JP2549101B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
- Publication number
- JP2549101B2 JP2549101B2 JP61281941A JP28194186A JP2549101B2 JP 2549101 B2 JP2549101 B2 JP 2549101B2 JP 61281941 A JP61281941 A JP 61281941A JP 28194186 A JP28194186 A JP 28194186A JP 2549101 B2 JP2549101 B2 JP 2549101B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power conversion
- inverter circuit
- self
- conversion element
- extinguishing
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、電力変換装置に関する。
（従来の技術） 本発明の従来技術としては、例えば昭和59年電気学会
全国大会論文No.582「正弦波出力電流形GT0インバータ
駆動時の誘導電動機特性」が存在する。
全国大会論文No.582「正弦波出力電流形GT0インバータ
駆動時の誘導電動機特性」が存在する。
第４図に示すように、コンバータ回路１には自然転流
形電力変換素子２を、インバータ回路３には自己消弧形
電力変換素子４を用いており、同期電動機５の無効電力
処理及び自己消弧形電力変換素子４の電流遮断時に発生
する過電圧を吸収するコンデンサ６を出力端に有してい
る。
形電力変換素子２を、インバータ回路３には自己消弧形
電力変換素子４を用いており、同期電動機５の無効電力
処理及び自己消弧形電力変換素子４の電流遮断時に発生
する過電圧を吸収するコンデンサ６を出力端に有してい
る。
このように構成された電力変換装置では、出力電流を
PWM制御し、また、同期電動機５の無効電力処理のため
のコンデンサ６が出力端に接続されているので、これが
フィルタ効果を合わせ持つことになり、その結果同期電
動機５の出力電流をほぼ正弦波にすることができる。
PWM制御し、また、同期電動機５の無効電力処理のため
のコンデンサ６が出力端に接続されているので、これが
フィルタ効果を合わせ持つことになり、その結果同期電
動機５の出力電流をほぼ正弦波にすることができる。
また、第２の従来技術としては、インバータ回路に自
然転流形電力変換素子を用いた電力変換装置が存在す
る。
然転流形電力変換素子を用いた電力変換装置が存在す
る。
第５図に示すようにインバータ回路10に自然転流形電
力変換素子11を用いた以外は先の従来技術と同様な構成
である。
力変換素子11を用いた以外は先の従来技術と同様な構成
である。
このように構成されたものにおいては、交流電源12よ
り供給される交流電力をコンバータ回路13で直流電力に
順変換し、これを直流リアクトル14で平滑化し、インバ
ータ回路10で直流電力を再び交流電力に逆変換する。こ
の逆変換した交流電力を誘導電動機15とコンデンサ16に
供給する。
り供給される交流電力をコンバータ回路13で直流電力に
順変換し、これを直流リアクトル14で平滑化し、インバ
ータ回路10で直流電力を再び交流電力に逆変換する。こ
の逆変換した交流電力を誘導電動機15とコンデンサ16に
供給する。
これら第１及び第２の従来技術のように、電力変換装
置の出力端に電動機と容量性負荷を有する場合、電動機
と容量性負荷の電流の関係は第６図のようになる。
置の出力端に電動機と容量性負荷を有する場合、電動機
と容量性負荷の電流の関係は第６図のようになる。
電動機の負荷電流IMは力率角θ１で有効電流成分IPと
遅れ無効電流成分ILとに分離できる。また、容量性負荷
の電流は進み無効電流成分ISである。したがって、進み
無効電流成分ISが遅れ無効電流成分ILより大きければ、
インバータ回路は進み力率角θ２で電流IIを供給するよ
うに制御すれば良く、インバータ回路が進み電流IIを供
給して、電動機を運転する場合、商用周波数ベースで進
み力率角θ２が10゜乃至20゜であれば、インバータ回路
に自然転流形電力変換素子を用いても自然転流可能であ
る。
遅れ無効電流成分ILとに分離できる。また、容量性負荷
の電流は進み無効電流成分ISである。したがって、進み
無効電流成分ISが遅れ無効電流成分ILより大きければ、
インバータ回路は進み力率角θ２で電流IIを供給するよ
うに制御すれば良く、インバータ回路が進み電流IIを供
給して、電動機を運転する場合、商用周波数ベースで進
み力率角θ２が10゜乃至20゜であれば、インバータ回路
に自然転流形電力変換素子を用いても自然転流可能であ
る。
また、電動機の可変速制御でV/F制御を用いた場合、
容量性負荷の電流ICとインバータ回路の出力周波数fIと
の関係は次式で示される。
容量性負荷の電流ICとインバータ回路の出力周波数fIと
の関係は次式で示される。
IC∝fI 2 （発明が解決しようとする問題点） 上記のように構成された第１の従来技術の電力変換装
置では、全運転領域でインバータ回路を強制転流する結
果、自己消弧形電力変換素子のスイッチングサージ電圧
を吸収するためのスナバー回路損失が増加し、インバー
タ運転効率が低下する問題がある。
置では、全運転領域でインバータ回路を強制転流する結
果、自己消弧形電力変換素子のスイッチングサージ電圧
を吸収するためのスナバー回路損失が増加し、インバー
タ運転効率が低下する問題がある。
また、上記のように構成された第２の従来技術の電力
変換装置においては、インバータ回路の運転周波数が減
少すると、容量性負荷の電流ICが大幅に減少するが、電
動機の遅れ無効電流成分ILが運転周波数に無関係にほぼ
一定であるため、インバータ回路の出力周波数fIが大き
く変化すると、容量性負荷の電流ICもより大きく変化す
るため、インバータ回路の出力電流IIは所定の進み力率
角θ２を維持できなくなり、それによりインバータ回路
の電力変換素子が自然転流不可能となってしまう。
変換装置においては、インバータ回路の運転周波数が減
少すると、容量性負荷の電流ICが大幅に減少するが、電
動機の遅れ無効電流成分ILが運転周波数に無関係にほぼ
一定であるため、インバータ回路の出力周波数fIが大き
く変化すると、容量性負荷の電流ICもより大きく変化す
るため、インバータ回路の出力電流IIは所定の進み力率
角θ２を維持できなくなり、それによりインバータ回路
の電力変換素子が自然転流不可能となってしまう。
また、この問題点を解決するために、容量性負荷のコ
ンデンサ容量を増加させることが考えられるが、その場
合、コンデンサ容量を増加させると、インバータ回路の
最大出力周波数時に、インバータ回路の出力容量も増加
してしまい経済性及び実用性の面で問題が残る。なぜな
ら、定トルク負荷で出力容量を概算すると、インバータ
回路の出力周波数の50％〜100％の範囲で運転するため
には、インバータ回路の出力容量（KVA）は電動機の入
力容量（KVA）の300％〜400％必要となるためである。
ンデンサ容量を増加させることが考えられるが、その場
合、コンデンサ容量を増加させると、インバータ回路の
最大出力周波数時に、インバータ回路の出力容量も増加
してしまい経済性及び実用性の面で問題が残る。なぜな
ら、定トルク負荷で出力容量を概算すると、インバータ
回路の出力周波数の50％〜100％の範囲で運転するため
には、インバータ回路の出力容量（KVA）は電動機の入
力容量（KVA）の300％〜400％必要となるためである。
そこで、本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもの
で、インバータ回路の運転効率の向上と運転範囲の拡大
及び出力KVA容量の増加を防止し、かつ自己消弧形電力
変換素子に効率的にゲートパルスを与えることができる
電力変換装置を提供することを目的とする。
で、インバータ回路の運転効率の向上と運転範囲の拡大
及び出力KVA容量の増加を防止し、かつ自己消弧形電力
変換素子に効率的にゲートパルスを与えることができる
電力変換装置を提供することを目的とする。
（問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置
は、電動機と容量性負荷を出力側に並列接続し、前記電
動機を駆動する電力変換装置において、自己消弧形電力
変換素子と、自然転流形電力変換素子とを直列接続した
アームを有するインバータ回路と、前記電力変換装置の
出力を基準とし、遅れ力率時には、前記自己消弧形電力
変換素子の強制転流により、前記インバータ回路を自励
式インバータとして動作させ、進み力率時には、前記自
然転流形電力変換素子の自然転流により、前記インバー
タ回路を他励式インバータとして動作させるようにゲー
トパルスを生成し、かつ、前記インバータ回路に流れる
電流と所定電流値とを比較し、前記インバータ回路に流
れる電流が前記所定電流値を越えるときには前記ゲート
パルスのパルス幅を前記インバータ回路に流れる電流が
前記所定電流値を越えないときに比べ狭幅に切り換える
制御回路とを具備し、ゲートパワーを小さくしたことを
特徴とする。
は、電動機と容量性負荷を出力側に並列接続し、前記電
動機を駆動する電力変換装置において、自己消弧形電力
変換素子と、自然転流形電力変換素子とを直列接続した
アームを有するインバータ回路と、前記電力変換装置の
出力を基準とし、遅れ力率時には、前記自己消弧形電力
変換素子の強制転流により、前記インバータ回路を自励
式インバータとして動作させ、進み力率時には、前記自
然転流形電力変換素子の自然転流により、前記インバー
タ回路を他励式インバータとして動作させるようにゲー
トパルスを生成し、かつ、前記インバータ回路に流れる
電流と所定電流値とを比較し、前記インバータ回路に流
れる電流が前記所定電流値を越えるときには前記ゲート
パルスのパルス幅を前記インバータ回路に流れる電流が
前記所定電流値を越えないときに比べ狭幅に切り換える
制御回路とを具備し、ゲートパワーを小さくしたことを
特徴とする。
（作 用） このように構成された電力変換装置においては、イン
バータ回路の出力周波数が低・中領域、すなわちインバ
ータ回路に流れる電流が小さく、自己消弧形電力変換素
子に流れる電流が、自己消弧形電力変換素子の保持電流
より小さい領域では、制御回路から自己消弧形電力変換
素子へ、そのオン期間と同じパルス幅を有するオンゲー
トパルスと通常用いられるオフゲートパルスが与えられ
る。また、インバータ回路の出力周波数が高領域、すな
わち、インバータ回路に流れる電流が大きく、自己消弧
形電力変換素子に流れる電流が自己消弧形電力変換素子
の保持電流より大きい領域では、容量性負荷の効果によ
りインバータ回路を自然転流させ、制御回路からインバ
ータ回路へ自己消弧形電力変換素子のオン期間の最初の
期間に自己消弧形電力変換素子がオンするのに十分な期
間だけのパルス幅を有するオンゲートパルスと、通常用
いられるオフゲートパルスが与えられる。
バータ回路の出力周波数が低・中領域、すなわちインバ
ータ回路に流れる電流が小さく、自己消弧形電力変換素
子に流れる電流が、自己消弧形電力変換素子の保持電流
より小さい領域では、制御回路から自己消弧形電力変換
素子へ、そのオン期間と同じパルス幅を有するオンゲー
トパルスと通常用いられるオフゲートパルスが与えられ
る。また、インバータ回路の出力周波数が高領域、すな
わち、インバータ回路に流れる電流が大きく、自己消弧
形電力変換素子に流れる電流が自己消弧形電力変換素子
の保持電流より大きい領域では、容量性負荷の効果によ
りインバータ回路を自然転流させ、制御回路からインバ
ータ回路へ自己消弧形電力変換素子のオン期間の最初の
期間に自己消弧形電力変換素子がオンするのに十分な期
間だけのパルス幅を有するオンゲートパルスと、通常用
いられるオフゲートパルスが与えられる。
（実施例） 本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第１図に示すように、本実施例の電力変換装置では、
交流電源20から供給される交流電力をコンバータ回路21
で直流電力に順変換し、これを直流リアクトル22で平滑
した後、インバータ回路23で再び交流電力に逆変換し
て、容量性負荷24と誘導電動機25に供給する。このとき
誘導電動機25の回転速度は、速度基準設定器26からの速
度基準信号SREFに応じて、制御回路27を介して制御され
る。その制御は、誘導電動機25の回転速度と入力電圧の
比例関係を用いて行なわれる。また、インバータ回路23
は自己消弧形電力変換素子28と自然転流形電力変換素子
29を直列接続したアームから構成され、自己消弧形電力
変換素子28は、オンさせるオンゲート回路30と、オフさ
せるオフゲート回路31を有し、自然転流形電力変換素子
29は、オンゲート回路32を有している。
交流電源20から供給される交流電力をコンバータ回路21
で直流電力に順変換し、これを直流リアクトル22で平滑
した後、インバータ回路23で再び交流電力に逆変換し
て、容量性負荷24と誘導電動機25に供給する。このとき
誘導電動機25の回転速度は、速度基準設定器26からの速
度基準信号SREFに応じて、制御回路27を介して制御され
る。その制御は、誘導電動機25の回転速度と入力電圧の
比例関係を用いて行なわれる。また、インバータ回路23
は自己消弧形電力変換素子28と自然転流形電力変換素子
29を直列接続したアームから構成され、自己消弧形電力
変換素子28は、オンさせるオンゲート回路30と、オフさ
せるオフゲート回路31を有し、自然転流形電力変換素子
29は、オンゲート回路32を有している。
このように構成された電力変換装置では、速度基準設
定器26からの設定値SREFが大きく設定される高出力周波
数領域では、容量性負荷24の進み無効電流成分ICの作用
で、インバータ回路23の出力電流IIの電流位相は出力力
率１近傍から進み位相となる。このため、進み位相領域
では、自然転流形電力変換素子29を先に自然転流モード
で転流させる。また、低出力周波数領域では、インバー
タ回路23に流れる電流が小さく、自己消弧形電力変換素
子28に流れる電流が自己消弧形電力変換素子28の保持電
流より小さいので、自己消弧形電力変換素子28をオンさ
せようとする期間と同じパルス幅を有するオンゲートパ
ルスを与えなければならない。
定器26からの設定値SREFが大きく設定される高出力周波
数領域では、容量性負荷24の進み無効電流成分ICの作用
で、インバータ回路23の出力電流IIの電流位相は出力力
率１近傍から進み位相となる。このため、進み位相領域
では、自然転流形電力変換素子29を先に自然転流モード
で転流させる。また、低出力周波数領域では、インバー
タ回路23に流れる電流が小さく、自己消弧形電力変換素
子28に流れる電流が自己消弧形電力変換素子28の保持電
流より小さいので、自己消弧形電力変換素子28をオンさ
せようとする期間と同じパルス幅を有するオンゲートパ
ルスを与えなければならない。
高出力周波数領域では、インバータ回路23に流れる電
流が大きく、すなわち自己消弧形電力変換素子28に流れ
る電流が自己消弧形電力変換素子28の保持電流より大き
くなるので、自己消弧形電力変換素子28のオン期間の最
初の期間に自己消弧形電力変換素子28がオンするのに十
分な時間を有するパルス幅をもったゲートパルスを与え
る。したがって、出力周波数により、自己消弧形電力変
換素子のオンゲートパルスを制御することによりスムー
ズに電力変換装置を動作させる。低出力周波数領域、中
間出力周波数領域、高出力周波数領域における自己消弧
形電力変換素子及び自然転流形電力変換素子に各々与え
られるゲートパルスを第２図を用いて説明する。第２図
（ロ）に示すように高出力周波数領域時における自己消
弧形電力変換素子28は、それに設けられたオンゲート回
路30より、自己消弧形電力変換素子28のオン期間の最初
の期間に自己消弧形電力変換素子28がオンするのに十分
な時間を有するパルス幅をもったオンゲートパルスが出
力され、それによりオンされる。また、そのときの自然
転流形電力変換素子29はオンゲート回路32からのオンゲ
ートパルスでオンし、自然転流によりオフする。
流が大きく、すなわち自己消弧形電力変換素子28に流れ
る電流が自己消弧形電力変換素子28の保持電流より大き
くなるので、自己消弧形電力変換素子28のオン期間の最
初の期間に自己消弧形電力変換素子28がオンするのに十
分な時間を有するパルス幅をもったゲートパルスを与え
る。したがって、出力周波数により、自己消弧形電力変
換素子のオンゲートパルスを制御することによりスムー
ズに電力変換装置を動作させる。低出力周波数領域、中
間出力周波数領域、高出力周波数領域における自己消弧
形電力変換素子及び自然転流形電力変換素子に各々与え
られるゲートパルスを第２図を用いて説明する。第２図
（ロ）に示すように高出力周波数領域時における自己消
弧形電力変換素子28は、それに設けられたオンゲート回
路30より、自己消弧形電力変換素子28のオン期間の最初
の期間に自己消弧形電力変換素子28がオンするのに十分
な時間を有するパルス幅をもったオンゲートパルスが出
力され、それによりオンされる。また、そのときの自然
転流形電力変換素子29はオンゲート回路32からのオンゲ
ートパルスでオンし、自然転流によりオフする。
次に、第２図（イ）に示すように低出力周波数領域時
における自己消弧形電力変換素子28は、それに設けられ
たオンゲート回路30より、自己消弧形電力変換素子28の
オン期間と同じパルス幅を有するオンゲートパルスが与
えられることによりオンされる。また、そのときの自然
転流形電力変換素子29はオンゲート回路32からのオンゲ
ートパルスでオンし、自然転流によりオフする。
における自己消弧形電力変換素子28は、それに設けられ
たオンゲート回路30より、自己消弧形電力変換素子28の
オン期間と同じパルス幅を有するオンゲートパルスが与
えられることによりオンされる。また、そのときの自然
転流形電力変換素子29はオンゲート回路32からのオンゲ
ートパルスでオンし、自然転流によりオフする。
また、中間出力周波数領域時では、インバータ回路23
の出力電流IIの位相は、力率角が零（出力力率１）近傍
となるので、この出力力率１近傍でインバータ回路23の
自己消弧形電力変換素子28を強制転流する。このとき、
自己消弧形電力変換素子28は、そのオンゲート回路30か
ら低出力周波数領域時と同様なパルス幅を有するオンゲ
ートパルスが与えられることによりオンし、オフゲート
回路31からのオンゲートパルスによりオフする。また、
自然転流形電力変換素子29は、そのオンゲート回路32か
らのオンゲートパルスによりオンされる。
の出力電流IIの位相は、力率角が零（出力力率１）近傍
となるので、この出力力率１近傍でインバータ回路23の
自己消弧形電力変換素子28を強制転流する。このとき、
自己消弧形電力変換素子28は、そのオンゲート回路30か
ら低出力周波数領域時と同様なパルス幅を有するオンゲ
ートパルスが与えられることによりオンし、オフゲート
回路31からのオンゲートパルスによりオフする。また、
自然転流形電力変換素子29は、そのオンゲート回路32か
らのオンゲートパルスによりオンされる。
さらに、本発明の第２の実施例を第３図を用いて説明
する。
する。
第３図に示すように、本実施例ではインバータ回路40
は自然転流形電力変換素子41,42と自己消弧形電力変換
素子43を直列接続し構成したアーム44を有している。ま
た、自己消弧形電力変換素子43に整流素子45を逆並列に
設けている。それ以外の構成については、先の第１の実
施例と同様である。
は自然転流形電力変換素子41,42と自己消弧形電力変換
素子43を直列接続し構成したアーム44を有している。ま
た、自己消弧形電力変換素子43に整流素子45を逆並列に
設けている。それ以外の構成については、先の第１の実
施例と同様である。
このように構成されたものにおいては、負荷出力が一
定である場合、速度基準設定器26からの設定値SREFによ
り制御回路27が自己消弧形電力変換素子43のオンゲート
パルスのパルス幅を制御する。すなわち、設定値SREFが
大きく設定される高出力周波数領域では、自己消弧形電
力変換素子43のオンゲート回路46から、自己消弧形電力
変換素子43のオン期間の最初の期間に自己消弧形電力変
換素子43がオンするのに十分な時間を有するパルス幅を
もったオンゲートパルスが出力され、自己消弧形電力変
換素子43をオンし、オフゲート回路47からのオフゲート
パルスによりオフされる。また、そのとき自然転流形電
力変換素子41,42はオンゲート回路48,49からのオンゲー
トパルスでオンし、自然転流によりオフする。
定である場合、速度基準設定器26からの設定値SREFによ
り制御回路27が自己消弧形電力変換素子43のオンゲート
パルスのパルス幅を制御する。すなわち、設定値SREFが
大きく設定される高出力周波数領域では、自己消弧形電
力変換素子43のオンゲート回路46から、自己消弧形電力
変換素子43のオン期間の最初の期間に自己消弧形電力変
換素子43がオンするのに十分な時間を有するパルス幅を
もったオンゲートパルスが出力され、自己消弧形電力変
換素子43をオンし、オフゲート回路47からのオフゲート
パルスによりオフされる。また、そのとき自然転流形電
力変換素子41,42はオンゲート回路48,49からのオンゲー
トパルスでオンし、自然転流によりオフする。
設定値SREFが小さく設定される低出力周波数領域時で
は、自己消弧形電力変換素子43は、それに設けられたオ
ンゲート回路46から、自己消弧形電力変換素子43のオン
期間と同じパルス幅を有するオンゲートパルスが与えら
れることによりオンされる。また、オフする場合は、そ
れに設けられたオフゲート回路47からオフゲートパルス
が与えられ、オフする。
は、自己消弧形電力変換素子43は、それに設けられたオ
ンゲート回路46から、自己消弧形電力変換素子43のオン
期間と同じパルス幅を有するオンゲートパルスが与えら
れることによりオンされる。また、オフする場合は、そ
れに設けられたオフゲート回路47からオフゲートパルス
が与えられ、オフする。
また、中間出力周波数領域時では、低出力周波数領域
時と同様なパルス幅を有するオンゲートパルスにより自
己消弧形電力変換素子43はオンされる。
時と同様なパルス幅を有するオンゲートパルスにより自
己消弧形電力変換素子43はオンされる。
したがって、本実施例では、自然転流形電力変換素子
を直列接続しているので、機能的に直列接続するダイオ
ードを省略できる。
を直列接続しているので、機能的に直列接続するダイオ
ードを省略できる。
以上、第１及び第２の実施例において、領域決定に速
度基準設定値を決定要因に用いたが、直接力率を検出
し、それに進み力率及び遅れ力率を判断し、自己消弧形
電力変換素子のオンゲートパルスのパルス幅を決定す
る。その際のオンゲートパルスのパルス幅は前述した第
１及び第２の実施例と同様である。また、負荷として誘
導電動機を用いたが、他の電動機にも適用できることは
言うまでもない。
度基準設定値を決定要因に用いたが、直接力率を検出
し、それに進み力率及び遅れ力率を判断し、自己消弧形
電力変換素子のオンゲートパルスのパルス幅を決定す
る。その際のオンゲートパルスのパルス幅は前述した第
１及び第２の実施例と同様である。また、負荷として誘
導電動機を用いたが、他の電動機にも適用できることは
言うまでもない。
以上述べてきたように、本発明によれば、インバータ
回路の各アームを自然転流形電力変換素子と自己消弧形
電力変換素子を直列接続して構成し、低・中間出力周波
数領域では、自己消弧形電力変換素子に、それ自体がオ
ンしているオン期間と同じパルス幅を有するオンゲート
パルスを与え、高出力周波数領域では、自己消弧形電力
変換素子に、それ自体がオンするのに十分な時間のパル
ス幅を有するオンゲートパルスを与えるよう制御できる
ので、ゲートパワーを小さくできインバータ回路の運転
効率を向上させる。
回路の各アームを自然転流形電力変換素子と自己消弧形
電力変換素子を直列接続して構成し、低・中間出力周波
数領域では、自己消弧形電力変換素子に、それ自体がオ
ンしているオン期間と同じパルス幅を有するオンゲート
パルスを与え、高出力周波数領域では、自己消弧形電力
変換素子に、それ自体がオンするのに十分な時間のパル
ス幅を有するオンゲートパルスを与えるよう制御できる
ので、ゲートパワーを小さくできインバータ回路の運転
効率を向上させる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路構成図、第２図は
第１図の一実施例におけるゲートパルスを示すタイミン
グチャート、第３図は本発明の他の実施例を示す回路構
成図、第４図及び第５図は従来の電力変換装置の回路構
成図、第６図は力率を説明するベクトル図である。 23……インバータ回路 24……容量性負荷 25……電動機 27……制御回路 28,43……自己消弧形電力変換素子 29,41,42……自然転流形電力変換素子
第１図の一実施例におけるゲートパルスを示すタイミン
グチャート、第３図は本発明の他の実施例を示す回路構
成図、第４図及び第５図は従来の電力変換装置の回路構
成図、第６図は力率を説明するベクトル図である。 23……インバータ回路 24……容量性負荷 25……電動機 27……制御回路 28,43……自己消弧形電力変換素子 29,41,42……自然転流形電力変換素子
Claims (1)
- 【請求項１】電動機と容量性負荷を出力側に並列接続
し、前記電動機を駆動する電力変換装置において、自己
消弧形電力変換素子と、自然転流形電力変換素子とを直
列接続したアームを有するインバータ回路と、前記電力
変換装置の出力を基準とし、遅れ力率時には、前記自己
消弧形電力変換素子の強制転流により、前記インバータ
回路を自励式インバータとして動作させ、進み力率時に
は、前記自然転流形電力変換素子の自然転流により、前
記インバータ回路を他励式インバータとして動作させる
ようにゲートパルスを生成し、かつ、前記インバータ回
路に流れる電流と所定電流値とを比較し、前記インバー
タ回路に流れる電流が前記所定電流値を越えるときには
前記ゲートパルスのパルス幅を前記インバータ回路に流
れる電流が前記所定電流値を越えないときに比べ狭幅に
切り換える制御回路とを具備し、ゲートパワーを小さく
したことを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61281941A JP2549101B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61281941A JP2549101B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63136974A JPS63136974A (ja) | 1988-06-09 |
| JP2549101B2 true JP2549101B2 (ja) | 1996-10-30 |
Family
ID=17646052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61281941A Expired - Lifetime JP2549101B2 (ja) | 1986-11-28 | 1986-11-28 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2549101B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0697873B2 (ja) * | 1986-06-20 | 1994-11-30 | 株式会社東芝 | 交流電動機の制御装置 |
-
1986
- 1986-11-28 JP JP61281941A patent/JP2549101B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63136974A (ja) | 1988-06-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0488201B1 (en) | Large capacity variable speed driving system for AC electric motor | |
| US5483140A (en) | Thyristor based DC link current source power conversion system for motor driven operation | |
| US4039926A (en) | Current fed inverter with commutation independent of load inductance | |
| EP0218983B1 (en) | Ac motor control method and its control apparatus | |
| KR950013869B1 (ko) | 전류형 gto 사이리스터 인버터용 무효 전력 처리 회로 | |
| US5198972A (en) | Turn-off switch phase control with improved ripple and power factor | |
| JP2002233150A (ja) | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| CA1194546A (en) | Current-type inverter | |
| JP2549101B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US4740881A (en) | Simultaneous recovery commutation current source inverter for AC motors drives | |
| WO2007069314A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3248218B2 (ja) | 電動機駆動用インバータ装置 | |
| JP4471076B2 (ja) | Ｐｗｍサイクロコンバータ | |
| Cho et al. | A new current source inverter with simultaneous recovery and commutation | |
| JP2595593B2 (ja) | 整流装置 | |
| JPH0669316B2 (ja) | 電力変換装置の電力回生制御回路 | |
| JPH0759160B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JPH0156636B2 (ja) | ||
| JP2001238467A (ja) | 電力変換システム | |
| Dewan et al. | The load-independent commutated voltage source inverter for induction heating | |
| JPS6285693A (ja) | 誘導電動機の制御方法 | |
| JPH0793826B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3019554B2 (ja) | Ｇｔｏサイリスタインバータ | |
| JPS6285691A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JPS58204776A (ja) | 電流形インバータ装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R371 | Transfer withdrawn |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R371 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313111 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |