源のピーク値を大きく
しようとすれば、上記第（１）式からもわかるように、
電源電圧V0を大きくすれば、放電電流の立上りは大きく
なり、ピーク値を大きくできる。また、放電回路内の浮
遊インダクタンスL1,L2の値を小さくすることによって
も、さらに放電電流パルス幅を大きくすることによって
も、ピーク値を大きくすることができる。
しかし、電源電圧V0は制限があり、大きくすることが
できず、浮遊インダクタンスL1,L2を小さくすることも
難しい。その結果、放電電流のパルス幅を所定値以下に
しようとすれば、自ずからピーク値は決まり、それ以上
大きくすることができないという欠点がある。
できず、浮遊インダクタンスL1,L2を小さくすることも
難しい。その結果、放電電流のパルス幅を所定値以下に
しようとすれば、自ずからピーク値は決まり、それ以上
大きくすることができないという欠点がある。
そこで、本発明の目的は、放電電流のパルス幅が同一
でも従来技術と比べピーク値の大きい放電電流を得るこ
とのできる放電加工電源を提供することにある。
でも従来技術と比べピーク値の大きい放電電流を得るこ
とのできる放電加工電源を提供することにある。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するために、本発明の放電加工電源
は、スイッチング手段を介して電源電圧をワークと電極
間に印加し、ワークと電極間に放電を生ぜしめる放電加
工電源において、上記スイッチング手段がオフの時に放
電回路中のインダクタンスに蓄えられたエネルギーを一
端が電源のマイナス端子に接続された高電圧平滑コンデ
ンサに帰還させる回路と、上記高電圧平滑コンデンサの
充電電圧が所定レベル以上になると別のスイッチング素
子をオンにさせてインピーダンスを介して上記高電圧平
滑コンデンサの他端を電源のプラス端子に接続し電源の
平滑コンデンサに帰還させる回路とを設けることによっ
て、帰還電流の立下りを急にすることにより、従来の電
流帰還方式の放電加工電源と比べ、同一放電電流パルス
幅でも、より高いピーク値放電電流を得ることができる
ようにした。
は、スイッチング手段を介して電源電圧をワークと電極
間に印加し、ワークと電極間に放電を生ぜしめる放電加
工電源において、上記スイッチング手段がオフの時に放
電回路中のインダクタンスに蓄えられたエネルギーを一
端が電源のマイナス端子に接続された高電圧平滑コンデ
ンサに帰還させる回路と、上記高電圧平滑コンデンサの
充電電圧が所定レベル以上になると別のスイッチング素
子をオンにさせてインピーダンスを介して上記高電圧平
滑コンデンサの他端を電源のプラス端子に接続し電源の
平滑コンデンサに帰還させる回路とを設けることによっ
て、帰還電流の立下りを急にすることにより、従来の電
流帰還方式の放電加工電源と比べ、同一放電電流パルス
幅でも、より高いピーク値放電電流を得ることができる
ようにした。
作 用 上記スイッチング手段をオンにして、ワークと電極間
に電源電圧を印加し、ワークと電極間に放電が生じると
該放電電流は上記第（１）式に示すように、電源電圧，
放電回路中のインダクタンスの値に応じて直線的に増加
する。
に電源電圧を印加し、ワークと電極間に放電が生じると
該放電電流は上記第（１）式に示すように、電源電圧，
放電回路中のインダクタンスの値に応じて直線的に増加
する。
一方、上記スイッチング手段がオフになると、上記イ
ンダクタンスに蓄えられたエネルギーは、高電圧平滑コ
ンデンサに帰還させる回路によって該高電圧平滑コンデ
ンサに帰還されるが、この高電圧平滑コンデンサの電圧
を電源電圧よりも高いものにしておくと、上記第（２）
式における電圧V0の値が電源電圧よりも高いものとなっ
たことを意味するから、帰還電流の立下りは急となり、
帰還電流幅は小さくなる。このことは放電電流のパルス
幅が小さくなることを意味する。その結果、従来のもの
と比べ、放電電流のパルス幅が同一であれば、帰還電流
幅が小さくなった分だけ、スイッチング手段がオンの時
の放電電流の幅を大きくすることができ、これにより放
電電流のピーク値は大きくなる。
ンダクタンスに蓄えられたエネルギーは、高電圧平滑コ
ンデンサに帰還させる回路によって該高電圧平滑コンデ
ンサに帰還されるが、この高電圧平滑コンデンサの電圧
を電源電圧よりも高いものにしておくと、上記第（２）
式における電圧V0の値が電源電圧よりも高いものとなっ
たことを意味するから、帰還電流の立下りは急となり、
帰還電流幅は小さくなる。このことは放電電流のパルス
幅が小さくなることを意味する。その結果、従来のもの
と比べ、放電電流のパルス幅が同一であれば、帰還電流
幅が小さくなった分だけ、スイッチング手段がオンの時
の放電電流の幅を大きくすることができ、これにより放
電電流のピーク値は大きくなる。
実施例 第１図は、本発明の一実施例の放電加工電源の要部回
路図である。
路図である。
図中、Ｅは電源で、C1は該電源の平滑コンデンサであ
る。電源Ｅのプラス側はスイッチング手段としてのトラ
ンジスタT2を介してワークＷに接続され、電源Ｅのマイ
ナス側はスイッチング手段としてのトランジスタT1を介
して電極Ｐと接続されている。D1,D2は電流帰還用のダ
イオードで、ダイオードD1のアノードは電源Ｅのマイナ
スとトランジスタT1間に接続され、カソードはトランジ
スタT2とワークＷ間に接続されている。また、ダイオー
ドD2のアノードはトランジスタT1と電極Ｐ間に、カソー
ドは高電圧平滑コンデンサC2の一端に接続されている。
また、該高電圧平滑コンデンサC2の他端は電源Ｅのマイ
ナス側に接続されている。高電圧平滑コンデンサC2の充
電電圧は抵抗R1,R2で分圧され、その分圧電圧ＶHはコン
パレータ１に入力され、設定基準電圧VLと比較されるよ
うになっている。コンパレータ１の出力はスイッチング
素子としてのトランジスタT3のベースに入力され、トラ
ンジスタT3のコレクタは、ダイオードD2が接続された高
電圧平滑コンデンサC2の一端に接続され、エミッタはイ
ンピーダンスＺを介して電源Ｅのプラス側に接続されて
いる。なお、D3はインピーダンスＺがコイルで構成され
ているときのフライホイールダイオードである。また、
L1,L2は該放電回路中の浮遊インダクタンスを示す。
る。電源Ｅのプラス側はスイッチング手段としてのトラ
ンジスタT2を介してワークＷに接続され、電源Ｅのマイ
ナス側はスイッチング手段としてのトランジスタT1を介
して電極Ｐと接続されている。D1,D2は電流帰還用のダ
イオードで、ダイオードD1のアノードは電源Ｅのマイナ
スとトランジスタT1間に接続され、カソードはトランジ
スタT2とワークＷ間に接続されている。また、ダイオー
ドD2のアノードはトランジスタT1と電極Ｐ間に、カソー
ドは高電圧平滑コンデンサC2の一端に接続されている。
また、該高電圧平滑コンデンサC2の他端は電源Ｅのマイ
ナス側に接続されている。高電圧平滑コンデンサC2の充
電電圧は抵抗R1,R2で分圧され、その分圧電圧ＶHはコン
パレータ１に入力され、設定基準電圧VLと比較されるよ
うになっている。コンパレータ１の出力はスイッチング
素子としてのトランジスタT3のベースに入力され、トラ
ンジスタT3のコレクタは、ダイオードD2が接続された高
電圧平滑コンデンサC2の一端に接続され、エミッタはイ
ンピーダンスＺを介して電源Ｅのプラス側に接続されて
いる。なお、D3はインピーダンスＺがコイルで構成され
ているときのフライホイールダイオードである。また、
L1,L2は該放電回路中の浮遊インダクタンスを示す。
次に、上記実施例の動作を第２図のタイミングチャー
トと共に説明する。
トと共に説明する。
トランジスタT1,T2のベースG1,G2には第２図（ａ）に
示すように繰り返しパルスが印加され、トランジスタT
1,T2は同期してオン・オフを繰り返す。トランジスタT
1,T2がオンになると、電源Ｅの電圧が該トランジスタT
1,T2を介して、ワークＷと電極Ｐ間のギャップに印加さ
れ、その後放電が生じると、放電電流i1が電源E,トラン
ジスタT2,ワークW,電極P,トランジスタT1,電源Ｅへと流
れる。このときのギャップ電圧をＶG，電源Ｅの電圧をV
0とすると、該放電電流i1は第（１）式で示したと同
様、 なる関係で流れ、第２図（ｂ）に示すように直線的に増
大する。そして、トランジスタT1,T2がオフになると、
浮遊インダクタンスL1,L2に蓄えられていたエネルギー
は帰還電流i2として帰還回路を通して流れる。即ち、電
源Ｅのマイナス側、即ち高電圧平滑コンデンサC2の一端
から、ダイオードD1,ワークW,電極P,ダイオードD2,高電
圧平滑コンデンサC2の他端へ流れ、高電圧平滑コンデン
サC2を充電する。こうして充電された高電圧平滑コンデ
ンサC2の電圧をVCとすると、この帰還電流i2は、次式の
関係で流れる。
示すように繰り返しパルスが印加され、トランジスタT
1,T2は同期してオン・オフを繰り返す。トランジスタT
1,T2がオンになると、電源Ｅの電圧が該トランジスタT
1,T2を介して、ワークＷと電極Ｐ間のギャップに印加さ
れ、その後放電が生じると、放電電流i1が電源E,トラン
ジスタT2,ワークW,電極P,トランジスタT1,電源Ｅへと流
れる。このときのギャップ電圧をＶG，電源Ｅの電圧をV
0とすると、該放電電流i1は第（１）式で示したと同
様、 なる関係で流れ、第２図（ｂ）に示すように直線的に増
大する。そして、トランジスタT1,T2がオフになると、
浮遊インダクタンスL1,L2に蓄えられていたエネルギー
は帰還電流i2として帰還回路を通して流れる。即ち、電
源Ｅのマイナス側、即ち高電圧平滑コンデンサC2の一端
から、ダイオードD1,ワークW,電極P,ダイオードD2,高電
圧平滑コンデンサC2の他端へ流れ、高電圧平滑コンデン
サC2を充電する。こうして充電された高電圧平滑コンデ
ンサC2の電圧をVCとすると、この帰還電流i2は、次式の
関係で流れる。
上記第（４）式と第（３）式を比較すると、充電電圧
VCが電源電圧V0を越え、VC＞V0となった状態では、帰還
電流i2の微分値は第（３）式で示されるトランジスタT
1,T2がオンの時の放電電流i1の微分値より大きくなり、
その立下りは、第２図（ｃ）に示すように急になる。そ
の結果、放電電流ｉ（＝i1＋i2）は第２図（ｄ）に示す
ような三角波波形の電流として流れることとなる。
VCが電源電圧V0を越え、VC＞V0となった状態では、帰還
電流i2の微分値は第（３）式で示されるトランジスタT
1,T2がオンの時の放電電流i1の微分値より大きくなり、
その立下りは、第２図（ｃ）に示すように急になる。そ
の結果、放電電流ｉ（＝i1＋i2）は第２図（ｄ）に示す
ような三角波波形の電流として流れることとなる。
一方、高電圧平滑コンデンサC2の充電電圧VCが上昇
し、その分圧電圧ＶHが、第２図（ｅ）に示すように、
設定基準電圧VL以上になると、コンパレータ１から第２
図（ｆ）に示すように出力信号が出され、トランジスタ
T3をオンさせる。これにより、高電圧平滑コンデンサC2
の電荷はトランジスタT3を通り、インピーダンスＺを介
して電源の平滑コンデンサC1に帰還される。
し、その分圧電圧ＶHが、第２図（ｅ）に示すように、
設定基準電圧VL以上になると、コンパレータ１から第２
図（ｆ）に示すように出力信号が出され、トランジスタ
T3をオンさせる。これにより、高電圧平滑コンデンサC2
の電荷はトランジスタT3を通り、インピーダンスＺを介
して電源の平滑コンデンサC1に帰還される。
本実施例は、以上のように動作するが、ここで、本発
明の放電加工電源が、第４図に示す従来の電流帰還方式
の放電加工電源よりもピーク値の大きい放電電流が得ら
れる理由を第３図の説明図で説明する。
明の放電加工電源が、第４図に示す従来の電流帰還方式
の放電加工電源よりもピーク値の大きい放電電流が得ら
れる理由を第３図の説明図で説明する。
まず、放電電流のパルス幅τを同一としたとき、両放
電加工電源において流れる放電電流をみると、従来の放
電加工電源においては、時刻t1から放電電流が流れ、直
線的に増加しピーク電流値がIp′になったときトランジ
スタT1,T2がオフとなり、帰還電流が直線的に減少し、
時刻t2で終了したとする。このとき、放電電流がピーク
値Ip′まで増加するまでの時間と、ピーク値Ip′から減
少し帰還電流が終了するまでの時間は略同一である。
電加工電源において流れる放電電流をみると、従来の放
電加工電源においては、時刻t1から放電電流が流れ、直
線的に増加しピーク電流値がIp′になったときトランジ
スタT1,T2がオフとなり、帰還電流が直線的に減少し、
時刻t2で終了したとする。このとき、放電電流がピーク
値Ip′まで増加するまでの時間と、ピーク値Ip′から減
少し帰還電流が終了するまでの時間は略同一である。
一方、本発明の放電加工電源においては、帰還電流の
立下がりが急で、帰還電流が終了するまでの時間は、放
電加工電源の開始からピーク値Ipに達するまでの時間よ
り短い。そのため、第３図において、時刻t1から放電が
開始され、ピーク電流値IpになったときトランジスタT
1,T2がオフとなり帰還電流が流れ出し、急激に直線的に
減少し時刻t2において終了したとすると、第３図に示す
ように放電電流のピーク値Ipは、従来放電加工電源によ
るピーク値Ip′よりも大きいものとなる。
立下がりが急で、帰還電流が終了するまでの時間は、放
電加工電源の開始からピーク値Ipに達するまでの時間よ
り短い。そのため、第３図において、時刻t1から放電が
開始され、ピーク電流値IpになったときトランジスタT
1,T2がオフとなり帰還電流が流れ出し、急激に直線的に
減少し時刻t2において終了したとすると、第３図に示す
ように放電電流のピーク値Ipは、従来放電加工電源によ
るピーク値Ip′よりも大きいものとなる。
また、両放電加工電源によって、同一ピーク値の電流
を得ようとすれば、従来の放電加工電源では時刻t1から
直線的に増加し、ピーク値Ip′になった後、破線で示す
ように時刻t2において帰還電流が終了する。一方、本発
明の放電加工電源では、時刻t1からピーク値Ip′になる
までは従来のものと同一であるが、帰還電流の立下りが
早いため、第３図中一点破線で示すように、早い時刻に
帰還電流は終了し、放電電流のパルス幅は従来のものと
比べ小さくなる。
を得ようとすれば、従来の放電加工電源では時刻t1から
直線的に増加し、ピーク値Ip′になった後、破線で示す
ように時刻t2において帰還電流が終了する。一方、本発
明の放電加工電源では、時刻t1からピーク値Ip′になる
までは従来のものと同一であるが、帰還電流の立下りが
早いため、第３図中一点破線で示すように、早い時刻に
帰還電流は終了し、放電電流のパルス幅は従来のものと
比べ小さくなる。
なお、上記実施例においては、トランジスタT1,T2を
オン・オフ制御するする制御回路については省略してい
るが、例えば、特公昭44−13195号公報に示されるよう
な放電開始から常に所定幅の放電電流幅を得るような制
御回路を用いれば放電電流幅は常に一定となり、放電電
流のピーク値Ipも常に略同一のものが得られる。
オン・オフ制御するする制御回路については省略してい
るが、例えば、特公昭44−13195号公報に示されるよう
な放電開始から常に所定幅の放電電流幅を得るような制
御回路を用いれば放電電流幅は常に一定となり、放電電
流のピーク値Ipも常に略同一のものが得られる。
発明の効果 以上述べたように、同一パルス電流幅であれば、従来
の方式の放電加工電源に比べ、本発明はピーク値の大き
い放電電流を得られるので、高速加工が可能となる。
の方式の放電加工電源に比べ、本発明はピーク値の大き
い放電電流を得られるので、高速加工が可能となる。
第１図は、本発明の一実施例の放電加工電源の要部概要
図、第２図は、同実施例における動作タイミングチャー
ト、第３図は、本発明の放電加工電源と従来の放電加工
電源の放電電流を比較した説明図、第４図は、従来の電
流帰還方式の放電加工電源の概要図、第５図は、同従来
の放電加工電源の動作タイミングチャートである。 Ｐ……電極、Ｗ……ワーク、T1,T2……トランジスタ、D
1〜D3……ダイオード、Ｅ……電源、C1……電源の平滑
コンデンサ、C2……高電圧平滑コンデンサ、１……コン
パレータ、Ｚ……インピーダンス。
図、第２図は、同実施例における動作タイミングチャー
ト、第３図は、本発明の放電加工電源と従来の放電加工
電源の放電電流を比較した説明図、第４図は、従来の電
流帰還方式の放電加工電源の概要図、第５図は、同従来
の放電加工電源の動作タイミングチャートである。 Ｐ……電極、Ｗ……ワーク、T1,T2……トランジスタ、D
1〜D3……ダイオード、Ｅ……電源、C1……電源の平滑
コンデンサ、C2……高電圧平滑コンデンサ、１……コン
パレータ、Ｚ……インピーダンス。
Claims (1)
- 【請求項１】スイッチング手段を介して電源電圧をワー
クと電極間に印加し、ワークと電極間に放電を生ぜしめ
る放電加工電源において、上記スイッチング手段がオフ
の時に放電回路中のインダクタンスに蓄えられたエネル
ギーを一端が電源のマイナス端子に接続された高電圧平
滑コンデンサに帰還させる回路と、上記高電圧平滑コン
デンサの充電電圧が所定レベル以上になると別のスイッ
チング素子をオンにさせてインピーダンスを介して上記
高電圧平滑コンデンサの他端を電源のプラス端子に接続
し電源の平滑コンデンサに帰還させる回路とを設けたこ
とを特徴とする放電加工電源。
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
| JP63022906A JP2652392B2 (ja) | 1988-02-04 | 1988-02-04 | 放電加工電源 |
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