JP2515809B2 - デイジタル伝送方式 - Google Patents
デイジタル伝送方式Info
- Publication number
- JP2515809B2 JP2515809B2 JP62159612A JP15961287A JP2515809B2 JP 2515809 B2 JP2515809 B2 JP 2515809B2 JP 62159612 A JP62159612 A JP 62159612A JP 15961287 A JP15961287 A JP 15961287A JP 2515809 B2 JP2515809 B2 JP 2515809B2
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- JP
- Japan
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- signal
- digital
- transmission
- bits
- code
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- Expired - Lifetime
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、ディジタル伝送方式に係り、特に、ディジ
タル符号化した音声を高品質で伝送するのに好適な伝送
方式に関する。
タル符号化した音声を高品質で伝送するのに好適な伝送
方式に関する。
現在、オーディオ専用放送として、中波帯を用いたAM
放送および超短波帯を用いたFM放送が実施されている。
一方、コンパクト・ディスク・プレーヤの普及が進み、
ディジタル・オーディオ・テープレコーダが実用化され
ようとしている今日、このオーディオ専用放送の分野に
おいてもディジタル化の要望が強まってきている。
放送および超短波帯を用いたFM放送が実施されている。
一方、コンパクト・ディスク・プレーヤの普及が進み、
ディジタル・オーディオ・テープレコーダが実用化され
ようとしている今日、このオーディオ専用放送の分野に
おいてもディジタル化の要望が強まってきている。
このような時代において、音声をディジタル符号化し
て放送する方式については、昭和58年６月発行財団法人
電波技術協会編の衛星放送受信技術調査会報告第１部
「衛星放送受信機」などで報告されているが、衛星放送
受信には直径1m程度のパラボラアンテナを必要とするの
で超短波帯を用いたFM放送のように手軽に受信できるデ
ィジタル・オーディオ放送が望まれる。
て放送する方式については、昭和58年６月発行財団法人
電波技術協会編の衛星放送受信技術調査会報告第１部
「衛星放送受信機」などで報告されているが、衛星放送
受信には直径1m程度のパラボラアンテナを必要とするの
で超短波帯を用いたFM放送のように手軽に受信できるデ
ィジタル・オーディオ放送が望まれる。
また、上記「衛星放送受信機」にも示されているよう
に、ディジタル音声において伝送信号CN比の劣化など伝
送中の誤りに対しては重畳して伝送された誤り検出訂正
符号を用いて訂正し、訂正しきれないものについては前
後の音声サンプル値から平均値補間したり前の音声サン
プル値を前値保持したりする。さらに伝送中の誤りが多
くなると音声信号出力をしゃ断することが知られてい
る。
に、ディジタル音声において伝送信号CN比の劣化など伝
送中の誤りに対しては重畳して伝送された誤り検出訂正
符号を用いて訂正し、訂正しきれないものについては前
後の音声サンプル値から平均値補間したり前の音声サン
プル値を前値保持したりする。さらに伝送中の誤りが多
くなると音声信号出力をしゃ断することが知られてい
る。
上記従来技術は、伝送情報をディジタル符号化した後
の上位ビットし下位ビットととの誤り率の配分について
全く配慮がされていないため、伝送路のCNが小さくなり
伝送ディジタル符号の誤り率が多くなると異常音を発生
したり再生音を遮断したりするので、伝送情報内容を理
解できない問題があった。
の上位ビットし下位ビットととの誤り率の配分について
全く配慮がされていないため、伝送路のCNが小さくなり
伝送ディジタル符号の誤り率が多くなると異常音を発生
したり再生音を遮断したりするので、伝送情報内容を理
解できない問題があった。
本発明は、直交する２つの搬送波を２組のディジタル
符号で振幅変調する直交振幅変調ディジタル伝送方式に
おいて、上記の問題を解決するためになされたものであ
る。すなわち、本発明者は、この問題について研究を進
めた結果、伝送CN比の低下による誤り率の発生は、多値
化の程度の大きい程多くなること、並びに、比較的重要
なビットすなわち上位のビットは、比較的重要でないビ
ットすなわち下位ビットに比べて誤り率の発生をより少
くする必要があることに着目して、その解決を図ったも
のである。
符号で振幅変調する直交振幅変調ディジタル伝送方式に
おいて、上記の問題を解決するためになされたものであ
る。すなわち、本発明者は、この問題について研究を進
めた結果、伝送CN比の低下による誤り率の発生は、多値
化の程度の大きい程多くなること、並びに、比較的重要
なビットすなわち上位のビットは、比較的重要でないビ
ットすなわち下位ビットに比べて誤り率の発生をより少
くする必要があることに着目して、その解決を図ったも
のである。
従って、本発明の目的は、直交振幅変調ディジタル伝
送方式において、伝送CN比が大きく伝送ディジタル符号
の誤り率が少ない場合には高品質な状態でもとの情報を
再生し、伝送CN比が低下して伝送ディジタル符号の誤り
率が全体として多くなった場合でも、再生情報に重要な
影響を与えるディジタル符号部分の誤りの発生を極力抑
えるようにして、伝送情報内容が理解できる程度の再生
を可能とするものである。
送方式において、伝送CN比が大きく伝送ディジタル符号
の誤り率が少ない場合には高品質な状態でもとの情報を
再生し、伝送CN比が低下して伝送ディジタル符号の誤り
率が全体として多くなった場合でも、再生情報に重要な
影響を与えるディジタル符号部分の誤りの発生を極力抑
えるようにして、伝送情報内容が理解できる程度の再生
を可能とするものである。
上記目的を達成するため、本発明の直交振幅変調ディ
ジタル伝送方式においては、直交した２軸の搬送波をそ
れぞれ変調する多値化の程度を異ならしめ、多値化の程
度の少ない軸の多値信号として所要ビット数にアナログ
ディジタル変換された符号の上位ビットを割り当て、多
値化の程度の多い軸の多値信号として上記符号の残りの
下位ビットを割り当てるように構成する。
ジタル伝送方式においては、直交した２軸の搬送波をそ
れぞれ変調する多値化の程度を異ならしめ、多値化の程
度の少ない軸の多値信号として所要ビット数にアナログ
ディジタル変換された符号の上位ビットを割り当て、多
値化の程度の多い軸の多値信号として上記符号の残りの
下位ビットを割り当てるように構成する。
伝送信号の伝送CN比が小さくなると、多い多値化で伝
送される下位ビットの誤り率が多くなるが、少ない多値
化で伝送される上位ビットの誤り率は少ない。
送される下位ビットの誤り率が多くなるが、少ない多値
化で伝送される上位ビットの誤り率は少ない。
上位ビットの誤り率が少ないため、アナログ信号で振
幅を大きく誤ることが少なく、ひどい異常音を発生する
ことが少ないため、再生音を遮断する必要もなく、伝送
情報の内容を理解できる再生音を得られる。
幅を大きく誤ることが少なく、ひどい異常音を発生する
ことが少ないため、再生音を遮断する必要もなく、伝送
情報の内容を理解できる再生音を得られる。
以下、本発明の一実施例として直交振幅変調（以下QA
Mと略す）の伝送ビット数を４ビットの16QAMのＱ軸を２
値化にした３ビット伝送を例にとり説明する。第１図に
本発明の受信再生装置の一実施例であり、１はアンテ
ナ、２は選局回路、３は第１の同期検波回路、４は第２
の同期検波回路、５は搬送波再生回路、６は移相器、7,
8はLPF（低域通過フィルタ）、９は第１の識別回路、10
は第２の識別回路（４値−２値変換回路）、12は第１の
受信側ディジタル信号処理回路、13は第２の受信側ディ
ジタル信号処理回路、14はディジタル・アナログ変換回
路（以下DACと略す）、15は音声出力である。第２図は
本発明の送信側の伝送信号発生装置の一実施例であり、
21は音声入力、22はアナログ・ディジタル変換回路（以
下ADCと略す）、23は第１の送信側ディジタル信号処理
回路、24は第２の送信側ディジタル信号処理回路、25は
２値−４値変換回路、26,27はLPF、28は搬送波発生回
路、29は移相器、30は第１の変調回路、31は第２の変調
回路、32は加算回路、33は増幅器、34はアンテナであ
る。第３図は本発明の伝送信号の符号配置例、第４図は
本発明の伝送信号のビット配分例を示す。
Mと略す）の伝送ビット数を４ビットの16QAMのＱ軸を２
値化にした３ビット伝送を例にとり説明する。第１図に
本発明の受信再生装置の一実施例であり、１はアンテ
ナ、２は選局回路、３は第１の同期検波回路、４は第２
の同期検波回路、５は搬送波再生回路、６は移相器、7,
8はLPF（低域通過フィルタ）、９は第１の識別回路、10
は第２の識別回路（４値−２値変換回路）、12は第１の
受信側ディジタル信号処理回路、13は第２の受信側ディ
ジタル信号処理回路、14はディジタル・アナログ変換回
路（以下DACと略す）、15は音声出力である。第２図は
本発明の送信側の伝送信号発生装置の一実施例であり、
21は音声入力、22はアナログ・ディジタル変換回路（以
下ADCと略す）、23は第１の送信側ディジタル信号処理
回路、24は第２の送信側ディジタル信号処理回路、25は
２値−４値変換回路、26,27はLPF、28は搬送波発生回
路、29は移相器、30は第１の変調回路、31は第２の変調
回路、32は加算回路、33は増幅器、34はアンテナであ
る。第３図は本発明の伝送信号の符号配置例、第４図は
本発明の伝送信号のビット配分例を示す。
都合により、まず、受信側から動作を説明する。
伝送された電波を第１図のアンテナ１で受け、選局回
路２で放送局を選局する。選局された後の中間周波信号
を搬送波再生回路５の出力と移相器６の出力により第１
の同期検波回路３と第２の同期検波回路４とでおのおの
直交関係で同期検波し、LPF7および８で不要信号を除去
する。その出力として、Ｑ軸は２値、Ｉ軸は４値のアイ
パターンを得ている。そのアイパターンからクロック再
生回路11の出力と第１の識別回路９および第２の識別回
路10により２値のディジタル符号を得る。その後、第１
のディジタル信号処理回路12および第２のディジタル信
号処理回路13で伝送中に生じた誤りの検出訂正やデイン
タリーブなどディジタル伝送を復調するディジタル信号
処理を行い、DAC14でアナログ信号にして音声出力15を
得る。
路２で放送局を選局する。選局された後の中間周波信号
を搬送波再生回路５の出力と移相器６の出力により第１
の同期検波回路３と第２の同期検波回路４とでおのおの
直交関係で同期検波し、LPF7および８で不要信号を除去
する。その出力として、Ｑ軸は２値、Ｉ軸は４値のアイ
パターンを得ている。そのアイパターンからクロック再
生回路11の出力と第１の識別回路９および第２の識別回
路10により２値のディジタル符号を得る。その後、第１
のディジタル信号処理回路12および第２のディジタル信
号処理回路13で伝送中に生じた誤りの検出訂正やデイン
タリーブなどディジタル伝送を復調するディジタル信号
処理を行い、DAC14でアナログ信号にして音声出力15を
得る。
次に、第２図により、送信側の動作を説明する。第２
図は、以上の受信再生装置で再生するための伝送信号を
発生する装置のブロック図である。音声入力21からのア
ナログ信号をADC22で２値のディジタル符号化し、第１
のディジタル信号処理回路23および第２のディジタル信
号処理回路24により、伝送中に生じる誤りを検出訂正す
るための符号を追加し、また、バースト誤りをさけるた
めインターリーブなどをほどこす。その後、Ｉ軸では第
２のディジタル処理回路24の２値出力は４値化するた
め、２値−４値変換回路25に印加され、LPF27を通って
不要帯域が除去され、搬送波発生回路28の出力を移相器
29を介して90°移相した信号を用いて第２の変調回路31
で変調される。一方、Ｑ軸では第１のディジタル処理回
路23の２値出力が直接LPF26に印加されて不要帯域が除
去され、搬送波発生回路28の出力を用いて第１の変調回
路30で変調される。なお、この実施例では、Ｑ軸の多値
化の程度を２値そのままとしたため、Ｉ軸のような２値
−多値変換回路は省略されている。それらの変調回路3
0,31の出力を加算器32で加算し、増幅回路33で増幅して
アンテナ34から電波として伝送する。
図は、以上の受信再生装置で再生するための伝送信号を
発生する装置のブロック図である。音声入力21からのア
ナログ信号をADC22で２値のディジタル符号化し、第１
のディジタル信号処理回路23および第２のディジタル信
号処理回路24により、伝送中に生じる誤りを検出訂正す
るための符号を追加し、また、バースト誤りをさけるた
めインターリーブなどをほどこす。その後、Ｉ軸では第
２のディジタル処理回路24の２値出力は４値化するた
め、２値−４値変換回路25に印加され、LPF27を通って
不要帯域が除去され、搬送波発生回路28の出力を移相器
29を介して90°移相した信号を用いて第２の変調回路31
で変調される。一方、Ｑ軸では第１のディジタル処理回
路23の２値出力が直接LPF26に印加されて不要帯域が除
去され、搬送波発生回路28の出力を用いて第１の変調回
路30で変調される。なお、この実施例では、Ｑ軸の多値
化の程度を２値そのままとしたため、Ｉ軸のような２値
−多値変換回路は省略されている。それらの変調回路3
0,31の出力を加算器32で加算し、増幅回路33で増幅して
アンテナ34から電波として伝送する。
このようにＩ軸を４値、Ｑ軸を２値で変調したQAM信
号の符号配置を第３図に示す。第３図の横軸がＱ軸であ
り０と１の２値、Ｉ軸は00,01,10,11の４値となり３ビ
ットのデータを同時に同一タイムスロットで伝送でき
る。これを（Q,I1,I2）の順で第３図に示す。ここでＱ
軸の符号間距離とＩ軸の符号間距離には３倍の差があ
り、ビット誤り率が同一となる伝送信号CN比はＱ軸の方
が10dB少なくて良い。逆に言えばあるCN比で伝送された
信号の場合Ｑ軸の方が誤り率が少ないことになる。
号の符号配置を第３図に示す。第３図の横軸がＱ軸であ
り０と１の２値、Ｉ軸は00,01,10,11の４値となり３ビ
ットのデータを同時に同一タイムスロットで伝送でき
る。これを（Q,I1,I2）の順で第３図に示す。ここでＱ
軸の符号間距離とＩ軸の符号間距離には３倍の差があ
り、ビット誤り率が同一となる伝送信号CN比はＱ軸の方
が10dB少なくて良い。逆に言えばあるCN比で伝送された
信号の場合Ｑ軸の方が誤り率が少ないことになる。
今、第４図に示すように、伝送する音声信号を１サン
プル当りＮビット例えば12ビットで量子化したと仮定
し、そのデータを上位ビット（MSB）から順にD1,D2,
D3，…D12とし、上位Ｍビット例えば３ビットD1〜D3に
ついてE1,D4〜D6についてE2,D7〜D9についてE3の誤り検
出訂正符号とする。このときタイムスロットT1〜T5の時
間において、ＱにD1〜D4とE1を、I1,I2にD5〜D12とE2と
E3を配分することにより、伝送信号のCN比が劣化した場
合上位ビット側はＱ軸に割り当てられているため誤り率
は少なく、下位ビット側はＩ軸に割り当てられているた
め誤り率が多くなる。その結果、極端に伝送信号のCN比
が劣化して、下位ビットのほとんどが誤りとなったとし
ても、上位ビットの誤り率が少なく、ある程度の音声信
号を再生できる。
プル当りＮビット例えば12ビットで量子化したと仮定
し、そのデータを上位ビット（MSB）から順にD1,D2,
D3，…D12とし、上位Ｍビット例えば３ビットD1〜D3に
ついてE1,D4〜D6についてE2,D7〜D9についてE3の誤り検
出訂正符号とする。このときタイムスロットT1〜T5の時
間において、ＱにD1〜D4とE1を、I1,I2にD5〜D12とE2と
E3を配分することにより、伝送信号のCN比が劣化した場
合上位ビット側はＱ軸に割り当てられているため誤り率
は少なく、下位ビット側はＩ軸に割り当てられているた
め誤り率が多くなる。その結果、極端に伝送信号のCN比
が劣化して、下位ビットのほとんどが誤りとなったとし
ても、上位ビットの誤り率が少なく、ある程度の音声信
号を再生できる。
なお、E1〜E3の誤り検出訂正符号を１サンプルについ
てのパリティのように示したが、数サンプルの上位３ビ
ットをまとめて数ビットの誤り検出訂正符号をつけても
良い。
てのパリティのように示したが、数サンプルの上位３ビ
ットをまとめて数ビットの誤り検出訂正符号をつけても
良い。
以上説明したように、本実施例によれば、伝送CNが大
きく伝送ディジタル符号の誤り率が大きい場合には、12
ビットの再生音が得られ、CN比が小さくなり悪くなった
場合でも上位３〜４ビットは誤り少なく得られるので、
音声として理解できる程度の再生音が得られる効果があ
る。
きく伝送ディジタル符号の誤り率が大きい場合には、12
ビットの再生音が得られ、CN比が小さくなり悪くなった
場合でも上位３〜４ビットは誤り少なく得られるので、
音声として理解できる程度の再生音が得られる効果があ
る。
ここで、３ビットで伝送した場合の伝送必要帯域幅を
計算する。量子化ビット数12ビット、サンプリング周波
数32KHz、音声２チャネル（ステレオ）、誤り訂正符号
重畳分を30％とすると、 12bit×32K/S×2ch×1.3＝998.4Kbps 998.4Kbps（Ｋビット／秒）となり同時３ビット伝送す
るので332.8Kbpsとなり332.8KHzの帯域幅で伝送可能と
なる。この帯域幅は現行FM放送と同程度であり、超短波
帯で伝送可能である。
計算する。量子化ビット数12ビット、サンプリング周波
数32KHz、音声２チャネル（ステレオ）、誤り訂正符号
重畳分を30％とすると、 12bit×32K/S×2ch×1.3＝998.4Kbps 998.4Kbps（Ｋビット／秒）となり同時３ビット伝送す
るので332.8Kbpsとなり332.8KHzの帯域幅で伝送可能と
なる。この帯域幅は現行FM放送と同程度であり、超短波
帯で伝送可能である。
一方、搬送波再生回路５は再生直交軸を得るために重
要であり、データ（0,0,0），（0,1,1），（1,0,0）お
よび（1,1,1）の４値の場合のみを基準としてＩ軸,Q軸
への振幅が同一となるように負帰還する方法が考えられ
る。この回路は、16QAMの場合には、昭和59年５月に株
式会社企画センター発行の「ディジタルマイクロ波通
信」のpp134〜135に示した基準搬送波再生回路に説明さ
れている。
要であり、データ（0,0,0），（0,1,1），（1,0,0）お
よび（1,1,1）の４値の場合のみを基準としてＩ軸,Q軸
への振幅が同一となるように負帰還する方法が考えられ
る。この回路は、16QAMの場合には、昭和59年５月に株
式会社企画センター発行の「ディジタルマイクロ波通
信」のpp134〜135に示した基準搬送波再生回路に説明さ
れている。
以上、音声信号で説明したが、画像信号など上位ビッ
トが重要情報を有するものについても同様な効果があ
る。
トが重要情報を有するものについても同様な効果があ
る。
また、今までの説明では16QAMの４ビットを８状態の
３ビットにして伝送したが、64QAMの６ビットのＩ軸を
８値としＱ軸を４値とした32状態の５ビットにした伝送
など他のQAMでも同様な効果が得られる。なお、この場
合には、送信側で、Ｉ軸に２値−８値変換回路、Ｑ軸に
２値−４値変換回路が必要になる。受信側でも同様な逆
変換回路が必要である。
３ビットにして伝送したが、64QAMの６ビットのＩ軸を
８値としＱ軸を４値とした32状態の５ビットにした伝送
など他のQAMでも同様な効果が得られる。なお、この場
合には、送信側で、Ｉ軸に２値−８値変換回路、Ｑ軸に
２値−４値変換回路が必要になる。受信側でも同様な逆
変換回路が必要である。
以上実施例により詳述したように、本発明の直交振幅
変調ディジタル伝送方式によれば、直交２軸の搬送波を
それぞれ変調する多値信号の多値化の程度を異ならし
め、多値化の程度の少ない軸の多値信号としてA/D変換
された符号の上位ビットを配分し、多値化の程度の多い
軸の多値信号としてA/D変換された符号の残りの下位ビ
ットを配分したので、伝送CN比が大きくて良質な伝送条
件のときには高品質な再生ができ、伝送CN比が低下した
悪条件においても、下位ビットに比べて上位ビットの誤
り率の増加を極力抑えることができ、その結果、伝送情
報内容が理解できる程度の再生を可能とする等、優れた
効果を奏するものである。
変調ディジタル伝送方式によれば、直交２軸の搬送波を
それぞれ変調する多値信号の多値化の程度を異ならし
め、多値化の程度の少ない軸の多値信号としてA/D変換
された符号の上位ビットを配分し、多値化の程度の多い
軸の多値信号としてA/D変換された符号の残りの下位ビ
ットを配分したので、伝送CN比が大きくて良質な伝送条
件のときには高品質な再生ができ、伝送CN比が低下した
悪条件においても、下位ビットに比べて上位ビットの誤
り率の増加を極力抑えることができ、その結果、伝送情
報内容が理解できる程度の再生を可能とする等、優れた
効果を奏するものである。
第１図は本発明に用いる受信再生装置の一実施例のブロ
ック図、第２図は本発明の送信側の伝送信号発生装置の
一実施例のブロック図、第３図は本発明に用いる伝送信
号の符号配置の一例を示す図、第４図は本発明に用いる
伝送信号のビット配分の一例を示す図である。 3,4……同期検波器 9,10……多値符号識別回路（４値−２値変換回路） 11……クロック再生回路 12,13,23,24……ディジタル信号処理回路 14……ディジタル・アナログ変換回路 21……音声入力端子 22……アナログ・ディジタル変換回路 25……２値−４値変換回路 30,31……直交変調回路 32……加算回路。
ック図、第２図は本発明の送信側の伝送信号発生装置の
一実施例のブロック図、第３図は本発明に用いる伝送信
号の符号配置の一例を示す図、第４図は本発明に用いる
伝送信号のビット配分の一例を示す図である。 3,4……同期検波器 9,10……多値符号識別回路（４値−２値変換回路） 11……クロック再生回路 12,13,23,24……ディジタル信号処理回路 14……ディジタル・アナログ変換回路 21……音声入力端子 22……アナログ・ディジタル変換回路 25……２値−４値変換回路 30,31……直交変調回路 32……加算回路。
Claims (3)
- 【請求項１】ディジタル符号の上位所定数のビットを比
較的多値化の程度の少ない多値信号として取出すと共
に、該ディジタル符号の残りのビット数を比較的多値化
の程度の大きい多値信号として取出す符号変換手段と、
前記比較的多値化の程度の少ない多値信号及び比較的多
値化の程度の大きい多値信号により直交した２軸の搬送
波をそれぞれ振幅変調して合成する直交振幅変調手段と
該直交振幅変調手段の出力を伝送路に向けて送出する手
段とを備えたディジタル伝送方式。 - 【請求項２】前記伝送路からの信号を受信する手段、受
信された直交振幅変調ディジタル信号を２軸について復
調する手段と、復調された比較的多値化の程度の少ない
多値信号及び比較的多値化の程度の大きい多値信号をそ
れぞれ２値ディジタル符号として取出す符号逆変換手段
と、該２値ディジタル符号をアナログ信号に変換するデ
ィジタルアナログ変換回路とを備えてなる特許請求の範
囲第１項記載のディジタル伝送方式。 - 【請求項３】前記２値ディジタル符号中の、伝送中に生
じた誤りを検出訂正するディジタル信号処理回路を前記
ディジタルアナログ変換回路の前に設けてなる特許請求
の範囲第３項記載のディジタル伝送方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62159612A JP2515809B2 (ja) | 1987-06-29 | 1987-06-29 | デイジタル伝送方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62159612A JP2515809B2 (ja) | 1987-06-29 | 1987-06-29 | デイジタル伝送方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS645135A JPS645135A (en) | 1989-01-10 |
| JP2515809B2 true JP2515809B2 (ja) | 1996-07-10 |
Family
ID=15697516
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62159612A Expired - Lifetime JP2515809B2 (ja) | 1987-06-29 | 1987-06-29 | デイジタル伝送方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2515809B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5892879A (en) | 1992-03-26 | 1999-04-06 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system for plural data streams |
| US6724976B2 (en) | 1992-03-26 | 2004-04-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Communication system |
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-
1987
- 1987-06-29 JP JP62159612A patent/JP2515809B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS645135A (en) | 1989-01-10 |
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