JP2556179B2 - ダイバーシティ受信方式 - Google Patents
ダイバーシティ受信方式Info
- Publication number
- JP2556179B2 JP2556179B2 JP2187020A JP18702090A JP2556179B2 JP 2556179 B2 JP2556179 B2 JP 2556179B2 JP 2187020 A JP2187020 A JP 2187020A JP 18702090 A JP18702090 A JP 18702090A JP 2556179 B2 JP2556179 B2 JP 2556179B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- branch
- state transition
- branches
- coupled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 36
- 238000004891 communication Methods 0.000 claims description 31
- 238000012549 training Methods 0.000 claims description 24
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 7
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 3
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 6
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 3
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 238000005311 autocorrelation function Methods 0.000 description 2
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 1
- RRLHMJHRFMHVNM-BQVXCWBNSA-N [(2s,3r,6r)-6-[5-[5-hydroxy-3-(4-hydroxyphenyl)-4-oxochromen-7-yl]oxypentoxy]-2-methyl-3,6-dihydro-2h-pyran-3-yl] acetate Chemical compound C1=C[C@@H](OC(C)=O)[C@H](C)O[C@H]1OCCCCCOC1=CC(O)=C2C(=O)C(C=3C=CC(O)=CC=3)=COC2=C1 RRLHMJHRFMHVNM-BQVXCWBNSA-N 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はディジタル無線通信システム内の送信機から
無線信号を受信するために使用されるダイバーシティ受
信方式に関し、特に、多重パスの選択フェージングに起
因する符号間干渉を減少するように、トレーニング信号
を使用して伝搬パス特性を推定することによって適当な
ブランチを選択できるダイバーシティ受信方式に関す
る。
無線信号を受信するために使用されるダイバーシティ受
信方式に関し、特に、多重パスの選択フェージングに起
因する符号間干渉を減少するように、トレーニング信号
を使用して伝搬パス特性を推定することによって適当な
ブランチを選択できるダイバーシティ受信方式に関す
る。
［従来の技術］ 通信システム、特に、移動通信システムにおいては，
受信機の入力信号レベルは伝搬パスによる変動や無線信
号の伝送媒体によって激しく変動する。この現象はフェ
ージングとして知られている。
受信機の入力信号レベルは伝搬パスによる変動や無線信
号の伝送媒体によって激しく変動する。この現象はフェ
ージングとして知られている。
フェージングからの悪い効果を避けるために、種々の
型のダイバーシティ受信方式が、また、知られている。
ダイバーシティ受信方式は、通常、それぞれ、ブランチ
出力を出力する複数の受信ブランチを有する。ダイバー
シティ受信方式の結果出力はブランチ出力の合成信号ま
たはブランチ出力から選択された１つとして得られる。
型のダイバーシティ受信方式が、また、知られている。
ダイバーシティ受信方式は、通常、それぞれ、ブランチ
出力を出力する複数の受信ブランチを有する。ダイバー
シティ受信方式の結果出力はブランチ出力の合成信号ま
たはブランチ出力から選択された１つとして得られる。
送信機が送信信号を無線信号として送信するとき、無
線信号の一部分が、直接、受信機に伝搬する。しかしな
がら、残りの部分は、ビルディング、山等の種々の物体
によって反射や分散され、従って、受信システムに遅れ
て達する。従って、受信システムで受信された入力信号
は直接信号成分と遅延成分とを有し、歪みを受ける。そ
のような歪みを引き起こす伝搬パスはマルチパスとして
知られ、歪みはマルチパス歪みと呼ばれる。
線信号の一部分が、直接、受信機に伝搬する。しかしな
がら、残りの部分は、ビルディング、山等の種々の物体
によって反射や分散され、従って、受信システムに遅れ
て達する。従って、受信システムで受信された入力信号
は直接信号成分と遅延成分とを有し、歪みを受ける。そ
のような歪みを引き起こす伝搬パスはマルチパスとして
知られ、歪みはマルチパス歪みと呼ばれる。
マルチパス歪みを減少するための１つの方法におい
て、送信機から送信される無線信号はトレーニング信号
とデータ信号とを有する。受信システムはトレーニング
信号を使用してパルチパスの伝送特性を推定し、推定さ
れて信号によって受信信号を等化してマルチパス歪みを
減少する。
て、送信機から送信される無線信号はトレーニング信号
とデータ信号とを有する。受信システムはトレーニング
信号を使用してパルチパスの伝送特性を推定し、推定さ
れて信号によって受信信号を等化してマルチパス歪みを
減少する。
ダイバーシティ受信方式がマルチパスのために使用さ
れたとき、マルチパス歪みが受信ブランチで相違する。
従って、ブランチ出力選択が、例えば、各ブランチの入
力信号強度によって行われるとき、ダイバーシティ受信
方式からの結果信号はマルチパスの異なった伝送特性に
よって影響を受ける。
れたとき、マルチパス歪みが受信ブランチで相違する。
従って、ブランチ出力選択が、例えば、各ブランチの入
力信号強度によって行われるとき、ダイバーシティ受信
方式からの結果信号はマルチパスの異なった伝送特性に
よって影響を受ける。
マルチパス歪みを有効に減少するためのダイバーシテ
ィ受信方式は、同じ譲受け人（NEC株式会社）によって
平成１年５月２日に出願された特願平１−113202号に提
案されている。提案されたダイバーシティ受信方式は、
伝送信号内のトレーニング信号と結果信号を等化するた
めの等化器を使用する。提案されたダイバーシティ受信
方式において、伝搬特性は受信されたトレーニング信号
を使用することによって各受信ブランチで推定される。
推定された伝搬路特性は等化器にとって有意な成分と有
意でない成分とに分類される。有意な成分の電力と有意
でない成分の他の電力との比が計算される。各ブランチ
における比はブランチの１つを選択するためのパラメー
タとして使用される。即ち、全ての受信ブランチの比が
互いに比較され、全ての比の最も大きい比を提供するブ
ランチの１つは特定のブランチとして選択される。それ
から、特定のブランチからのブランチ出力はダイバーシ
ティ方式の結果信号として選択され、特定のブランチに
おいて推定された伝搬路特性によって等化されている。
従って、等化が有効に行われ、受信性能がダイバーシテ
ィ効果によって改善される。
ィ受信方式は、同じ譲受け人（NEC株式会社）によって
平成１年５月２日に出願された特願平１−113202号に提
案されている。提案されたダイバーシティ受信方式は、
伝送信号内のトレーニング信号と結果信号を等化するた
めの等化器を使用する。提案されたダイバーシティ受信
方式において、伝搬特性は受信されたトレーニング信号
を使用することによって各受信ブランチで推定される。
推定された伝搬路特性は等化器にとって有意な成分と有
意でない成分とに分類される。有意な成分の電力と有意
でない成分の他の電力との比が計算される。各ブランチ
における比はブランチの１つを選択するためのパラメー
タとして使用される。即ち、全ての受信ブランチの比が
互いに比較され、全ての比の最も大きい比を提供するブ
ランチの１つは特定のブランチとして選択される。それ
から、特定のブランチからのブランチ出力はダイバーシ
ティ方式の結果信号として選択され、特定のブランチに
おいて推定された伝搬路特性によって等化されている。
従って、等化が有効に行われ、受信性能がダイバーシテ
ィ効果によって改善される。
［発明が解決しようとする課題］ しかしながら，トレーニング信号が、例えば、26ビッ
ト長の予め定められたビット長をもつ場合、データ信号
がトレーニング信号を使用する伝搬路特性の推定に影響
を及ぼし、誤差が計算された比、特に、有意でない成分
の電力に含まれる。この結果、ブランチ選択においてS/
N比の劣化が生じる。S/N比の劣化は、符号間干渉が等化
器の等化能力以内で生じるとき、顕著に観測される。
ト長の予め定められたビット長をもつ場合、データ信号
がトレーニング信号を使用する伝搬路特性の推定に影響
を及ぼし、誤差が計算された比、特に、有意でない成分
の電力に含まれる。この結果、ブランチ選択においてS/
N比の劣化が生じる。S/N比の劣化は、符号間干渉が等化
器の等化能力以内で生じるとき、顕著に観測される。
［課題を解決するための手段］ 従って、本発明の目的は、S/N比の劣化なしで、ブラ
ンチ選択できるダイバーシティ受信方式を提供すること
にある。
ンチ選択できるダイバーシティ受信方式を提供すること
にある。
本発明の他の目的は、符号間干渉を有効に減少する等
化器の等化能力を参照してマルチパスによる符号間干渉
による異なったパラメータによってブランチ選択できる
ダイバーシティ受信方式を提供することにある。
化器の等化能力を参照してマルチパスによる符号間干渉
による異なったパラメータによってブランチ選択できる
ダイバーシティ受信方式を提供することにある。
本発明のダイバーシティ受信方式は，アンテナ，該ア
ンテナに接続した受信機，該受信機に接続した復調器，
該復調器の復調出力をディジタル値に変換するA/D変換
器，該A/D変換器の出力を貯える一時記憶装置，該一時
記憶装置の記憶内容中に含む前記トレーニング信号を用
いて前記受信系に到来した電波のそれぞれの伝搬経路を
インパルスレスポンスとして推定する通信路特性推定
器，該通信路特性推定器が推定した前記それぞれの通信
路の情報を後記等化器に用いられる有意な情報と後記等
化器に用いられない有意でない情報とに分けて出力する
通信路特性選別回路，該通信路特性選別回路が出力する
それぞれの通信路の有意な情報と有意でない情報より計
算される受信品質を表すパラメータを比較して最も受信
品質の良い前記受信系を選択し制御信号を出力する通信
路品質比較器と，該通信路品質比較器が選択した前記受
信系の前記一時記憶装置の記憶内容を前記伝送路推定器
の推定した前記伝搬経路を有意な情報に基づいて等化す
る等化器とを具備しているダイバーシティ受信方式は，
前記通信路品質比較器においてそれぞれの受信系につい
て前記通信路特性選別回路より出力される前記有意な情
報をもつ成分の電力と前記有意でない情報をもつ成分の
電力とを計算し，前記有意な情報をもつ成分の電力と前
記有意でない情報をもつ成分の電力との第１の比と和と
を計算し，該和と前記有意な情報をもつ成分の電力との
第２の比を計算し，各受信系から得られる該第２の比の
全てが設定するしきい値より小さい場合前記第１の比を
受信系選択基準に用い前記第１の比を最も大きくする受
信系を最も受信品質の良い受信系として選択し，各受信
系から得られる前記第２の比のうち一つでも前記しきい
値より大きい場合前記和を受信系選択基準に用い前記和
を最も大きくする受信系を最も受信品質の良い受信系と
して選択する構成としている。
ンテナに接続した受信機，該受信機に接続した復調器，
該復調器の復調出力をディジタル値に変換するA/D変換
器，該A/D変換器の出力を貯える一時記憶装置，該一時
記憶装置の記憶内容中に含む前記トレーニング信号を用
いて前記受信系に到来した電波のそれぞれの伝搬経路を
インパルスレスポンスとして推定する通信路特性推定
器，該通信路特性推定器が推定した前記それぞれの通信
路の情報を後記等化器に用いられる有意な情報と後記等
化器に用いられない有意でない情報とに分けて出力する
通信路特性選別回路，該通信路特性選別回路が出力する
それぞれの通信路の有意な情報と有意でない情報より計
算される受信品質を表すパラメータを比較して最も受信
品質の良い前記受信系を選択し制御信号を出力する通信
路品質比較器と，該通信路品質比較器が選択した前記受
信系の前記一時記憶装置の記憶内容を前記伝送路推定器
の推定した前記伝搬経路を有意な情報に基づいて等化す
る等化器とを具備しているダイバーシティ受信方式は，
前記通信路品質比較器においてそれぞれの受信系につい
て前記通信路特性選別回路より出力される前記有意な情
報をもつ成分の電力と前記有意でない情報をもつ成分の
電力とを計算し，前記有意な情報をもつ成分の電力と前
記有意でない情報をもつ成分の電力との第１の比と和と
を計算し，該和と前記有意な情報をもつ成分の電力との
第２の比を計算し，各受信系から得られる該第２の比の
全てが設定するしきい値より小さい場合前記第１の比を
受信系選択基準に用い前記第１の比を最も大きくする受
信系を最も受信品質の良い受信系として選択し，各受信
系から得られる前記第２の比のうち一つでも前記しきい
値より大きい場合前記和を受信系選択基準に用い前記和
を最も大きくする受信系を最も受信品質の良い受信系と
して選択する構成としている。
［作 用］ 例えば符号間干渉が等化能力を越えている場合にはβ
は残留符号間干渉が主成分であると考えられるから,S＝
α／βを用いて充分精度の高い選択を行うことができ
る。これに対し符号間干渉が等化能力を越えていない場
合にはβは誤差と雑音成分に支配されてくるため，受信
電力（Ｐ＝α＋β）を選択基準として用いることによ
り，より精度の高い選択が可能となると考えられる。こ
のように,S,Pの２種類の選択基準を用いることによっ
て，より精度の高いブランチ選択が可能になる。
は残留符号間干渉が主成分であると考えられるから,S＝
α／βを用いて充分精度の高い選択を行うことができ
る。これに対し符号間干渉が等化能力を越えていない場
合にはβは誤差と雑音成分に支配されてくるため，受信
電力（Ｐ＝α＋β）を選択基準として用いることによ
り，より精度の高い選択が可能となると考えられる。こ
のように,S,Pの２種類の選択基準を用いることによっ
て，より精度の高いブランチ選択が可能になる。
２種類の選択基準を用いるためには，受信信号から符
号間干渉の形態を推定しなければならない。まず，等化
能力以内の符号間干渉が生じている場合には，βは誤差
成分と雑音成分で構成されるから大きな値にならない。
このため,U＝α／（α＋β）はほぼ１に等しくなる。逆
に，等化能力を越える符号間干渉が生じた場合，βは誤
差成分，雑音成分の他に残留符号間干渉成分が生じてく
るため,Uは等化能力以内の符号間干渉が生じる場合と比
較して小さい値になる。このようにＵを用いることによ
って符号間干渉の形態を推定することが可能となる。
号間干渉の形態を推定しなければならない。まず，等化
能力以内の符号間干渉が生じている場合には，βは誤差
成分と雑音成分で構成されるから大きな値にならない。
このため,U＝α／（α＋β）はほぼ１に等しくなる。逆
に，等化能力を越える符号間干渉が生じた場合，βは誤
差成分，雑音成分の他に残留符号間干渉成分が生じてく
るため,Uは等化能力以内の符号間干渉が生じる場合と比
較して小さい値になる。このようにＵを用いることによ
って符号間干渉の形態を推定することが可能となる。
［実施例］ 次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明の１実施例の構成を示すブロック図で
ある。簡単のため２つの受信系統の場合について示して
いる。
ある。簡単のため２つの受信系統の場合について示して
いる。
第１の受信系統では、アンテナ1aが受信機2aに接続さ
れ，受信機2aは復調器3aに接続され，復調器3aはA/D変
換器4aに接続され,A/D変換器4aはRAM5aに接続され,RAM5
aは通信路特性推定器6aに接続され，通信特性推定器6a
は通信路特性選別回路7aに接続される。
れ，受信機2aは復調器3aに接続され，復調器3aはA/D変
換器4aに接続され,A/D変換器4aはRAM5aに接続され,RAM5
aは通信路特性推定器6aに接続され，通信特性推定器6a
は通信路特性選別回路7aに接続される。
第２の受信系統では、アンテナ1b,受信機2b,復調器3
b,A/D変換器4b,RAM5b,通信路特性推定器6b,通信路特性
選別回路7bもまた同様に接続されている。
b,A/D変換器4b,RAM5b,通信路特性推定器6b,通信路特性
選別回路7bもまた同様に接続されている。
各系統のRAM5a,RAM5bの出力端子は第１のスイッチ８
に接続され，第１のスイッチ８は等化器９に接続されて
いる。各系統の通信路特特性選別回路7a,通信路特性選
別回路7bの出力端子は第２のスイッチ10と伝送路品質比
較器11とに接続され，第２のスイッチ10は等化器９に接
続されている。伝送路品質比較器11は第１のスイッチ８
と第２のスイッチ10とに接続されている。また伝送路品
質比較器11はしきい値入力端子12を有する。
に接続され，第１のスイッチ８は等化器９に接続されて
いる。各系統の通信路特特性選別回路7a,通信路特性選
別回路7bの出力端子は第２のスイッチ10と伝送路品質比
較器11とに接続され，第２のスイッチ10は等化器９に接
続されている。伝送路品質比較器11は第１のスイッチ８
と第２のスイッチ10とに接続されている。また伝送路品
質比較器11はしきい値入力端子12を有する。
変調信号として２相位相変調信号を用いるとして以下
説明する。上述の構成において，アンテナ1a,1bから入
力された信号が各々受信機2a,2bで受信され，復調器3a,
3bで復調され,A/D変換器4a,4bでシンボルレートと等し
いサンプルレートでディジタル値に変換される。
説明する。上述の構成において，アンテナ1a,1bから入
力された信号が各々受信機2a,2bで受信され，復調器3a,
3bで復調され,A/D変換器4a,4bでシンボルレートと等し
いサンプルレートでディジタル値に変換される。
復調器3a,3bは第２図のように構成される。このとき
受信機2a,2bからの受信信号は発振器54からの局部信号
及びこの局部信号をπ/2移相器53で移相し信号をミキサ
51,52で周波数混合され復調信号は複素信号で与えられ
る。以下，複素信号を前提として説明する。
受信機2a,2bからの受信信号は発振器54からの局部信号
及びこの局部信号をπ/2移相器53で移相し信号をミキサ
51,52で周波数混合され復調信号は複素信号で与えられ
る。以下，複素信号を前提として説明する。
A/D変換器4a,4bの出力はRAM5a,5bに貯えられる。通信
路特性推定器6a,6bでは，受信信号中のトレーニング信
号を用いて送信点からアンテナ1a,1bまでほ各々の通信
路特性が推定され，各々通信路特性選別回路7a,7bに出
力される。
路特性推定器6a,6bでは，受信信号中のトレーニング信
号を用いて送信点からアンテナ1a,1bまでほ各々の通信
路特性が推定され，各々通信路特性選別回路7a,7bに出
力される。
このトレーニング信号は第３図のような26シンボルの
系列を用いることができる。この26シンボルと中心の16
シンボルとの自己相関関数は第４図のように−5T〜＋5T
に渡ってインパルスとなっている。このように自己相関
関数がインパルスとなる系列を用いることにより通信路
特性を推定することができる。
系列を用いることができる。この26シンボルと中心の16
シンボルとの自己相関関数は第４図のように−5T〜＋5T
に渡ってインパルスとなっている。このように自己相関
関数がインパルスとなる系列を用いることにより通信路
特性を推定することができる。
このとき通信路特性推定器6a,6bは第５図に示すよう
な構成となる。入力端子80に入力したA/D変換器4a,4bか
らのディジタル信号はシフトレジスタ85の16個のタップ
から出力レジスタ84からのリファレンス信号である中心
の16シンボルと16個の乗算器81でかけ算され，加算器82
で加算され出力される。
な構成となる。入力端子80に入力したA/D変換器4a,4bか
らのディジタル信号はシフトレジスタ85の16個のタップ
から出力レジスタ84からのリファレンス信号である中心
の16シンボルと16個の乗算器81でかけ算され，加算器82
で加算され出力される。
トレーニング信号０（第３図における先頭ビット）に
対応する受信信号がシフトレジスタ85の最後尾のタップ
から出力される時点から，トレーニング信号25（第３図
における最後尾ビット）に対応する受信信号がシフトレ
ジスタ85の先頭のタップから出力されるまで，相関操作
を行う。このとき出力端子83には11個の相関値が得ら
れ，これらの他を近似的に±5Tに渡る通信路インパルス
レスポンスの推定値とみなす。
対応する受信信号がシフトレジスタ85の最後尾のタップ
から出力される時点から，トレーニング信号25（第３図
における最後尾ビット）に対応する受信信号がシフトレ
ジスタ85の先頭のタップから出力されるまで，相関操作
を行う。このとき出力端子83には11個の相関値が得ら
れ，これらの他を近似的に±5Tに渡る通信路インパルス
レスポンスの推定値とみなす。
通信路特性推定器6a,6bは通信路インパルスレスポン
スの推定値であるha（−５）ha（＋５）,hb（−５）〜h
b（＋５）を通信路特性選別回路7a,7bに出力する。
スの推定値であるha（−５）ha（＋５）,hb（−５）〜h
b（＋５）を通信路特性選別回路7a,7bに出力する。
第１図に戻って、通信路特性選別回路7a,7bでは推定
された通信路インパルスレスポンスから等化器９に有意
である成分と有意でない成分とを選別して伝送路品質比
較器11に入力するとともに第２のスイッチ10に出力す
る。
された通信路インパルスレスポンスから等化器９に有意
である成分と有意でない成分とを選別して伝送路品質比
較器11に入力するとともに第２のスイッチ10に出力す
る。
ここで，等化器９は時間長さ5Tまでの通信路インパル
スレスポンスによって生じる符号間干渉を等化できるも
のとすれば，通信路特性選別回路7a,7bでは通信路イン
パルスレスポンスの推定値ha（−５）〜ha（＋５）,hb
（−５）〜hb（＋５）をそれぞれ次のように分類する。
簡単のためにha（−５）〜ha（＋５）についてのみ示す
が,hb（−５）〜hb（＋５）についても同様である。有
意である成分として通信路インパルスレスポンスha（−
５）〜ha（＋５）のうち等化器９で等化できる長さ５の
通信路インパルスレスポンスをha（ｊ）〜ha（ｊ＋４）
とするとha（ｊ）〜ha（ｊ＋４）は次式を満足する。
スレスポンスによって生じる符号間干渉を等化できるも
のとすれば，通信路特性選別回路7a,7bでは通信路イン
パルスレスポンスの推定値ha（−５）〜ha（＋５）,hb
（−５）〜hb（＋５）をそれぞれ次のように分類する。
簡単のためにha（−５）〜ha（＋５）についてのみ示す
が,hb（−５）〜hb（＋５）についても同様である。有
意である成分として通信路インパルスレスポンスha（−
５）〜ha（＋５）のうち等化器９で等化できる長さ５の
通信路インパルスレスポンスをha（ｊ）〜ha（ｊ＋４）
とするとha（ｊ）〜ha（ｊ＋４）は次式を満足する。
（ｉ＝−5,−4,…,0,1） このとき有意でない成分はha（ｊ）〜ha（ｊ＋４）を除
くha（ｉ）である。これらの有意でない成分は等化器９
で等化できない残留符号間干渉成分である。
くha（ｉ）である。これらの有意でない成分は等化器９
で等化できない残留符号間干渉成分である。
伝送路品質比較器11では通信路特性選別回路7a,7bか
らの各々の入力に基づいて有意である成分の電力 と有意でない成分の電力βとの第１の比（Ｓ＝α／β）
と和（Ｐ＝α＋β）及び第２の比（Ｕ＝α／β））を各
々計算する。
らの各々の入力に基づいて有意である成分の電力 と有意でない成分の電力βとの第１の比（Ｓ＝α／β）
と和（Ｐ＝α＋β）及び第２の比（Ｕ＝α／β））を各
々計算する。
ここで、等化能力以内の符号間干渉が生じている場合
には，βは誤差成分と雑音成分で構成されるから大きな
値にならない。このため,U＝α／（α＋β）はほぼ１に
等しくなる。逆に，等化能力を越える符号間干渉が生じ
た場合，βは誤差成分，雑音成分の他に残留符号間干渉
成分が生じてくるため,Uは等化能力以内の符号間干渉が
生じる場合と比較して小さい値になる。
には，βは誤差成分と雑音成分で構成されるから大きな
値にならない。このため,U＝α／（α＋β）はほぼ１に
等しくなる。逆に，等化能力を越える符号間干渉が生じ
た場合，βは誤差成分，雑音成分の他に残留符号間干渉
成分が生じてくるため,Uは等化能力以内の符号間干渉が
生じる場合と比較して小さい値になる。
各ブランチから得られる全てのＵが，しきい値入力端
子12において設定されるしいきい値Ｖを越えない場合は
通信路において等化能力を越えた符号間干渉が生じてい
ると判断しＳをブランチ選択基準に用い，また各ブラン
チのＵのうち一つでもしきい値入力端子12において設定
されるしきい値Ｖを越えていればＰをブランチ選択基準
に用いる。
子12において設定されるしいきい値Ｖを越えない場合は
通信路において等化能力を越えた符号間干渉が生じてい
ると判断しＳをブランチ選択基準に用い，また各ブラン
チのＵのうち一つでもしきい値入力端子12において設定
されるしきい値Ｖを越えていればＰをブランチ選択基準
に用いる。
Ｓがブランチ選択基準となる場合，伝送路品質比較器
11は第２のスイッチ10に対して比較的大なＳを与える通
信路特性選別回路（7aまたは7b）からの出力を等化器９
に出力するように制御する。また伝送路品質比較器11は
第１のスイッチ８に対して比較的大きなＳを与える通信
路特性選別回路（7aまたは7b）の受信系のRAM（5aまた
は5b）に貯えられたディジタルデータを等化器９に入力
するように制御する。等化器９は第２のスイッチ10から
の入力を符号間干渉を与える通信路インパルスレスポン
スとしてとらえ，この入力に基づいて内部状態を設定す
る。
11は第２のスイッチ10に対して比較的大なＳを与える通
信路特性選別回路（7aまたは7b）からの出力を等化器９
に出力するように制御する。また伝送路品質比較器11は
第１のスイッチ８に対して比較的大きなＳを与える通信
路特性選別回路（7aまたは7b）の受信系のRAM（5aまた
は5b）に貯えられたディジタルデータを等化器９に入力
するように制御する。等化器９は第２のスイッチ10から
の入力を符号間干渉を与える通信路インパルスレスポン
スとしてとらえ，この入力に基づいて内部状態を設定す
る。
Ｐがブランチ選択基準となる場合，伝送路品質比較器
11は第２のスイッチ10に対して比較的大きなＰを与える
通信路特性選別回路（7aまたは7b）からの出力を等化器
９に出力するように制御する。また伝送路品質比較器11
は第１のスイッチ８に対して比較的大きなＰ与える通信
路特性選別回路（7aまたは7b）の受信系のRAM（5aまた
は5b）に貯えられたディジタルデータを等化器９に入力
するように制御する。等化器９は第２のスイッチ10から
の入力を符号間干渉を与える通信路インパルスレスポン
スとしてとらえ，この入力に基づいて内部状態を設定す
る。
11は第２のスイッチ10に対して比較的大きなＰを与える
通信路特性選別回路（7aまたは7b）からの出力を等化器
９に出力するように制御する。また伝送路品質比較器11
は第１のスイッチ８に対して比較的大きなＰ与える通信
路特性選別回路（7aまたは7b）の受信系のRAM（5aまた
は5b）に貯えられたディジタルデータを等化器９に入力
するように制御する。等化器９は第２のスイッチ10から
の入力を符号間干渉を与える通信路インパルスレスポン
スとしてとらえ，この入力に基づいて内部状態を設定す
る。
このように設定された等化器９では，スイッチ８から
の入力信号を等化して出力端子10に出力する。この等化
器９の構成の一例として，ビタビアルゴリズムを用いた
最尤系列推定回路を用いることができる。この回路は第
６図のように構成できる。この回路は，ブランチメトリ
ック演算回路92とビタビプロセッサ93と状態遷移制御回
路98とから構成される。長さ５の通信路インパルスレス
ポンスに起因する符号間干渉を等化するビタビプロセッ
サ93のトレリス線図を第７図に示す。第７図において，
時刻ｋにおける状態Ｓ（S0,S1,S2,S3;k）は,k番目のシ
ンボルに対して符号間干渉を与えうる全ての送信シンボ
ル系列S0,S1,S2,S3で定義される。このため，時刻ｋ→
時刻ｋ＋１における状態遷移は,5つの送信シンボル系列
T0,T1,T2,T3,T4で定義できる。ここで,T0〜T3は時刻ｋ
におけるS0〜S3であり,T1〜T4は時刻ｋ＋１におけるS0
〜S3である。例えば,S（S0,S1,S2,S3;k）＝（＋1,＋1,
−1,−１）からＳ（S0,S1,S2,S3;k＋１）＝（＋1,−1,
−1,＋１）への遷移は，（T0,T1,T2,T3,T4）＝（＋1,＋
1,−1,−1,＋１）で定義することができる。一般に，ビ
タビプロセッサは，時刻ｋ→時刻ｋ＋１に生じうる全て
の可能な状態遷移に対応するブランチメトリックに基づ
いて復調を行うものである（例えば，ヘイズ（J.F.Haye
s）“ザ・ビタビ・アルゴリズム・アプライド・トウ・
ディジタル・データ・トランスミッション（The Viterb
i Algorithm Applied To Digital DataTransmissio
n）",アイ・イー・イー・イー（IEEE），コミュニケー
ション・ソサエティ（Communication Society）,1975,N
o.13）。
の入力信号を等化して出力端子10に出力する。この等化
器９の構成の一例として，ビタビアルゴリズムを用いた
最尤系列推定回路を用いることができる。この回路は第
６図のように構成できる。この回路は，ブランチメトリ
ック演算回路92とビタビプロセッサ93と状態遷移制御回
路98とから構成される。長さ５の通信路インパルスレス
ポンスに起因する符号間干渉を等化するビタビプロセッ
サ93のトレリス線図を第７図に示す。第７図において，
時刻ｋにおける状態Ｓ（S0,S1,S2,S3;k）は,k番目のシ
ンボルに対して符号間干渉を与えうる全ての送信シンボ
ル系列S0,S1,S2,S3で定義される。このため，時刻ｋ→
時刻ｋ＋１における状態遷移は,5つの送信シンボル系列
T0,T1,T2,T3,T4で定義できる。ここで,T0〜T3は時刻ｋ
におけるS0〜S3であり,T1〜T4は時刻ｋ＋１におけるS0
〜S3である。例えば,S（S0,S1,S2,S3;k）＝（＋1,＋1,
−1,−１）からＳ（S0,S1,S2,S3;k＋１）＝（＋1,−1,
−1,＋１）への遷移は，（T0,T1,T2,T3,T4）＝（＋1,＋
1,−1,−1,＋１）で定義することができる。一般に，ビ
タビプロセッサは，時刻ｋ→時刻ｋ＋１に生じうる全て
の可能な状態遷移に対応するブランチメトリックに基づ
いて復調を行うものである（例えば，ヘイズ（J.F.Haye
s）“ザ・ビタビ・アルゴリズム・アプライド・トウ・
ディジタル・データ・トランスミッション（The Viterb
i Algorithm Applied To Digital DataTransmissio
n）",アイ・イー・イー・イー（IEEE），コミュニケー
ション・ソサエティ（Communication Society）,1975,N
o.13）。
第６図の等化器９において，全ての可能な状態遷移に
対するブランチメトリックは次のようにして求めること
ができる。まず，状態遷移制御回路98は，起こりうる全
ての可能な状態遷移（T0,T1,T2,T3,T4）を順次出力し，
ブランチメトリック演算回路92とビタビプロセッサ93に
求めるべき状態遷移に対応するブランチメトリックの演
算を開始させる。例えば，（T0,T1,T2,T3,T4）として
（＋1,＋1,−1,−1,＋１）が出力された場合には,S（S
0,S1,S2,S3;k）＝（＋1,＋1,−1,−１）からＳ（S0,S1,
S2,S3;k＋１）＝（＋1,−1,−1,＋１）への遷移に対応
するブランチメトリックを求めることを示す。
対するブランチメトリックは次のようにして求めること
ができる。まず，状態遷移制御回路98は，起こりうる全
ての可能な状態遷移（T0,T1,T2,T3,T4）を順次出力し，
ブランチメトリック演算回路92とビタビプロセッサ93に
求めるべき状態遷移に対応するブランチメトリックの演
算を開始させる。例えば，（T0,T1,T2,T3,T4）として
（＋1,＋1,−1,−1,＋１）が出力された場合には,S（S
0,S1,S2,S3;k）＝（＋1,＋1,−1,−１）からＳ（S0,S1,
S2,S3;k＋１）＝（＋1,−1,−1,＋１）への遷移に対応
するブランチメトリックを求めることを示す。
ブランチメトリック演算回路92は，整合フィルタ94,
ブランチメトリック固定成分演算回路95とブランチメト
リック合成回路96で構成される。
ブランチメトリック固定成分演算回路95とブランチメト
リック合成回路96で構成される。
状態遷移制御回路98は，まず，通信路インパルスレス
ポンスによって定められるブランチメトリック成分を演
算するブランチメトリック固定成分演算回路95とブラン
チメトリック合成回路96とに（T0,T1,T2,T3,T4）の組を
出力する。ブランチメトリック固定成分演算回路95とブ
ランチメトリック合成回路96とは，入力された（T0,T1,
T2,T3,T4）に基づく状態遷移に対応するブランチメトリ
ックを演算し，ビタビプロセッサ93に出力する。状態遷
移制御回路98は，ビタビプロセッサ93に対しても（T0,T
1,T2,T3,T4）を出力する。ビタビプロセッサ93は，ブラ
ンチメトリック合成回路96から入力されるブランチメト
リックを状態遷移制御回路98から入力される（T0,T1,T
2,T3,T4）で規定される状態遷移に対応するものとして
入力し，ビタビアルゴリズムに基づいて処理を行う。以
上の操作を種々の状態遷移に対して順次繰り返して，ビ
タビプロセッサ93は，データを判定して，出力端子10に
出力する。
ポンスによって定められるブランチメトリック成分を演
算するブランチメトリック固定成分演算回路95とブラン
チメトリック合成回路96とに（T0,T1,T2,T3,T4）の組を
出力する。ブランチメトリック固定成分演算回路95とブ
ランチメトリック合成回路96とは，入力された（T0,T1,
T2,T3,T4）に基づく状態遷移に対応するブランチメトリ
ックを演算し，ビタビプロセッサ93に出力する。状態遷
移制御回路98は，ビタビプロセッサ93に対しても（T0,T
1,T2,T3,T4）を出力する。ビタビプロセッサ93は，ブラ
ンチメトリック合成回路96から入力されるブランチメト
リックを状態遷移制御回路98から入力される（T0,T1,T
2,T3,T4）で規定される状態遷移に対応するものとして
入力し，ビタビアルゴリズムに基づいて処理を行う。以
上の操作を種々の状態遷移に対して順次繰り返して，ビ
タビプロセッサ93は，データを判定して，出力端子10に
出力する。
整合フィルタ94は，第８図のように５タップのトラン
スバーサル型フィルタで構成できる。トランスバーサル
型フィルタ94は、この技術で知られているように、互い
に縦続接続された４つの遅延回路（Ｔ）1130〜1133と、
４つの乗算器1120〜1123と、５つのタップ利得（係数）
1115〜1119と、加算器1160とを有する。データ信号は、
入力端子1106を介して縦続接続された遅延素子に供給さ
れ、５つの有為な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）は，それ
ぞれ、タップ利得端子1110〜1114を介してタップ利得
（Ｇ）1115〜1119に供給される。タップ利得（Ｇ）は有
意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）から時間反転された共
役複素成分ｈ（ｊ）＊〜ｈ（ｊ＋４）＊を得る。時間反
転された共役複素成分は乗算器1120〜1123に供給され、
ディジタルデータ信号が掛けられ、乗算された信号を出
力する。乗算された信号は加算器1160で加算され、加算
された信号ｚ（ｋ）は出力端子1125を介してブランチメ
トリック合成回路96に送出される。
スバーサル型フィルタで構成できる。トランスバーサル
型フィルタ94は、この技術で知られているように、互い
に縦続接続された４つの遅延回路（Ｔ）1130〜1133と、
４つの乗算器1120〜1123と、５つのタップ利得（係数）
1115〜1119と、加算器1160とを有する。データ信号は、
入力端子1106を介して縦続接続された遅延素子に供給さ
れ、５つの有為な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）は，それ
ぞれ、タップ利得端子1110〜1114を介してタップ利得
（Ｇ）1115〜1119に供給される。タップ利得（Ｇ）は有
意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）から時間反転された共
役複素成分ｈ（ｊ）＊〜ｈ（ｊ＋４）＊を得る。時間反
転された共役複素成分は乗算器1120〜1123に供給され、
ディジタルデータ信号が掛けられ、乗算された信号を出
力する。乗算された信号は加算器1160で加算され、加算
された信号ｚ（ｋ）は出力端子1125を介してブランチメ
トリック合成回路96に送出される。
第９図を参照すると、ブランチメトリック固定成分演
算回路95は、有意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）とそれ
らの共役複素成分ｈ（ｊ）＊〜ｈ（ｊ＋４）＊から次の
式に従って実成分ｒ（１）〜ｒ（４）を計算する演算回
路121有する。
算回路95は、有意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）とそれ
らの共役複素成分ｈ（ｊ）＊〜ｈ（ｊ＋４）＊から次の
式に従って実成分ｒ（１）〜ｒ（４）を計算する演算回
路121有する。
有意な成分ｈ（ｊ）〜ｈ（ｊ＋４）は端子120を介して
演算回路121に供給される。計算された実成分ｒ（１）
〜ｒ（４）は一時的にレジスタ122に保持される。他の
レジスタ127は、端子1210〜1213を介して状態遷移制御
回路98からシンボル列T0,T1,T2,及びT3が供給される。
レジスタ122内の実成分ｒ（４）〜ｒ（１）とレジスタ1
27内のシンボルT0〜T4はそれぞれ乗算器123〜126で乗算
される。乗算された信号は加算器127で和がとられ、結
果の和は乗算器129でレジスタ1200内のT4が乗算され
る。結果信号はブランチメトリック固定成分として端子
1201を介してブランチメトリック合成回路96に供給され
る。すなわち、次の式（３）が乗算器123〜126,加算器1
27,及び乗算器129によって実行される。
演算回路121に供給される。計算された実成分ｒ（１）
〜ｒ（４）は一時的にレジスタ122に保持される。他の
レジスタ127は、端子1210〜1213を介して状態遷移制御
回路98からシンボル列T0,T1,T2,及びT3が供給される。
レジスタ122内の実成分ｒ（４）〜ｒ（１）とレジスタ1
27内のシンボルT0〜T4はそれぞれ乗算器123〜126で乗算
される。乗算された信号は加算器127で和がとられ、結
果の和は乗算器129でレジスタ1200内のT4が乗算され
る。結果信号はブランチメトリック固定成分として端子
1201を介してブランチメトリック合成回路96に供給され
る。すなわち、次の式（３）が乗算器123〜126,加算器1
27,及び乗算器129によって実行される。
従って、ブランチメトリック固定成分ｂ（T0,T1,T2,T3,
T4）が得られる。但し,Tkは＋１もしくは−１の値をと
る。
T4）が得られる。但し,Tkは＋１もしくは−１の値をと
る。
第10図を参照すると、ブランチメトリック合成回路96
は，端子132を介して状態遷移制御回路98から供給され
るT4を保持するレジスタ134と、レジスタ134内のT4に整
合フィルタ94からのフィルタ出力ｚ（ｋ）を掛ける乗算
器135と、乗算器135からの乗算された信号と端子131を
介してブランチメトリック固定成分演算回路95からブラ
ンチメトリック固定成分ｂ（T0,T1,T2,T3,T4）とを加算
する加算器136と、加算器136からの加算結果信号から実
成分を得るための実成分抽出回路137とを有する。実成
分抽出回路137は、抽出された実成分をブランチメトリ
ック固定成分ｂ（T0,T1,T2,T3,T4）として端子138を介
してビタビプロセッサ93へ送出する。
は，端子132を介して状態遷移制御回路98から供給され
るT4を保持するレジスタ134と、レジスタ134内のT4に整
合フィルタ94からのフィルタ出力ｚ（ｋ）を掛ける乗算
器135と、乗算器135からの乗算された信号と端子131を
介してブランチメトリック固定成分演算回路95からブラ
ンチメトリック固定成分ｂ（T0,T1,T2,T3,T4）とを加算
する加算器136と、加算器136からの加算結果信号から実
成分を得るための実成分抽出回路137とを有する。実成
分抽出回路137は、抽出された実成分をブランチメトリ
ック固定成分ｂ（T0,T1,T2,T3,T4）として端子138を介
してビタビプロセッサ93へ送出する。
乗算器135及び参加器による計算と実成分抽出回路137
による動作は次の式によって表される。
による動作は次の式によって表される。
Ｂ（T0,T1,T2,T3,T4） ＝Real｛T4×ｚ（ｋ） ＋ｂ（T0,T1,T2,T3,T4）｝ ……（４） 更に，本実施例では扱う信号をバースト状として例示
したが，一般に信号がバースト状である必要はなく，連
続信号中に定期的に上述したトレーニング信号の入って
いるようなデータ列の場合でも本発明を適用して同じ効
果が得られる。
したが，一般に信号がバースト状である必要はなく，連
続信号中に定期的に上述したトレーニング信号の入って
いるようなデータ列の場合でも本発明を適用して同じ効
果が得られる。
そこで一例として，各ブランチにおけるＵの値を計算
し，各ブランチから得られる全てのＵが，ある定められ
たしきい値Ｖを越えない場合は通信路において等化能力
を越えた符号間干渉が生じていると判断しＳをブランチ
選択基準に用い，また各ブランチのＵのうち一つでもし
きい値Ｖを越えていればＰをブランチ選択基準に用いる
場合についての２ブランチダイバーシティシステムのシ
ミュレーションの結果を第11図，第13図に示す。第11図
に示す例は通信路モデルとして3T（Ｔは１シンボル時
間）だけ遅れた遅延波がある２波モデル（通信路１）を
用い，第13図に示す例は通信路モデルとして第12図に示
した12波モデル（通信路２）を用いた。２波モデルは各
波は同一の分散を有するレイリーフェージングを受けて
いると仮定した。パラメータとして，しきい値Ｖを用い
ている。Ｖを小さく設定することによって受信電力Ｐに
基づくブランチ選択が起こりやすくなるため，通信路１
における受信特性が向上し，通信路２における受信特性
が劣化してくる。
し，各ブランチから得られる全てのＵが，ある定められ
たしきい値Ｖを越えない場合は通信路において等化能力
を越えた符号間干渉が生じていると判断しＳをブランチ
選択基準に用い，また各ブランチのＵのうち一つでもし
きい値Ｖを越えていればＰをブランチ選択基準に用いる
場合についての２ブランチダイバーシティシステムのシ
ミュレーションの結果を第11図，第13図に示す。第11図
に示す例は通信路モデルとして3T（Ｔは１シンボル時
間）だけ遅れた遅延波がある２波モデル（通信路１）を
用い，第13図に示す例は通信路モデルとして第12図に示
した12波モデル（通信路２）を用いた。２波モデルは各
波は同一の分散を有するレイリーフェージングを受けて
いると仮定した。パラメータとして，しきい値Ｖを用い
ている。Ｖを小さく設定することによって受信電力Ｐに
基づくブランチ選択が起こりやすくなるため，通信路１
における受信特性が向上し，通信路２における受信特性
が劣化してくる。
有限長のトレーニング信号を用いる場合には，通信路
の状況に応じて異なるブランチ選択基準を用いることに
よって平均的な受信特性の向上が得られる。しきい値Ｖ
を適当な値に設定することによって最適化が図れる。
の状況に応じて異なるブランチ選択基準を用いることに
よって平均的な受信特性の向上が得られる。しきい値Ｖ
を適当な値に設定することによって最適化が図れる。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によるダイバーシティ受信
方式は，従来のダイバーシティ技術では有効となり得な
い高速伝送を行うディジタル移動通信システムにおいて
多重路伝搬効果による選択性フェージングを克服する手
段として極めて有用である。
方式は，従来のダイバーシティ技術では有効となり得な
い高速伝送を行うディジタル移動通信システムにおいて
多重路伝搬効果による選択性フェージングを克服する手
段として極めて有用である。
特に，等化器の等化能力以内の符号間干渉が生じる場
合にはS/Nが高いブランチ，等化能力を越えた符号間干
渉が生じる場合には残留符号間干渉が少ないブランチを
適応的に選択することにより特性改善が得られる。
合にはS/Nが高いブランチ，等化能力を越えた符号間干
渉が生じる場合には残留符号間干渉が少ないブランチを
適応的に選択することにより特性改善が得られる。
又，本方式は移動通信システムのみならず，固定通信
システムに適用しても何等その有効性を損なうものでは
ない。
システムに適用しても何等その有効性を損なうものでは
ない。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図，第
２図は第１図における復調器3a,3bのブロック図，第３
図はトレーニング信号の例を示す図，第４図は第３図の
トレーニング信号の中心の16ビットをリファレンス信号
とした場合のリファレンス信号とトレーニング信号との
相関係数を示す図，第５図は第１図における通信路特性
推定器6a,6bのブロック図，第６図は第１図における等
化器９のブロック図，第７図は第６図におけるビタビプ
ロセッサ93のトレリス線図，第８図は第６図における整
合フィルタ94のブロック図，第９図は第６図におけるブ
ランチメトリック固定成分演算回路95のブロック図，第
10図は、第６図におけるブランチメトリック合成回路96
のブロック図，第11,13図は本発明によるダイバーシテ
ィシステムのシミュレーション結果を示す図，第12図は
第13図に示すシミュレーションに用いた通信路モデルを
示す図である。 1a,1b……アンテナ、2a,2b……受信機（RX）、3a,3b…
…復調器（DEM）、4a,4b……A/D変換器、5a,5b……RA
M、6a,6b……通信路特性推定器、7a,7b……通信路特性
選別回路、８……第１のスイッチ、９……等化器、10…
…第２のスイッチ、11……伝送路品質比較器、12……し
きい値入力端子。
２図は第１図における復調器3a,3bのブロック図，第３
図はトレーニング信号の例を示す図，第４図は第３図の
トレーニング信号の中心の16ビットをリファレンス信号
とした場合のリファレンス信号とトレーニング信号との
相関係数を示す図，第５図は第１図における通信路特性
推定器6a,6bのブロック図，第６図は第１図における等
化器９のブロック図，第７図は第６図におけるビタビプ
ロセッサ93のトレリス線図，第８図は第６図における整
合フィルタ94のブロック図，第９図は第６図におけるブ
ランチメトリック固定成分演算回路95のブロック図，第
10図は、第６図におけるブランチメトリック合成回路96
のブロック図，第11,13図は本発明によるダイバーシテ
ィシステムのシミュレーション結果を示す図，第12図は
第13図に示すシミュレーションに用いた通信路モデルを
示す図である。 1a,1b……アンテナ、2a,2b……受信機（RX）、3a,3b…
…復調器（DEM）、4a,4b……A/D変換器、5a,5b……RA
M、6a,6b……通信路特性推定器、7a,7b……通信路特性
選別回路、８……第１のスイッチ、９……等化器、10…
…第２のスイッチ、11……伝送路品質比較器、12……し
きい値入力端子。
Claims (9)
- 【請求項１】ディジタル無線通信システム内の送信機か
ら多重パスを介して伝送される、データ信号とトレーニ
ング信号とを運ぶ無線信号を受信するために使用される
ダイバーシティ受信方式において、 入力信号を等化して、等化された信号を出力する等化手
段と、 複数の受信ブランチとを有し、上記受信ブランチの各々
は、 上記無線信号を表す入力信号を受信し、それぞれ上記デ
ータ信号と上記トレーニング信号とを表す受信データ信
号と受信トレーニング信号とを有するディジタル受信信
号を出力する受信手段と、 上記受信手段に結合され、上記ディジタル受信信号を保
持する保持手段と、 上記保持手段に結合され、上記受信トレーニング信号か
ら上記多重パスの伝送特性を推定して推定された伝送特
性を出力する推定手段と、 上記推定手段に結合され、上記推定された伝送特性を上
記等化手段に意味のある有意な成分として残りの成分を
有意でない成分として分類する分類手段とを有し、 上記受信ブランチの各々の上記分類手段に結合され、上
記受信ブランチの各々に対して、上記有意な成分と上記
有意でない成分の第１及び第２の電力（α及びβ）、上
記第１及び第２の電力の第１の比（α／β）、上記第１
及び第２の電力の和（α＋β）、及び上記第１の電力と
上記和との第２の比（α／（α＋β））とを計算して、
上記受信ブランチの各々に関する上記第１の比、上記第
２の比、及び上記和に応答して、上記受信ブランチの１
つを選択されたブランチとして選択し、上記選択された
ブランチを表す選択信号を出力するブランチ選択手段
と、 上記受信ブランチの各々の上記保持手段、上記等化手
段、及び上記ブランチ選択手段に結合され、上記選択信
号に応答して上記選択されたブランチの上記保持手段を
上記選択されたブランチとして上記等化手段に接続する
ように切換え、上記選択された保持手段の上記受信デー
タ信号を上記入力信号として上記等化手段へ送出す第１
の切換え手段と、 上記受信ブランチの各々上記分類手段、上記等化手段、
及び上記ブランチ選択手段に結合され、上記選択信号に
応答して上記選択されたブランチの上記分類手段を選択
された分類手段として上記等化手段に接続するように切
換え、上記選択された分類手段の上記有意な成分を上記
等換手段へ送出する第２の切換え手段と、 を有し、上記等化手段は上記有意な成分によって上記入
力信号を等化して上記等化された信号を上記ダイバーシ
ティ受信方式の結果信号として出力するダイバーシティ
受信方式。 - 【請求項２】上記ブランチ選択手段は、上記受信ブラン
チの各々における上記第２の比と予めセットされた基準
値とを比較し、上記受信ブランチの各々における上記第
２の比が上記基準値より小さいときに、上記受信ブラン
チの各々における上記第１の比を互いに比較し、上記受
信ブランチの各々における上記第１の比の大きい方を供
給する上記受信ブランチの特定の１つを上記選択された
ブランチとして選択する請求項１記載のダイバーシティ
受信方式。 - 【請求項３】上記ブランチ選択手段は、上記受信ブラン
チの各々における上記第２の比のうち１つでも上記基準
値より大きいときに、上記受信ブランチの各々における
上記和を互いに比較し、上記受信ブランチの各々におけ
る上記和の大きい方を供給する上記受信ブランチの特定
の１つを上記選択されたブランチとして選択する請求項
２記載のダイバーシティ受信方式。 - 【請求項４】上記トレーニング信号は予め定められた第
１の数のシンボルのシンボル列を有し、上記推定手段
は、 上記保持手段に結合され、上記保持手段からの上記受信
トレーニング信号をシフトして第２の数の遅延したシン
ボル信号の集合を出力する予め定められた第２の数の段
のシフトレジスタ手段と、 上記保持手段に結合され、上記受信トレーニング信号の
中央点で上記予め定められた第２の数のシンボルを保持
されたシンボルとして保持するレジスタ手段と、 上記シフトレジスタ手段と上記レジスタ手段とに結合さ
れ、上記遅延したシンボル信号と上記保持されたシンボ
ルとをそれぞれ乗算して乗算された信号を出力する乗算
器と、 上記乗算器に結合され、上記乗算された信号を加算して
加算された信号を上記伝送特性として出力する加算器と を有する請求項１記載のダイバーシティ受信方式。 - 【請求項５】上記等化手段は、 全ての可能な状態遷移を状態遷移信号として出力する状
態遷移制御手段と、 上記第１及び上記第２の切換え手段と上記状態遷移制御
手段とに結合され、上記状態遷移信号に応答して、上記
第１の切換え手段を介して供給される上記入力信号と上
記第２の切換え手段を介して上記選択されたブランチの
上記分類手段からの上記有意な成分とから上記全ての可
能な状態遷移の望ましい１つのブランチメトリックを計
算するブランチメトリック演算手段と、 上記状態遷移制御手段と上記ブランチメトリック演算手
段とに結合され、上記状態遷移信号に応答して、ビタビ
アルゴリズムに従って上記ブランチメトリックを処理し
処理された信号を上記結果信号として出力するビタビ処
理手段と を有する請求項１記載のダイバーシティ受信方式。 - 【請求項６】上記ブランチメトリック演算手段は、 上記第１の切換え手段と上記第２の切換え手段とに結合
され、上記有意な成分に従って上記入力信号を処理し、
フィルタされた信号を出力する整合フィルタと、 上記第２の切換え手段と上記状態遷移制御手段とに結合
され、上記有意な成分と上記状態遷移信号とに応答し
て、上記ブランチメトリックの固定成分を計算するブラ
ンチメトリック固定成分演算手段と、 上記整合フィルタ、上記ブランチメトリック固定成分演
算手段、及び上記状態遷移制御手段に結合され、上記フ
ィルタされた信号、上記ブランチメトリックの上記固定
成分、及び上記状態遷移信号を合成して上記ブランチメ
トリックを出力するブランチメトリック合成手段と を有する請求項５記載のダイバーシティ受信方式。 - 【請求項７】上記整合フィルタは上記有意な成分によっ
て決定されたタップ利得をもつトランスバーサルフィル
タである請求項６記載のダイバーシティ受信方式。 - 【請求項８】上記ブランチメトリック固定成分演算手段
は、 上記第２の切換え手段に結合され、上記有意な成分と上
記有意な成分の共役複素成分とから実成分とを計算する
演算手段と、 上記演算手段に結合され、上記実成分を一時的に保持す
る第１のレジスタ手段と、 上記状態遷移制御手段に結合され、上記状態遷移信号を
一時的に保持する第２のレジスタ手段と、 上記第１及び上記第２のレジスタ手段に結合され、上記
実成分に上記状態遷移信号を掛け、第１の乗算された信
号を出力する第１の乗算器と、 上記第１の乗算器に結合され、上記第１の乗算された信
号を加算して加算された信号を出力する加算器と、 上記加算器と上記第２のレジスタ手段とに結合され、上
記加算された信号に上記状態遷移信号の１つを掛けて第
２の乗算された信号を上記ブランチメトリックの上記固
定成分として出力する第２の乗算器と を有する請求項６記載のダイバーシティ受信方式。 - 【請求項９】上記ブランチメトリック合成手段は、 上記状態遷移制御手段に結合され、上記状態遷移信号を
一時的に保持するレジスタ手段と、 上記整合フィルタと上記レジスタ手段と結合され、フィ
ルタされた信号に上記状態遷移信号を掛けて乗算された
信号を出力する乗算器と、 上記ブランチメトリック固定成分演算手段と上記乗算器
とに結合され、上記ブランチメトリックの上記固定成分
と上記乗算された信号とを加算して加算された信号を出
力する加算器と、 上記加算器に結合され、上記加算された信号から実部を
得て、実部信号を上記ブランチメトリックとして出力す
る実部抽出手段と を有する請求項６記載のダイバーシティ受信方式。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18542789 | 1989-07-17 | ||
| JP1-185427 | 1989-07-17 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03214819A JPH03214819A (ja) | 1991-09-20 |
| JP2556179B2 true JP2556179B2 (ja) | 1996-11-20 |
Family
ID=16170597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2187020A Expired - Lifetime JP2556179B2 (ja) | 1989-07-17 | 1990-07-17 | ダイバーシティ受信方式 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5065411A (ja) |
| EP (1) | EP0409171B1 (ja) |
| JP (1) | JP2556179B2 (ja) |
| AU (1) | AU625945B2 (ja) |
| CA (1) | CA2021232C (ja) |
| DE (1) | DE69025997T2 (ja) |
| NO (1) | NO302550B1 (ja) |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0396101B1 (en) * | 1989-05-02 | 1996-01-03 | Nec Corporation | Space diversity TDMA receiver |
| IT1230284B (it) * | 1989-06-15 | 1991-10-18 | Italtel Spa | Procedimento e dispositivo per la ricezione di segnali in sistemi radiomobili digitali. |
| CA2037824C (en) * | 1990-03-20 | 1999-11-09 | Hiroshi Kubo | Diversity circuit and frame phase (or sampling timing) estimation circuit using the diversity circuit |
| EP0449327B1 (en) * | 1990-03-30 | 1998-07-15 | Nec Corporation | Noise-immune space diversity receiver |
| FR2661578A1 (fr) * | 1990-04-27 | 1991-10-31 | Trt Telecom Radio Electr | Dispositif de commutation dynamique pour le masquage d'erreurs dans un systeme a doublement du conduit numerique. |
| US5272726A (en) * | 1990-07-31 | 1993-12-21 | Nec Corporation | Blind type sequence estimator for use in communications system |
| GB2247812B (en) * | 1990-09-06 | 1994-08-31 | Motorola Inc | Equalizer for linear modulated signal |
| GB9023605D0 (en) * | 1990-10-30 | 1990-12-12 | British Telecomm | Digital radio |
| JP2643614B2 (ja) * | 1991-02-22 | 1997-08-20 | 日本電気株式会社 | ディジタル移動通信端末装置 |
| JP2621685B2 (ja) * | 1991-05-29 | 1997-06-18 | 日本電気株式会社 | 適応型最尤系列推定装置 |
| US5263026A (en) * | 1991-06-27 | 1993-11-16 | Hughes Aircraft Company | Maximum likelihood sequence estimation based equalization within a mobile digital cellular receiver |
| US5214675A (en) * | 1991-07-02 | 1993-05-25 | Motorola, Inc. | System and method for calculating channel gain and noise variance of a communication channel |
| JP2683665B2 (ja) * | 1991-11-27 | 1997-12-03 | 日本電気株式会社 | 最尤系列推定装置 |
| DE4139059C2 (de) * | 1991-11-28 | 1999-04-15 | Daimler Benz Aerospace Ag | Digitales Nachrichtenübertragungssystem |
| JP3033308B2 (ja) * | 1991-12-25 | 2000-04-17 | 松下電器産業株式会社 | 合成ダイバーシチ受信機 |
| IT1258807B (it) * | 1992-01-22 | 1996-02-29 | Alcatel Italia | Metodo e sistema per la sincronizzazione di segnali mutuamente interferenti in trasmissioni radio numeriche con riuso di frequenza |
| US5319677A (en) * | 1992-05-12 | 1994-06-07 | Hughes Aircraft Company | Diversity combiner with MLSE for digital cellular radio |
| US5841816A (en) * | 1992-10-22 | 1998-11-24 | Ericsson Inc. | Diversity Pi/4-DQPSK demodulation |
| US5289499A (en) * | 1992-12-29 | 1994-02-22 | At&T Bell Laboratories | Diversity for direct-sequence spread spectrum systems |
| US5854808A (en) * | 1993-09-14 | 1998-12-29 | Pacific Communication Sciences | Methods and apparatus for detecting the presence of a prescribed signal in a channel of a communications system |
| US5574750A (en) * | 1993-09-14 | 1996-11-12 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Methods and apparatus for detecting a cellular digital packet data (CDPD) carrier |
| US5550870A (en) * | 1994-03-02 | 1996-08-27 | Lucent Technologies Inc. | Viterbi processor |
| EP0763307A2 (en) * | 1994-06-03 | 1997-03-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Diversity combining for antennas |
| FI102797B1 (fi) * | 1994-10-07 | 1999-02-15 | Nokia Telecommunications Oy | Signaalin ilmaisumenetelmä TDMA-matkaviestinjärjestelmän vastaanottimessa sekä menetelmän toteuttava vastaanotin |
| US5796777A (en) * | 1996-02-27 | 1998-08-18 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for digitizing and detecting a received radio frequency signal |
| SE9702370L (sv) * | 1997-06-19 | 1998-12-20 | Ericsson Telefon Ab L M | Balanserad diversitet |
| US6304624B1 (en) * | 1997-10-24 | 2001-10-16 | Fujitsu Limited | Coherent detecting method using a pilot symbol and a tentatively determined data symbol, a mobile communication receiver and an interference removing apparatus using the coherent detecting method |
| US6018647A (en) * | 1997-11-10 | 2000-01-25 | Electrocom Communication Systems, Inc. | Diversity reception system |
| GB9810686D0 (en) * | 1998-05-19 | 1998-07-15 | King S College London | Dual direction estimator |
| JP2000341183A (ja) * | 1999-05-31 | 2000-12-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
| US6560299B1 (en) * | 1999-07-30 | 2003-05-06 | Christopher H Strolle | Diversity receiver with joint signal processing |
| US6151358A (en) * | 1999-08-11 | 2000-11-21 | Motorola, Inc. | Method and apparatus, and computer program for producing filter coefficients for equalizers |
| JP3546833B2 (ja) * | 2000-11-06 | 2004-07-28 | 日本電気株式会社 | 無線受信装置及び高速等化処理方法 |
| DE10307021A1 (de) * | 2003-02-20 | 2004-10-07 | Newlogic Technologies Ag | Adaptives Equalizersystem in integrierten drahtlosen Empfängern |
| JP4079197B1 (ja) * | 2007-02-06 | 2008-04-23 | 松下電器産業株式会社 | 受信装置とこれを用いた受信システム |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4935940A (en) * | 1967-05-24 | 1990-06-19 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Interference-proof reception of radio signals using frequency hopping techniques |
| US4281411A (en) * | 1979-06-25 | 1981-07-28 | Signatron, Inc. | High speed digital communication receiver |
| US4384358A (en) * | 1980-01-28 | 1983-05-17 | Nippon Electric Co., Ltd. | Space-diversity broad-band digital radio receiver |
| DE3427058A1 (de) * | 1984-07-23 | 1986-02-06 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Empfaenger fuer bandgespreizte signale |
| US4734920A (en) * | 1984-10-10 | 1988-03-29 | Paradyne Corporation | High speed modem for multiple communication circuits |
| US4748682A (en) * | 1985-01-08 | 1988-05-31 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Combined diversity receiving apparatus |
| DE3634439A1 (de) * | 1986-10-09 | 1988-04-14 | Blaupunkt Werke Gmbh | Verfahren und schaltungsanordnung zum empfang von radiowellen |
| GB2198913B (en) * | 1986-12-11 | 1990-12-19 | Plessey Co Plc | Troposcatter modem receiver |
| US4733402A (en) * | 1987-04-23 | 1988-03-22 | Signatron, Inc. | Adaptive filter equalizer systems |
| JP2622972B2 (ja) * | 1987-09-17 | 1997-06-25 | 三洋電機株式会社 | Ｆｍラジオ受信機 |
| US4884272A (en) * | 1988-02-10 | 1989-11-28 | Mcconnell Peter R H | Maximum likelihood diversity receiver |
-
1990
- 1990-07-16 CA CA002021232A patent/CA2021232C/en not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-17 JP JP2187020A patent/JP2556179B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-17 EP EP90113688A patent/EP0409171B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-07-17 AU AU59127/90A patent/AU625945B2/en not_active Ceased
- 1990-07-17 NO NO903180A patent/NO302550B1/no not_active IP Right Cessation
- 1990-07-17 DE DE69025997T patent/DE69025997T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-07-17 US US07/553,287 patent/US5065411A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO903180L (no) | 1991-01-18 |
| NO302550B1 (no) | 1998-03-16 |
| DE69025997T2 (de) | 1996-08-29 |
| JPH03214819A (ja) | 1991-09-20 |
| AU5912790A (en) | 1991-01-17 |
| CA2021232A1 (en) | 1991-01-18 |
| NO903180D0 (no) | 1990-07-17 |
| AU625945B2 (en) | 1992-07-16 |
| EP0409171A2 (en) | 1991-01-23 |
| EP0409171A3 (en) | 1992-11-25 |
| DE69025997D1 (de) | 1996-04-25 |
| US5065411A (en) | 1991-11-12 |
| CA2021232C (en) | 1993-09-21 |
| EP0409171B1 (en) | 1996-03-20 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2556179B2 (ja) | ダイバーシティ受信方式 | |
| JP2715662B2 (ja) | 時分割信号のダイバーシチ受信のための方法および装置 | |
| EP0449327B1 (en) | Noise-immune space diversity receiver | |
| EP0443997B1 (en) | A method of reducing the influence of fading of a Viterbi-receiver having at least two antennas | |
| US6246732B1 (en) | Demodulator including adaptive equalizer and demodulating method in digital communications | |
| US5701333A (en) | Diversity receiver in which reception characteristics can be improved | |
| JP3181339B2 (ja) | 少なくとも２つの受信ブランチからなる受信器 | |
| EP1182836A2 (en) | Adaptive equalising receiver and maximum likelihood sequence estimating receiver | |
| JP3145295B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JPH11261457A (ja) | 波形等化処理方法 | |
| JP3424723B2 (ja) | 適応等化器 | |
| JPH11127208A (ja) | パイロットシンボル及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法及び移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 | |
| JP2600970B2 (ja) | ダイバーシティ受信装置 | |
| JPH10336083A (ja) | アダプティブアレイ受信機 | |
| US6956916B1 (en) | Delayed decision feedback sequence estimation diversity receiver | |
| JPH05292139A (ja) | 最尤系列推定受信機 | |
| JP2966673B2 (ja) | ダイバーシチ形同期検波回路 | |
| JP3424724B2 (ja) | 干渉キャンセラ | |
| JP2786335B2 (ja) | 軟判定値推定器および最尤系列推定器 | |
| JP2591241B2 (ja) | 適応型ダイバーシティ受信装置 | |
| JP2989268B2 (ja) | 適応等化受信機及び最尤系列推定受信機 | |
| JP3260032B2 (ja) | データ受信装置 | |
| JPH05292138A (ja) | 最尤系列推定受信機 | |
| JPH0821889B2 (ja) | 簡略化ビタビ等化器 | |
| KR20010089314A (ko) | 오프셋 변조 모드를 위한 등화 방법 |