JP2510433B2 - 増幅回路 - Google Patents
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/20—Circuitry for controlling amplitude response
- H04N5/205—Circuitry for controlling amplitude response for correcting amplitude versus frequency characteristic
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/60—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards for the sound signals
- H04N5/62—Intercarrier circuits, i.e. heterodyning sound and vision carriers
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S348/00—Television
- Y10S348/912—Differential amplitude consideration, e.g. amplitude vs. frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Networks Using Active Elements (AREA)
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、セラミック・フィルタ
または同種の機械的共振器を駆動する回路、更に詳しく
言うと、機械的共振器の入力インピーダンスが高いイン
ピーダンス源の負荷となるように高インピーダンス源か
らセラミック・フィルタのような機械的共振器を駆動す
る増幅回路に関する。
または同種の機械的共振器を駆動する回路、更に詳しく
言うと、機械的共振器の入力インピーダンスが高いイン
ピーダンス源の負荷となるように高インピーダンス源か
らセラミック・フィルタのような機械的共振器を駆動す
る増幅回路に関する。
【０００２】
【発明の背景】セラミック・フィルタおよび他の機械的
共振装置はテレビジョン受像機によく使われる。例え
ば、カラーのビデオ成分およびインターキャリア成分を
含んでいる複合信号を供給する検波器に続くビデオ処理
回路は、ビデオ検波器により発生される複合信号から音
声インターキャリア信号を除去する４．５ＭＨｚのセラ
ミック・フィルタ・トラップをよく含んでいる。さら
に、音声処理回路は、合成信号の残りを除去する一方イ
ンターキャリアである４．５ＭＨｚの音声副搬送波を通
過させる４．５ＭＨｚの帯域通過のセラミック・フィル
タをよく含んでいる。応用例において検波器を含んでい
る集積回路の製造者により、合成信号はエミッターフォ
ロワのような低い出力インピーダンス源によってセラミ
ック・フィルタに結合されるべきであることが推奨され
ている。しかしながら、機能を改善するために、例え
ば、信号対雑音比を改善するために、エミッターフォロ
ワからは得られない余分の電圧利得を与える必要が時々
ある。この余分の電圧利得を実現する１つの経済的な方
法は、信号チェーン（ｃｈａｉｎ）の中の１つ、例え
ば、音声チェーンをエミッターフォロワのコレタク電極
に移動することである。このような構成はマスマン氏に
付与された米国特許第３，０９１，６５９号明細書に示
されている。
共振装置はテレビジョン受像機によく使われる。例え
ば、カラーのビデオ成分およびインターキャリア成分を
含んでいる複合信号を供給する検波器に続くビデオ処理
回路は、ビデオ検波器により発生される複合信号から音
声インターキャリア信号を除去する４．５ＭＨｚのセラ
ミック・フィルタ・トラップをよく含んでいる。さら
に、音声処理回路は、合成信号の残りを除去する一方イ
ンターキャリアである４．５ＭＨｚの音声副搬送波を通
過させる４．５ＭＨｚの帯域通過のセラミック・フィル
タをよく含んでいる。応用例において検波器を含んでい
る集積回路の製造者により、合成信号はエミッターフォ
ロワのような低い出力インピーダンス源によってセラミ
ック・フィルタに結合されるべきであることが推奨され
ている。しかしながら、機能を改善するために、例え
ば、信号対雑音比を改善するために、エミッターフォロ
ワからは得られない余分の電圧利得を与える必要が時々
ある。この余分の電圧利得を実現する１つの経済的な方
法は、信号チェーン（ｃｈａｉｎ）の中の１つ、例え
ば、音声チェーンをエミッターフォロワのコレタク電極
に移動することである。このような構成はマスマン氏に
付与された米国特許第３，０９１，６５９号明細書に示
されている。
【０００３】信号チェーンの中の１つ、例えば、音声チ
ェーンについての出力がトランジスタのコレクタ電極に
移動されるとき、トランジスタのコレクタ電極の出力源
インピーダンスが高い（典型的には１００キロオーム以
上）から問題が生じる。この出力源インピーダンスは周
波数と共にかなり変わるセラミック・フィルタの入力イ
ンピーダンスよりずっと大きく、例えば、１０倍以上で
ある。例えば、例示的実施例のセラミック・フィルタに
よる音声帯域フィルタは４．５ＭＨｚの中心周波数にお
いて比較的低いインピーダンス、例えば、約４００オー
ム程度であり、中心周波数から離れた周波数においては
遥かに高い入力インピーダンス、例えば２−３キロオー
ム程度である。セラミック・フィルタの比較的低い入力
インピーダンスが高インピーダンス信号源の負荷となる
から、トランジスタ回路のコレクタ電極における利得は
周波数と共に変わるセラミック・フィルタの入力インピ
ーダンスの変化に従って周波数と共に変わる。
ェーンについての出力がトランジスタのコレクタ電極に
移動されるとき、トランジスタのコレクタ電極の出力源
インピーダンスが高い（典型的には１００キロオーム以
上）から問題が生じる。この出力源インピーダンスは周
波数と共にかなり変わるセラミック・フィルタの入力イ
ンピーダンスよりずっと大きく、例えば、１０倍以上で
ある。例えば、例示的実施例のセラミック・フィルタに
よる音声帯域フィルタは４．５ＭＨｚの中心周波数にお
いて比較的低いインピーダンス、例えば、約４００オー
ム程度であり、中心周波数から離れた周波数においては
遥かに高い入力インピーダンス、例えば２−３キロオー
ム程度である。セラミック・フィルタの比較的低い入力
インピーダンスが高インピーダンス信号源の負荷となる
から、トランジスタ回路のコレクタ電極における利得は
周波数と共に変わるセラミック・フィルタの入力インピ
ーダンスの変化に従って周波数と共に変わる。
【０００４】このセラミック・フィルタの入力インピー
ダンス対周波数特性は、低ソース・インピーダンス、例
えば、５０オームもしくはセラミック・フィルタの入力
インピーダンスに匹敵するソース・インピーダンス、例
えば、エミッターフォロワにより与えられるソース・イ
ンピーダンスから信号が結合されるときは一般に無視で
きる。しかしながら、高いソース・インピーダンスから
セラミック・フィルタを駆動するとき、セラミック・フ
ィルタの入力インピーダンス対周波数特性は望ましくな
い要因となる。その理由は、帯域通過フィルタが濾波し
て除去しようとする３．５８ＭＨｚの色副搬送波周波数
のような周波数において利得の増大を引き起こすからで
ある。従って、トランジスタの（エミッタ電極ではなく
て）コレクタ電極からセラミック・フィルタのような機
械的共振装置を駆動することにより余分の利得を得る一
方コレクタ電極に供給される高インピーダンス信号源に
与えるセラミック・フィルタの入力インピーダンス負荷
効果を解決する経済的な方法を提供することが望まし
い。
ダンス対周波数特性は、低ソース・インピーダンス、例
えば、５０オームもしくはセラミック・フィルタの入力
インピーダンスに匹敵するソース・インピーダンス、例
えば、エミッターフォロワにより与えられるソース・イ
ンピーダンスから信号が結合されるときは一般に無視で
きる。しかしながら、高いソース・インピーダンスから
セラミック・フィルタを駆動するとき、セラミック・フ
ィルタの入力インピーダンス対周波数特性は望ましくな
い要因となる。その理由は、帯域通過フィルタが濾波し
て除去しようとする３．５８ＭＨｚの色副搬送波周波数
のような周波数において利得の増大を引き起こすからで
ある。従って、トランジスタの（エミッタ電極ではなく
て）コレクタ電極からセラミック・フィルタのような機
械的共振装置を駆動することにより余分の利得を得る一
方コレクタ電極に供給される高インピーダンス信号源に
与えるセラミック・フィルタの入力インピーダンス負荷
効果を解決する経済的な方法を提供することが望まし
い。
【０００５】
【発明の概要】簡単に言うと、本発明は、周波数と共に
変化する入力インピーダンスを持ったセラミック・フィ
ルタのような比較的低インピーダンスの機械的共振装置
を駆動する高インピーダンス信号源に関する。高インピ
ーダンス信号源は機械的共振装置の中心周波数に同調し
た共振回路で増大される。周波数で変わるセラミック・
フィルタの入力インピーダンスの変化に因り周波数と共
に変わる回路利得の変化を実質的に補償する注目の中心
周波数の両側において、共振同調回路の端はインピーダ
ンスが急激に減少する。従って、周波数と共に変わる共
振回路のインピーダンスの変化特性は周波数と共に変わ
るセラミック・フィルタの入力インピーダンスの変化特
性と相補的である。
変化する入力インピーダンスを持ったセラミック・フィ
ルタのような比較的低インピーダンスの機械的共振装置
を駆動する高インピーダンス信号源に関する。高インピ
ーダンス信号源は機械的共振装置の中心周波数に同調し
た共振回路で増大される。周波数で変わるセラミック・
フィルタの入力インピーダンスの変化に因り周波数と共
に変わる回路利得の変化を実質的に補償する注目の中心
周波数の両側において、共振同調回路の端はインピーダ
ンスが急激に減少する。従って、周波数と共に変わる共
振回路のインピーダンスの変化特性は周波数と共に変わ
るセラミック・フィルタの入力インピーダンスの変化特
性と相補的である。
【０００６】
【実施例】図１はテレビジョン受像機の中の本発明に関
連する部分を示す。テレビジョン信号は、空中放送を受
信するアンテナ、またはケーブル・システム、ビデオカ
セットレコーダ（ＶＣＲ）等からアンテナ端子１２にお
いて受け取られ、無線周波（ＲＦ）増幅器１０に供給さ
れる。この増幅器１０は受け取ったテレビジョン信号を
ミクサー１４に結合する。増幅器１０およびミクサー１
４は、所望の信号を選択し、さらに処理するために中間
周波（ＩＦ）信号に変換するチューナの部分である。こ
のＩＦ信号は中間周波増幅器１６で増幅され、それから
ビデオ検波器１８に結合される。検波された複合ビデオ
信号には、周波数変調された４．５ＭＨｚの音声インタ
ーキャリア信号とビデオ信号が含まれている。このビデ
オ信号にはベースバンドのルミナンス成分と位相変調さ
れた３．５８ＭＨｚの色副搬送波信号が含まれている。
このルミナンス成分には同期パルスが含まれている。本
発明は、ビデオ信号と音声ＩＦ信号の分離に主として関
するものであり、それ故複合信号の他の特徴については
更に詳しく説明しない。
連する部分を示す。テレビジョン信号は、空中放送を受
信するアンテナ、またはケーブル・システム、ビデオカ
セットレコーダ（ＶＣＲ）等からアンテナ端子１２にお
いて受け取られ、無線周波（ＲＦ）増幅器１０に供給さ
れる。この増幅器１０は受け取ったテレビジョン信号を
ミクサー１４に結合する。増幅器１０およびミクサー１
４は、所望の信号を選択し、さらに処理するために中間
周波（ＩＦ）信号に変換するチューナの部分である。こ
のＩＦ信号は中間周波増幅器１６で増幅され、それから
ビデオ検波器１８に結合される。検波された複合ビデオ
信号には、周波数変調された４．５ＭＨｚの音声インタ
ーキャリア信号とビデオ信号が含まれている。このビデ
オ信号にはベースバンドのルミナンス成分と位相変調さ
れた３．５８ＭＨｚの色副搬送波信号が含まれている。
このルミナンス成分には同期パルスが含まれている。本
発明は、ビデオ信号と音声ＩＦ信号の分離に主として関
するものであり、それ故複合信号の他の特徴については
更に詳しく説明しない。
【０００７】結線２０における検波された複合ビデオ信
号はトランジスタ２２のベース電極に結合される。ほぼ
同じ振幅の複合ビデオ信号がトランジスタ２２のエミッ
タ電極における抵抗２４の両端間に生じ、分離抵抗２８
を介して４．５ＭＨｚのセラミック・フィルタ・トラッ
プ２６に結合される。音声変調された４．５ＭＨｚのイ
ンターキャリア音声信号はトラップ２６により複合ビデ
オ信号から除去され、残りのビデオ信号は更に処理を行
うためにトランジスタ３０によりビデオ処理部（図示せ
ず）に結合される。更に行なわれるビデオ信号について
の処理は本発明に直接関係がないので、ここではこれ以
上説明しない。
号はトランジスタ２２のベース電極に結合される。ほぼ
同じ振幅の複合ビデオ信号がトランジスタ２２のエミッ
タ電極における抵抗２４の両端間に生じ、分離抵抗２８
を介して４．５ＭＨｚのセラミック・フィルタ・トラッ
プ２６に結合される。音声変調された４．５ＭＨｚのイ
ンターキャリア音声信号はトラップ２６により複合ビデ
オ信号から除去され、残りのビデオ信号は更に処理を行
うためにトランジスタ３０によりビデオ処理部（図示せ
ず）に結合される。更に行なわれるビデオ信号について
の処理は本発明に直接関係がないので、ここではこれ以
上説明しない。
【０００８】音声信号対雑音比を改善するように、イン
ターキャリア音声信号に追加の電圧利得を与えるため、
例示の実施例においてインターキャリア音声信号はトラ
ンジスタ２２のエミッタ電極ではなくてコレクタ電極か
ら取り出される。トランジスタ２２のコレクタ電極はイ
ンダクタ３６と並列に結合されて並列同調共振回路を形
成するコンデンサ３４に結合される。コンデンサ３４と
インダクタ３６の値は４．５ＭＨｚの音声インターキャ
リア周波数において共振を与えるように選択される。電
圧源は抵抗３８とコンデンサ４０から成る低域通過フィ
ルタを介してトランジスタ２２に結合される。トランジ
スタ２２のコレクタ電極に生ずるインターキャリア音声
信号は、任意に付加される直流（ＤＣ）減結合コンデン
サ４１と任意に付加される分離抵抗４３を介して４．５
ＭＨｚのインターキャリア周波数を中心とする帯域通過
フィルタであるセラミック・フィルタ４２に結合され
る。帯域通過フィルタ４２は、さもなければ存在するビ
デオ信号の全部を実質上除去する。
ターキャリア音声信号に追加の電圧利得を与えるため、
例示の実施例においてインターキャリア音声信号はトラ
ンジスタ２２のエミッタ電極ではなくてコレクタ電極か
ら取り出される。トランジスタ２２のコレクタ電極はイ
ンダクタ３６と並列に結合されて並列同調共振回路を形
成するコンデンサ３４に結合される。コンデンサ３４と
インダクタ３６の値は４．５ＭＨｚの音声インターキャ
リア周波数において共振を与えるように選択される。電
圧源は抵抗３８とコンデンサ４０から成る低域通過フィ
ルタを介してトランジスタ２２に結合される。トランジ
スタ２２のコレクタ電極に生ずるインターキャリア音声
信号は、任意に付加される直流（ＤＣ）減結合コンデン
サ４１と任意に付加される分離抵抗４３を介して４．５
ＭＨｚのインターキャリア周波数を中心とする帯域通過
フィルタであるセラミック・フィルタ４２に結合され
る。帯域通過フィルタ４２は、さもなければ存在するビ
デオ信号の全部を実質上除去する。
【０００９】以上説明したように、トランジスタのコレ
クタ電極における出力インピーダンスは帯域通過セラミ
ック・フィルタ４２の周波数に依存する入力インピーダ
ンスよりずっと高い。例示的実施例におけるセラミック
・フィルタ４２の入力インピーダンスは４．５ＭＨｚの
中心周波数において約４００オームの最小値をとり、中
心周波数の両側においては２または３キロオームに急速
に増大する。この入力インピーダンス対周波数特性は図
３においてサドルすなわち谷間を有し、４．５ＭＨｚの
中心周波数から離れた周波数については上方向に延びる
曲線（ａ）で示される。コンデンサ３４とインダクタ３
６から成る同調回路がない場合、比較的低い入力インピ
ーダンスの帯域通過フィルタ４２により、トランジスタ
２２のコレクタ電極における比較的高い出力インピーダ
ンスの交流（ＡＣ）負荷のため、トランジスタ２２のコ
レクタ電極に生ずる利得対周波数特性は図３の曲線
（ａ）で示されるように帯域通過フィルタ４２の入力イ
ンピーダンスの変化に従って変わる。これは、結果とし
て得られる利得対周波数特性がフィルタ４２の所望の帯
域通過濾波伝達特性と反対であるから望ましくない。特
に、結果として得られる利得対周波数特性が、相当高い
利得、とりわけ所望の４．５ＭＨｚのインターキャリア
音声信号周波数におけるよりも望ましくない３．５８Ｍ
Ｈｚの色副搬送波周波数において高い利得を与えるか
ら、この利得対周波数特性は望ましくない。より大きい
振幅の３．５８ＭＨｚの色副搬送波信号により、トラン
ジスタ２２はクリップし、すなわち、飽和し（トランジ
スタ２２のダイナミックレンジに影響を与える）、比較
的広帯域のステレオ処理が使用されるとき、特に顕著な
再生音声信号中における望ましくない成分を発生するこ
とがある。
クタ電極における出力インピーダンスは帯域通過セラミ
ック・フィルタ４２の周波数に依存する入力インピーダ
ンスよりずっと高い。例示的実施例におけるセラミック
・フィルタ４２の入力インピーダンスは４．５ＭＨｚの
中心周波数において約４００オームの最小値をとり、中
心周波数の両側においては２または３キロオームに急速
に増大する。この入力インピーダンス対周波数特性は図
３においてサドルすなわち谷間を有し、４．５ＭＨｚの
中心周波数から離れた周波数については上方向に延びる
曲線（ａ）で示される。コンデンサ３４とインダクタ３
６から成る同調回路がない場合、比較的低い入力インピ
ーダンスの帯域通過フィルタ４２により、トランジスタ
２２のコレクタ電極における比較的高い出力インピーダ
ンスの交流（ＡＣ）負荷のため、トランジスタ２２のコ
レクタ電極に生ずる利得対周波数特性は図３の曲線
（ａ）で示されるように帯域通過フィルタ４２の入力イ
ンピーダンスの変化に従って変わる。これは、結果とし
て得られる利得対周波数特性がフィルタ４２の所望の帯
域通過濾波伝達特性と反対であるから望ましくない。特
に、結果として得られる利得対周波数特性が、相当高い
利得、とりわけ所望の４．５ＭＨｚのインターキャリア
音声信号周波数におけるよりも望ましくない３．５８Ｍ
Ｈｚの色副搬送波周波数において高い利得を与えるか
ら、この利得対周波数特性は望ましくない。より大きい
振幅の３．５８ＭＨｚの色副搬送波信号により、トラン
ジスタ２２はクリップし、すなわち、飽和し（トランジ
スタ２２のダイナミックレンジに影響を与える）、比較
的広帯域のステレオ処理が使用されるとき、特に顕著な
再生音声信号中における望ましくない成分を発生するこ
とがある。
【００１０】利得対周波数特性における先に述べた変化
は、コンデンサ３４とインダクタ３６から成る並列同調
共振回路により解決される。この同調共振回路は図２お
よび図３の曲線（ｃ）で示されるインピーダンス特性を
有する。図示されているように、この同調回路は４．５
ＭＨｚという所望の周波数において高いインピーダンス
を示すが、４．５ＭＨｚの両側の周波数においてはイン
ピーダンスが急速に減少する。その結果、３．５ＭＨｚ
のような中心からはずれた周波数におけるよりも４．５
ＭＨｚにおいて、より大きな増幅がトランジスタ２２の
コレクタ電極において実現される。このようにして、要
素３４と３６から成る並列共振回路はセラミックの帯域
通過フィルタ４２の入力インピーダンスのインピーダン
ス対周波数特性と相補的なインピーダンス対周波数特性
（ｃ）を与える。これら２つの特性を合成すると、図３
の曲線（ｂ）で示されるピーク応答が得られる。
は、コンデンサ３４とインダクタ３６から成る並列同調
共振回路により解決される。この同調共振回路は図２お
よび図３の曲線（ｃ）で示されるインピーダンス特性を
有する。図示されているように、この同調回路は４．５
ＭＨｚという所望の周波数において高いインピーダンス
を示すが、４．５ＭＨｚの両側の周波数においてはイン
ピーダンスが急速に減少する。その結果、３．５ＭＨｚ
のような中心からはずれた周波数におけるよりも４．５
ＭＨｚにおいて、より大きな増幅がトランジスタ２２の
コレクタ電極において実現される。このようにして、要
素３４と３６から成る並列共振回路はセラミックの帯域
通過フィルタ４２の入力インピーダンスのインピーダン
ス対周波数特性と相補的なインピーダンス対周波数特性
（ｃ）を与える。これら２つの特性を合成すると、図３
の曲線（ｂ）で示されるピーク応答が得られる。
【００１１】要素３４，３６から成る同調回路のインピ
ーダンス対周波数特性は、共振周波数における並列共振
回路のインピーダンスを決める適当なＬ／Ｃの比および
スカート部の傾斜を決める並列共振回路の適当なＱを選
択することにより調整することができる。例示した実施
例では、インダクタ３６は２．２マイクロヘンリイであ
り、コンデンサ３４は５６０ピコファラドのものであ
る。曲線（ｃ）の形状はセラミック・フィルタと一緒に
よく用いられ、図３の曲線（ｂ）の振幅と傾きを僅かに
変える随意の分離抵抗４３および／または随意の分路抵
抗４６の作用効果を考慮に入れるように適応させること
ができる。
ーダンス対周波数特性は、共振周波数における並列共振
回路のインピーダンスを決める適当なＬ／Ｃの比および
スカート部の傾斜を決める並列共振回路の適当なＱを選
択することにより調整することができる。例示した実施
例では、インダクタ３６は２．２マイクロヘンリイであ
り、コンデンサ３４は５６０ピコファラドのものであ
る。曲線（ｃ）の形状はセラミック・フィルタと一緒に
よく用いられ、図３の曲線（ｂ）の振幅と傾きを僅かに
変える随意の分離抵抗４３および／または随意の分路抵
抗４６の作用効果を考慮に入れるように適応させること
ができる。
【００１２】要素３４と３６から成る並列共振同調回路
の効果は２つの観点からみることができる。第１に、こ
の同調回路は中心周波数から離れた周波数におけるソー
ス・インピーダンスを減少させると考えることができ
る。これは周波数と共に変わるセラミック・フィルタ４
２の入力インピーダンスの増大に起因する負荷の変化を
補償する。第２に、この共振同調回路のインピーダンス
は、共振周波数から離れた周波数において帯域通過フィ
ルタ４２の入力インピーダンスをスワンプする。その結
果、共振周波数から離れた周波数におけるトランジスタ
２２の利得は著しく減少され、このような共振周波数か
ら離れた周波数においてセラミック・フィルタ４２の入
力インピーダンスの増大に起因する利得の増大を補償す
る。
の効果は２つの観点からみることができる。第１に、こ
の同調回路は中心周波数から離れた周波数におけるソー
ス・インピーダンスを減少させると考えることができ
る。これは周波数と共に変わるセラミック・フィルタ４
２の入力インピーダンスの増大に起因する負荷の変化を
補償する。第２に、この共振同調回路のインピーダンス
は、共振周波数から離れた周波数において帯域通過フィ
ルタ４２の入力インピーダンスをスワンプする。その結
果、共振周波数から離れた周波数におけるトランジスタ
２２の利得は著しく減少され、このような共振周波数か
ら離れた周波数においてセラミック・フィルタ４２の入
力インピーダンスの増大に起因する利得の増大を補償す
る。
【００１３】同じような負荷の問題はビデオ部における
４．５ＭＨｚのトラップ２６については生じない。その
理由は、ビデオ部は通常トラップ２６の入力インピーダ
ンスよりずっと小さい低ソース・インピーダンスを与え
るトランジスタ２２のエミッタ電極から供給されるから
である。
４．５ＭＨｚのトラップ２６については生じない。その
理由は、ビデオ部は通常トラップ２６の入力インピーダ
ンスよりずっと小さい低ソース・インピーダンスを与え
るトランジスタ２２のエミッタ電極から供給されるから
である。
【００１４】このように、要素３４，３６から成る同調
回路はセラミック・フィルタ４２の入力インピーダンス
曲線とは相補的なインピーダンス曲線を与えると共に
４．５ＭＨｚの帯域通過の中心周波数（要素３４，３６
から成る共振回路が共振する）においてトランジスタ２
２から依然として十分な利得が得られるようにするもの
である。
回路はセラミック・フィルタ４２の入力インピーダンス
曲線とは相補的なインピーダンス曲線を与えると共に
４．５ＭＨｚの帯域通過の中心周波数（要素３４，３６
から成る共振回路が共振する）においてトランジスタ２
２から依然として十分な利得が得られるようにするもの
である。
【００１５】本発明の実施例ではＮＰＮのトランジスタ
が使われているが、ＰＮＰのトランジスタを使うことも
できるし、ドレイン電極が高インピーダンスの出力電極
となるエンハンスメント形またはデプレッション形の電
界効果トランジスタ、あるいは高インピーダンス出力を
有し、セラミック・フィルタまたは類似のものを駆動す
る他の適当な装置または回路の使われる場合も本発明の
範囲内にあるものである。
が使われているが、ＰＮＰのトランジスタを使うことも
できるし、ドレイン電極が高インピーダンスの出力電極
となるエンハンスメント形またはデプレッション形の電
界効果トランジスタ、あるいは高インピーダンス出力を
有し、セラミック・フィルタまたは類似のものを駆動す
る他の適当な装置または回路の使われる場合も本発明の
範囲内にあるものである。
【図１】本発明の特徴に従って、テレビジョン受像機の
各部について一部ブロック図で示し、一部概略図で示し
たものである。
各部について一部ブロック図で示し、一部概略図で示し
たものである。
【図２】４．５ＭＨｚの中心周波数を有する同調回路の
典型的なインピーダンス対周波数特性を示す。
典型的なインピーダンス対周波数特性を示す。
【図３】セラミック・フィルタ、同調回路、および本発
明の特徴に従ってこれら２つの組み合わせによる累積効
果の典型的な入力インピーダンス対周波数特性を示す。
明の特徴に従ってこれら２つの組み合わせによる累積効
果の典型的な入力インピーダンス対周波数特性を示す。
２２ トランジスタ ３４ コンデンサ ３６ インダクタ ４２ セラミック・フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジーン カール センドルウエツク アメリカ合衆国 インデイアナ州 イン デイアナポリスイースト・セブンテイセ カンド・ストリート 5415 (72)発明者 ダニエル マーク ハツチンソン アメリカ合衆国 インデイアナ州 カー メル ラレード・ドライブ 13790
Claims (1)
- 【請求項１】 比較的高いインピーダンスの信号出力手
段を有する増幅手段と、前記比較的高いインピーダンス
の信号出力手段に結合され、第１の入力インピーダンス
対周波数特性および前記比較的高いインピーダンスの信
号出力手段より比較的低い入力インピーダンスを有する
第１の負荷手段と、前記比較的高いインピーダンスの信
号出力手段に結合され、前記第１の入力インピーダンス
対周波数特性と相補的である第２のインピーダンス対周
波数特性を有する第２の負荷手段とを含み、以て前記比
較的高いインピーダンスの信号出力手段における信号の
振幅対周波数特性が一部前記第１の負荷手段により決
り、また一部が前記第２の負荷手段により決まる増幅回
路。
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| JP2510433B2 true JP2510433B2 (ja) | 1996-06-26 |
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| DE (1) | DE69126361T2 (ja) |
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| US4410864A (en) * | 1981-07-20 | 1983-10-18 | Rca Corporation | Impedance transformation network for a SAW filter |
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- 1991-03-29 KR KR1019910004950A patent/KR100245137B1/ko not_active Expired - Fee Related
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- 1991-04-08 EP EP91105506A patent/EP0451751B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-04-11 CN CN91102521A patent/CN1059302C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1991-04-11 JP JP3166541A patent/JP2510433B2/ja not_active Expired - Fee Related
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