JP2022033593A

JP2022033593A - DCDC converter controller

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Publication number: JP2022033593A
Application number: JP2020137571A
Authority: JP
Inventors: 義規中津川; Yoshinori Nakatsugawa
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2020-08-17
Filing date: 2020-08-17
Publication date: 2022-03-02
Anticipated expiration: 2040-08-17
Also published as: JP7529480B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device of a DCDC converter capable of suppressing heat generation of a semiconductor element at startup.
A DCDC converter 3 has an inductance L, semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ , and output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ . The converter control unit 4 controls the DCDC converter 3. The control unit 42 feedback-controls the on / off of the semiconductor switches _Q1 and _Q2 based on the deviation between the measured value Vdc of the inverter side voltage _VDC of the DCDC converter 3 and the target value Vdc ^* . The precharge circuit 41 precharges the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ to a predetermined precharge voltage in a state where the voltage conversion of the DCDC converter 3 is disabled, and then enables the voltage conversion of the DCDC converter 3. When the DCDC converter 3 is activated, the control unit 42 performs soft start control that gradually raises the target value Vdc ^* to a desired target value (650V).
[Selection diagram] Fig. 2

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータの制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a DCDC converter.

電気自動車やハイブリッド車、燃料電池車においては、バッテリ（直流電源）からの直流電源をインバータにより交流に変換して電動モータに供給している（力行）。また、電動モータの回生電力をインバータにより直流に変換してバッテリに蓄電している（回生）。また、バッテリとインバータとの間に双方向ＤＣＤＣコンバータを設け、バッテリからの電源を昇圧してインバータに供給し、インバータからの電源を降圧してバッテリに供給している。 In electric vehicles, hybrid vehicles, and fuel cell vehicles, the DC power from the battery (DC power) is converted to AC by an inverter and supplied to the electric motor (power line). In addition, the regenerative power of the electric motor is converted to direct current by the inverter and stored in the battery (regeneration). Further, a bidirectional DCDC converter is provided between the battery and the inverter, the power supply from the battery is boosted and supplied to the inverter, and the power supply from the inverter is stepped down and supplied to the battery.

上述したＤＣＤＣコンバータは、出力電圧を０Ｖから起動する際に、様々な問題が生じる。起動時のＤＣＤＣコンバータの制御として、起動時に所定時間だけ入力平滑コンデンサにプリチャージ抵抗を接続して、入力平滑コンデンサへの充電電流を抑制するものが提案されている（特許文献１）。 The DCDC converter described above causes various problems when the output voltage is started from 0V. As a control of the DCDC converter at startup, a method has been proposed in which a precharge resistor is connected to an input smoothing capacitor for a predetermined time at startup to suppress the charging current to the input smoothing capacitor (Patent Document 1).

また、電流共振型のＤＣＤＣコンバータにおいて、起動時にスイッチング素子のスイッチング周波数を高い周波数から徐々に下げていくソフトスタートを行うものが提案されている（特許文献２）。 Further, a current resonance type DCDC converter has been proposed in which a soft start is performed in which the switching frequency of a switching element is gradually lowered from a high frequency at startup (Patent Document 2).

特開平３－１７８５５３号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 3-178553 特開２０１７－１６３７７３号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2017-163773

しかし、いずれの従来技術も、起動時にＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができない、という問題があった。 However, none of the conventional techniques has a problem that heat generation of a semiconductor element such as a switch element constituting a DCDC converter cannot be suppressed at the time of startup.

本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、起動時の半導体素子の発熱を抑制することができるＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a control device for a DCDC converter capable of suppressing heat generation of a semiconductor element at startup.

前述した目的を達成するために、本発明に係るＤＣＤＣコンバータの制御装置は、下記［１］～［５］を特徴としている。
［１］
インダクタンス、スイッチ素子及び平滑コンデンサを有し、直流電源の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記ＤＣＤＣコンバータの出力電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記スイッチ素子のオンオフをフィードバック制御する制御部と、
前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサを所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータの電圧変換を有効にするプリチャージ回路と、を備え、
前記制御部は、前記ＤＣＤＣコンバータを起動するときに前記目標値を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［２］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記プリチャージ回路は、
前記直流電源と前記平滑コンデンサとの間に設けられた第１スイッチと、
前記直流電源と前記ＤＣＤＣコンバータの入力との間に設けられた第２スイッチと、
前記平滑コンデンサの両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチをオンすると共に前記第２スイッチをオフし、前記平滑コンデンサの両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチをオフすると共に前記第２スイッチをオンするコンパレータと、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［３］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［４］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。
［５］
［１］～［４］何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置において、
前記制御部は、前記平滑コンデンサをプリチャージした後、前記目標値を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置であること。 In order to achieve the above-mentioned object, the control device of the DCDC converter according to the present invention is characterized by the following [1] to [5].
[1]
A DCDC converter control device that has an inductance, a switch element, and a smoothing capacitor and performs voltage conversion of a DC power supply.
A control unit that feedback-controls the on / off of the switch element based on the deviation between the measured value of the output voltage of the DCDC converter and the target value.
A precharge circuit that enables voltage conversion of the DCDC converter after precharging the smoothing capacitor to a predetermined precharge voltage in a state where the voltage conversion of the DCDC converter is disabled is provided.
The control unit performs soft start control that gradually raises the target value to a desired target value when the DCDC converter is started.
It must be a controller for a DCDC converter.
[2]
In the DCDC converter control device according to [1],
The precharge circuit is
A first switch provided between the DC power supply and the smoothing capacitor,
A second switch provided between the DC power supply and the input of the DCDC converter,
The voltage across the smoothing capacitor is compared with the precharge voltage, and if the voltage across the smoothing capacitor does not reach the precharge voltage, the first switch is turned on and the second switch is turned off. It has a comparator that turns off the first switch and turns on the second switch when the voltage across the smoothing capacitor reaches the precharge voltage.
It must be a controller for a DCDC converter.
[3]
The DCDC converter control device according to [1] or [2].
The precharge voltage is equal to the supply voltage of the DC power supply.
It must be a controller for a DCDC converter.
[4]
The DCDC converter control device according to [1] or [2].
The precharge voltage is lower than the supply voltage of the DC power supply.
It must be a controller for a DCDC converter.
[5]
In the control device for the DCDC converter according to any one of [1] to [4].
After precharging the smoothing capacitor, the control unit performs soft start control for gradually increasing the target value from the precharge voltage to the desired target value.
It must be a controller for a DCDC converter.

上記［１］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ回路及び制御部のソフトスタート制御により、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができる。 According to the DCDC converter control device having the configuration of [1] above, heat generation of a semiconductor element such as a switch element can be suppressed by soft start control of the precharge circuit and the control unit.

上記［２］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ回路を容易に構成できる。 According to the DCDC converter control device having the configuration of [2] above, the precharge circuit can be easily configured.

上記［３］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ電圧を直流電源と等しくすることにより、起動時のインダクタンスから平滑コンデンサへの還流をより一層抑制し、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができる。 According to the control device of the DCDC converter having the configuration of [3] above, by making the precharge voltage equal to that of the DC power supply, the return from the inductance at startup to the smoothing capacitor is further suppressed, and the semiconductor element such as a switch element is further suppressed. It is possible to suppress the heat generation of.

上記［４］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、プリチャージ電圧を直流電源より低くすることにより、高速に平滑コンデンサをプリチャージすることができ、高速でＤＣＤＣコンバータを起動することができる。 According to the DCDC converter control device having the configuration of [4] above, the smoothing capacitor can be precharged at high speed by lowering the precharge voltage than the DC power supply, and the DCDC converter can be started at high speed. ..

上記［５］の構成のＤＣＤＣコンバータの制御装置によれば、目標値を０Ｖから所望の目標値まで上げる必要がなく、より一層、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制することができる。 According to the control device of the DCDC converter having the configuration of the above [5], it is not necessary to raise the target value from 0V to a desired target value, and it is possible to further suppress the heat generation of the semiconductor element such as the switch element.

本発明によれば、スイッチ素子などの半導体素子の発熱を抑制したＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a control device for a DCDC converter that suppresses heat generation of a semiconductor element such as a switch element.

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための形態（以下、「実施形態」という。）を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。 The present invention has been briefly described above. Further, the details of the present invention will be further clarified by reading through the embodiments described below (hereinafter referred to as "embodiments") with reference to the accompanying drawings. ..

図１は、本発明のＤＣＤＣコンバータの制御装置を組み込んだ車両用電源システムの一実施形態を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a vehicle power supply system incorporating a control device for a DCDC converter of the present invention. 図２は、図１に示すＤＣＤＣコンバータ及びコンバータ制御装置の詳細を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing details of the DCDC converter and the converter control device shown in FIG. 図３は、図２に示す制御部の詳細を示す機能ブロック図である。FIG. 3 is a functional block diagram showing details of the control unit shown in FIG. 図４は、従来品、比較品のコンバータ制御装置の構成を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing the configurations of a conventional product and a comparative product converter control device. 図５は、起動時における従来品を構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション温度をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing the results of simulating the junction temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ , which constitute the conventional product at the time of starting. 図６は、起動時における従来品のバッテリ側電圧、インバータ側電圧、車速をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing the results of simulating the battery side voltage, the inverter side voltage, and the vehicle speed of the conventional product at the time of starting. 図７は、起動時における比較品を構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション温度をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 7 is a graph showing the results of simulating the junction temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ , which constitute the comparative product at the time of startup. 図８は、起動時における従来品のバッテリ側電圧、インバータ側電圧、車速をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 8 is a graph showing the results of simulating the battery side voltage, the inverter side voltage, and the vehicle speed of the conventional product at the time of starting. 図９は、起動時における本発明品Ａを構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション温度をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 9 is a graph showing the results of simulating the junction temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ constituting the product A of the present invention at the time of starting. 図１０は、起動時における本発明品Ａのバッテリ側電圧、インバータ側電圧、車速をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 10 is a graph showing the results of simulating the battery side voltage, the inverter side voltage, and the vehicle speed of the product A of the present invention at the time of starting. 図１１は、起動時における本発明品Ｂを構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション温度をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 11 is a graph showing the results of simulating the junction temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ constituting the product B of the present invention at the time of starting. 図１２は、起動時における本発明品Ｂのバッテリ側電圧、インバータ側電圧、車速をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing the results of simulating the battery side voltage, the inverter side voltage, and the vehicle speed of the product B of the present invention at the time of starting. 図１３は、起動時における本発明品Ｃを構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション温度をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 13 is a graph showing the results of simulating the junction temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ constituting the product C of the present invention at the time of starting. 図１４は、起動時における本発明品Ｃのバッテリ側電圧、インバータ側電圧、車速をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 14 is a graph showing the results of simulating the battery side voltage, the inverter side voltage, and the vehicle speed of the product C of the present invention at the time of starting. 図１５は、起動時における本発明品Ｄを構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション温度をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 15 is a graph showing the results of simulating the junction temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ constituting the product D of the present invention at the time of starting. 図１６は、起動時における本発明品Ｄのバッテリ側電圧、インバータ側電圧、車速をシミュレーションした結果を示すグラフである。FIG. 16 is a graph showing the results of simulating the battery side voltage, the inverter side voltage, and the vehicle speed of the product D of the present invention at the time of starting. 図１７は、他の実施形態における図１に示すＤＣＤＣコンバータ及びコンバータ制御装置の詳細を示す回路図である。FIG. 17 is a circuit diagram showing details of the DCDC converter and the converter control device shown in FIG. 1 in another embodiment.

本発明に関する具体的な実施形態について、各図を参照しながら以下に説明する。 Specific embodiments of the present invention will be described below with reference to the respective figures.

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態を、図１乃至図３に基づいて説明する。図１に示すように、車両用電源システム１は、バッテリ２（直流電源）と、双方向ＤＣＤＣコンバータ３と、コンバータ制御装置４と、インバータ５と、インバータ制御装置６と、ＰＭＳＭ（ＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔＳｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓＭｏｔｏｒ）７と、走行負荷８と、を備えている。 (First Embodiment)
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 3. As shown in FIG. 1, the vehicle power supply system 1 includes a battery 2 (DC power supply), a bidirectional DCDC converter 3, a converter control device 4, an inverter 5, an inverter control device 6, and a PMSM (Permanent Magnet Synchronous). Motor) 7 and a traveling load 8 are provided.

バッテリ２は、車両に搭載され、複数の二次電池が直並列に接続されて構成されている。例えば、バッテリ２の供給電圧が２００Ｖ、ＤＣＤＣコンバータ３のインバータ側電圧Ｖ_ＤＣ（図２参照）の目標値Ｖdc^＊を６５０Ｖ（＝所望の目標電圧）に設定した場合のＤＣＤＣコンバータ３の動作について説明する。車両の加速走行制御時に後述するＰＭＳＭ７が力行動作して、バッテリ２が２００Ｖで放電する。このとき、ＤＣＤＣコンバータ３は、２００Ｖから６５０Ｖに昇圧して、インバータ５へ６５０Ｖを供給する。また、車両の減速走行制御時に後述するＰＭＳＭ７が回生動作し、インバータ５からバッテリ２に電流が流れる。このとき、ＤＣＤＣコンバータ３は、６５０Ｖから２００Ｖに降圧し、バッテリ２に２００Ｖを供給して、バッテリ２を充電する。 The battery 2 is mounted on a vehicle and is configured by connecting a plurality of secondary batteries in series and parallel. For example, the operation of the DCDC converter 3 when the supply voltage of the battery 2 is 200 V and the target value Vdc ^* of the inverter side voltage _VDC (see FIG. 2) of the DCDC converter 3 is set to 650 V (= desired target voltage) will be described. do. During the acceleration running control of the vehicle, the PMSM 7 described later operates by power running, and the battery 2 is discharged at 200V. At this time, the DCDC converter 3 boosts the voltage from 200V to 650V and supplies 650V to the inverter 5. Further, the PMSM 7, which will be described later, regenerates during the deceleration running control of the vehicle, and a current flows from the inverter 5 to the battery 2. At this time, the DCDC converter 3 steps down the voltage from 650V to 200V, supplies 200V to the battery 2, and charges the battery 2.

コンバータ制御装置４は、図２に示すように、後述するプリチャージ回路４１と、マイクロコンピュータから構成され、双方向ＤＣＤＣコンバータ３を制御する制御部４２と、を有している。 As shown in FIG. 2, the converter control device 4 includes a precharge circuit 41, which will be described later, and a control unit 42, which is composed of a microcomputer and controls a bidirectional DCDC converter 3.

図１に示すインバータ５は、スイッチ素子（図示せず）を有する。インバータ５は、このスイッチ素子がオンオフ制御されると、双方向ＤＣＤＣコンバータ３からの直流電源を交流電源に変換してＰＭＳＭ７に供給する。また、インバータ５は、ＰＭＳＭ７からの交流電源を直流電源に変換して双方向ＤＣＤＣコンバータ３に出力する。インバータ制御装置６は、特開２０２０－３１５０２号公報に示されたものと同様であるため、ここでは簡単に説明する。インバータ制御装置６は、ＰＭＳＭ７が駆動する車両の速度の指令値に基づいて、ＰＭＳＭ７に流れるモータ電流の指令値を定め、モータ電流の指令値に基づいて上記インバータ５のスイッチ素子をオンオフ制御する。 The inverter 5 shown in FIG. 1 has a switch element (not shown). When the switch element is on / off controlled, the inverter 5 converts the DC power supply from the bidirectional DCDC converter 3 into an AC power supply and supplies it to the PMSM 7. Further, the inverter 5 converts the AC power supply from the PMSM 7 into a DC power supply and outputs the AC power supply to the bidirectional DCDC converter 3. Since the inverter control device 6 is the same as that shown in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2020-31502, it will be briefly described here. The inverter control device 6 determines the command value of the motor current flowing through the PMSM 7 based on the command value of the speed of the vehicle driven by the PMSM 7, and controls the on / off of the switch element of the inverter 5 based on the command value of the motor current.

ＰＭＳＭ７は、所謂三相交流モータの一種であり、バッテリ２からの電力供給を受けて、走行負荷８を駆動する。また、ＰＭＳＭ７は、坂道や減速時などに発電機として働き、回生電流を発生し、バッテリ２に供給する。 The PMSM 7 is a kind of so-called three-phase AC motor, and receives electric power from the battery 2 to drive the traveling load 8. Further, the PMSM 7 acts as a generator on a slope or during deceleration, generates a regenerative current, and supplies the regenerative current to the battery 2.

次に、上述したＤＣＤＣコンバータ３について説明する。双方向ＤＣＤＣコンバータ３は、図２に示すように、インダクタンスＬと、一対の半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２（スイッチ素子、半導体素子）と、入力コンデンサＣ_１と、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２（平滑コンデンサ）と、を備えている。インダクタンスＬの一端は、バッテリ２の正極に接続されている。インダクタンスＬの他端は、互いに直列接続された一対の半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２間に接続される。 Next, the DCDC converter 3 described above will be described. As shown in FIG. 2, the bidirectional DCDC converter 3 includes an inductance L, a pair of semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ (switch element, semiconductor element), an input capacitor C ₁ , and output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ (. Smoothing capacitor) and. One end of the inductance L is connected to the positive electrode of the battery 2. The other end of the inductance L is connected between a pair of semiconductor switches _Q1 and _Q2 connected in series with each other.

半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２は、互いに直列接続される。半導体スイッチＱ_２の半導体スイッチＱ_１から離れた側の端部は、インバータ５の正極に接続される。半導体スイッチＱ_１の半導体スイッチＱ_２から離れた側の端部は、接地されている。また、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２には各々、ダイオードＤ_１、Ｄ_２が並列接続されている。入力コンデンサＣ_１は、インダクタンスＬのバッテリ２側に接続されている。出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２は、互いに並列に接続されている。出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２は、一対の半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２のインバータ５側に並列接続されている。 The semiconductor switches _Q1 and _Q2 are connected in series with each other. The end of the semiconductor switch Q ₂ on the side away from the semiconductor switch Q ₁ is connected to the positive electrode of the inverter 5. The end of the semiconductor switch _Q1 on the side away from the semiconductor switch _Q2 is grounded. Further, diodes D ₁ and D ₂ are connected in parallel to the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ , respectively. The input capacitor C ₁ is connected to the battery 2 side of the inductance L. The output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are connected in parallel with each other. The output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are connected in parallel to the inverter 5 side of the pair of semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ .

上述したＤＣＤＣコンバータ３は、インバータ５からバッテリ２に電流が流れる回生時に、パルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２（図３）により半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２をオンオフすると、インバータ５の電圧を降圧又は昇圧してバッテリ２に供給する。一方、ＤＣＤＣコンバータ３は、バッテリ２からインバータ５に電流が流れる力行時に、デューティが制御されたパルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２に応じて半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２がオンオフすると、インバータ５の電圧を降圧又は昇圧してバッテリ２に供給する。 The DCDC converter 3 described above steps down or boosts the voltage of the inverter 5 when the semiconductor switches _Q1 and _Q2 are turned on and off by the pulse signals PWM1 and PWM2 (FIG. 3) when the current flows from the inverter 5 to the battery 2. It is supplied to the battery 2. On the other hand, the DCDC converter 3 steps down the voltage of the inverter 5 or lowers the voltage of the inverter 5 when the semiconductor switches _Q1 and _Q2 are turned on and off according to the pulse signals PWM1 and PWM2 whose duty is controlled when the current flows from the battery 2 to the inverter 5. It is boosted and supplied to the battery 2.

また、上述した双方向ＤＣＤＣコンバータ３には、図２に示すように、バッテリ側電圧計３１と、バッテリ側電流計３２と、インバータ側電圧計３３と、インバータ側電流計３４と、を備えている。バッテリ側電圧計３１は、インダクタンスＬよりもバッテリ２側のバッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴを測定し、その測定値Ｖbattを後述する制御部４２に出力する。バッテリ側電流計３２は、インダクタンスＬよりもバッテリ２側のバッテリ側電流Ｉ_ＢＡＴＴを測定し、その測定値Ｉbattを制御部４２に出力する。 Further, as shown in FIG. 2, the bidirectional DCDC converter 3 described above includes a battery-side voltmeter 31, a battery-side ammeter 32, an inverter-side voltmeter 33, and an inverter-side ammeter 34. There is. The battery-side voltmeter 31 measures the battery-side voltage V _BATT on the battery 2 side of the inductance L, and outputs the measured value Vbatt to the control unit 42 described later. The battery-side ammeter 32 measures the battery-side current I _BATT on the battery 2 side of the inductance L, and outputs the measured value Ibatt to the control unit 42.

インバータ側電圧計３３は、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２よりもインバータ５側のインバータ側電圧Ｖ_ＤＣを計測し、その測定値Ｖdcを制御部４１に出力する。インバータ側電流計３４は、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２よりもインバータ５側のインバータ側電流Ｉ_ＤＣを測定し、その測定値Ｉdcを制御部４１に出力する。 The inverter-side voltmeter 33 measures the inverter-side voltage _VDC on the inverter 5 side of the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ , and outputs the measured value Vdc to the control unit 41. The inverter-side ammeter 34 measures the inverter-side current I _DC on the inverter 5 side of the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ , and outputs the measured value Idc to the control unit 41.

次に、コンバータ制御装置４を構成するプリチャージ回路４１について図２を参照して説明する。プリチャージ回路４１は、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換を無効にした状態で、バッテリ２により出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２を所定のプリチャージ電圧（本実施形態では例えばバッテリ２の供給電圧と同じ２００Ｖ）までプリチャージする。また、プリチャージ回路４１は、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２を２００Ｖまでプリチャージした後、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換を有効にする。 Next, the precharge circuit 41 constituting the converter control device 4 will be described with reference to FIG. In the precharge circuit 41, with the voltage conversion by the DCDC converter 3 disabled, the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are set to a predetermined precharge voltage by the battery 2 (in this embodiment, for example, 200 V, which is the same as the supply voltage of the battery 2). Precharge up to. Further, the precharge circuit 41 precharges the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ to 200 V, and then enables voltage conversion by the DCDC converter 3.

プリチャージ回路４１は、第１スイッチＳ_１と、電流制限抵抗Ｒと、第２スイッチＳ_２と、コンパレータ４１Ａと、ＮＯＴ４１Ｂと、を有している。第１スイッチＳ_１は、バッテリ２と出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２とを直接接続する接続ラインＬ１上に設けられている。電流制限抵抗Ｒは、上記接続ラインＬ１上に設けられている。第２スイッチＳ_２は、バッテリ２とＤＣＤＣコンバータ３との入力との間に設けられている。第１、第２スイッチＳ_１、Ｓ_２は、例えばトランジスタスイッチから構成されている。コンパレータ４１Ａには、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧とプリチャージ電圧とが入力され、これら電圧の比較結果を出力する。本実施形態では、プリチャージ電圧が、バッテリ２の供給電圧に設定されているため、バッテリ２の供給電圧がコンパレータ４１Ａに入力される。 The precharge circuit 41 includes a first switch S ₁ , a current limiting resistor R, a second switch S ₂ , a comparator 41A, and a NOT 41B. The first switch S ₁ is provided on the connection line L1 that directly connects the battery 2 and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ . The current limiting resistance R is provided on the connection line L1. The second switch S ₂ is provided between the battery 2 and the input of the DCDC converter 3. The first and second switches S ₁ and S ₂ are composed of, for example, a transistor switch. The voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ and the precharge voltage are input to the comparator 41A, and the comparison result of these voltages is output. In the present embodiment, since the precharge voltage is set to the supply voltage of the battery 2, the supply voltage of the battery 2 is input to the comparator 41A.

本実施形態では、コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧がプリチャージ電圧に達していない場合、Ｌｏｗ信号を出力し、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２がプリチャージ電圧に達している場合、Ｈｉ信号を出力する。コンパレータ４１Ａの出力は、入力を反転して出力するＮＯＴ４１Ｂを介して第１スイッチＳ_１のベースに接続される。また、コンパレータ４１Ａの出力は、第２スイッチＳ_２のベースに接続される。 In the present embodiment, the comparator 41A outputs a Low signal when the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ does not reach the precharge voltage, and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ reach the precharge voltage. If so, a Hi signal is output. The output of the comparator 41A is connected to the base of the _first switch S1 via the NOT 41B which inverts the input and outputs it. Further, the output of the comparator 41A is connected to the base of the _second switch S2.

上記コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧がプリチャージ電圧に達していない場合、第１スイッチＳ_１をオンすると共に第２スイッチＳ_２をオフする。第２スイッチＳ_２をオフすると、バッテリ２とＤＣＤＣコンバータ３の入力とが切断され、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換が無効となる。また、第１スイッチＳ_１をオンすると、バッテリ２と出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２とが電流制限抵抗Ｒを介して接続され、バッテリ２により出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２が充電される。 When the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ does not reach the precharge voltage, the comparator 41A turns on the _first switch S1 and turns off the _second switch S2. When the second switch S2 is turned off, the battery ₂ and the input of the DCDC converter 3 are disconnected, and the voltage conversion by the DCDC converter 3 becomes invalid. When the _first switch S1 is turned on, the battery 2 and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are connected via the current limiting resistor R, and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are charged by the battery 2.

上記コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧がプリチャージ電圧に達している場合、第１スイッチＳ_１をオフすると共に第２スイッチＳ_２をオンする。第２スイッチＳ_２をオンすると、バッテリ２とＤＣＤＣコンバータ３の入力とが接続され、ＤＣＤＣコンバータ３による電圧変換が有効となる。また、第１スイッチＳ_１をオンすると、バッテリ２と出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２との電流制限抵抗を介した接続が遮断される。 When the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ reaches the precharge voltage, the comparator 41A turns off the _first switch S1 and turns on the _second switch S2. When the _second switch S2 is turned on, the battery 2 and the input of the DCDC converter 3 are connected, and the voltage conversion by the DCDC converter 3 becomes effective. When the _first switch S1 is turned on, the connection between the battery 2 and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ via the current limiting resistor is cut off.

次に、コンバータ制御装置４を構成する制御部４２について図３を参照して説明する。制御部４２の構成は、特開２０１９－５４７１６号公報と同様であるため、ここでは簡単に説明する。制御部４２は、Ｖ_ＤＣコントローラ４２１と、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２２と、Ｉ_ＤＣコントローラ４２３と、ＰＷＭ部４２４と、ロジック回路４２５と、を備えている。 Next, the control unit 42 constituting the converter control device 4 will be described with reference to FIG. Since the configuration of the control unit 42 is the same as that of Japanese Patent Application Laid-Open No. 2019-54716, it will be briefly described here. The control unit 42 includes a _VDC controller 421, an I _BATT controller 422, an I _DC controller 423, a PWM unit 424, and a logic circuit 425.

Ｖ_ＤＣコントローラ４２１は、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差に基づいてバッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊を定める。即ち、Ｖ_ＤＣコントローラ４２１は、インバータ側電圧（ＤＣＤＣコンバータ３の出力電圧）の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差に基づいて、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２のオンオフをフィードバック制御する。なお、目標値Ｖdc^＊は、予め定めた値であり、本実施形態では例えば６５０Ｖに設定されている。 The V _DC controller 421 determines the target value Ibatt ^* of the battery side current based on the deviation between the measured value Vdc of the inverter side voltage and the target value Vdc ^* . That is, the _VDC controller 421 feedback-controls the on / off of the semiconductor switches _Q1 and _Q2 based on the deviation between the measured value Vdc of the inverter side voltage (output voltage of the DCDC converter 3) and the target value Vdc ^* . The target value Vdc ^* is a predetermined value, and is set to, for example, 650V in the present embodiment.

Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２２は、バッテリ側電流の測定値Ｉbattと上記目標値Ｉbatt^＊との偏差に基づいてインバータ側電流の目標値Ｉdc^＊を定める。Ｉ_ＤＣコントローラ４２３は、インバータ側電流の測定値Ｉdcと上記目標値Ｉdc^＊との偏差に基づいてＰＷＭ部４２４の入力を出力する。 The I _BATT controller 422 determines the target value Idc ^* of the current on the inverter side based on the deviation between the measured value Ibatt of the current on the battery side and the target value Ibatt ^* . The I _DC controller 423 outputs the input of the PWM unit 424 based on the deviation between the measured value Idc of the inverter side current and the target value Idc ^* .

ＰＷＭ部４２４は、例えば、Ｉ_ＤＣコントローラ４２３からの入力と鋸波との比較により、Ｉ_ＤＣコントローラ４２３からの入力に応じたデューティ比のパルス信号ＰＷＭ１を出力する。ロジック回路４２５は、パルス信号ＰＷＭ１とパルス信号ＰＷＭ１の反転信号であるパルス信号ＰＷＭ２とを出力する。ロジック回路４２５は、パルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２の相互間にデッドタイムを設けて、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２が同時にオンするのを防止している。また、ロジック回路４２５は、パルス信号ＰＷＭ１を半導体スイッチＱ_１のゲートに供給し、パルス信号ＰＷＭ２を半導体スイッチＱ_２のゲートに供給する。 The PWM unit 424 outputs, for example, a pulse signal _PWM1 having a duty ratio according to the input from the _IDC controller 423 by comparing the input from the IDC controller 423 with the sawtooth wave. The logic circuit 425 outputs a pulse signal PWM1 and a pulse signal PWM2 which is an inverted signal of the pulse signal PWM1. The logic circuit 425 provides a dead time between the pulse signals PWM1 and PWM2 to prevent the semiconductor switches _Q1 and _Q2 from being turned on at the same time. Further, the logic circuit 425 supplies the pulse signal PWM1 to the gate of the semiconductor switch _Q1 and supplies the pulse signal PWM2 to the gate of the semiconductor switch _Q2 .

次に、上述したＶ_ＤＣコントローラ４２１、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２２及びＩ_ＤＣコントローラ４２３のさらに詳細について説明する。Ｖ_ＤＣコントローラ４２１は、減算器４２１Ａと、ＰＩＤ制御部４２１Ｂと、Ｖdc／Ｖbatt算出部４２１Ｃと、乗算器４２１Ｄと、を備えている。減算器４２１Ａは、測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を出力する。ＰＩＤ制御部４２１Ｂは、偏差の一次関数として後段への入力を制御するＰ制御、偏差の積分に比例して後段への入力を変化させるＩ制御、偏差の微分に比例して後段への入力を変化させるＤ制御を行う周知のＰＩＤ制御部である。 Next, further details of the above-mentioned _VDC controller 421, I _BATT controller 422, and I _DC controller 423 will be described. The V _DC controller 421 includes a subtractor 421A, a PID control unit 421B, a Vdc / Vbatt calculation unit 421C, and a multiplier 421D. The subtractor 421A outputs the deviation between the measured value Vdc and the target value Vdc ^* . The PID control unit 421B inputs P control that controls the input to the subsequent stage as a linear function of the deviation, I control that changes the input to the subsequent stage in proportion to the integral of the deviation, and input to the subsequent stage in proportion to the differentiation of the deviation. It is a well-known PID control unit that performs D control to be changed.

Ｖdc／Ｖbatt算出部４２１Ｃは、測定値Ｖdc、Ｖbattが入力され、Ｖdc／Ｖbattを算出する。乗算器４２１Ｄは、ＰＩＤ制御部４２１Ｂからの入力と、Ｖdc／Ｖbatt算出部４２１Ｃにより算出されたＶdc／Ｖbattとを乗算して、バッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊とする。 The Vdc / Vbatt calculation unit 421C inputs the measured values Vdc and Vbatt and calculates Vdc / Vbatt. The multiplier 421D multiplies the input from the PID control unit 421B and the Vdc / Vbatt calculated by the Vdc / Vbatt calculation unit 421C to obtain the target value Ibatt ^* of the battery side current.

Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２２は、バッテリ側電流の測定値ＩbattとＶ_ＤＣコントローラ４２１により定められた目標値Ｉbatt^＊との偏差に基づいてインバータ側電流の目標値Ｉdc^＊を定める。Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２２は、減算器４２２Ａと、乗算器４２２Ｂと、ＰＩＤ制御部４２２Ｃと、加算器４２２Ｄと、１／Ｖdc算出部４２２Ｅと、乗算器４２２Ｆと、を備えている。減算器４２２Ａは、測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt^＊との偏差を出力する。乗算器４２２Ｂは、測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt^＊との偏差を－１倍する。ＰＩＤ制御部４２２Ｃは、偏差を－１倍にするように後段（加算器４２２Ｄ）への入力を制御する。加算器４２２Ｄは、ＰＩＤ制御部４２２Ｃからの入力と測定値Ｖbattとを加算する。１／Ｖdc算出部４２２Ｅは、測定値Ｖdcが入力され、１／Ｖdcを算出する。乗算器４２２Ｆは、加算器４２２Ｄ及び１／Ｖdc算出部４２２Ｅの出力を乗算する。 The I _BATT controller 422 determines the target value Idc ^* of the inverter side current based on the deviation between the measured value Ibatt of the battery side current and the target value Ibatt ^* determined by the _VDC controller 421. The I _BATT controller 422 includes a subtractor 422A, a multiplier 422B, a PID control unit 422C, an adder 422D, a 1 / Vdc calculation unit 422E, and a multiplier 422F. The subtractor 422A outputs the deviation between the measured value Ibatt and the target value Ibatt ^* . The multiplier 422B multiplies the deviation between the measured value Ibatt and the target value Ibatt ^* by -1. The PID control unit 422C controls the input to the subsequent stage (adder 422D) so as to multiply the deviation by -1. The adder 422D adds the input from the PID control unit 422C and the measured value Vbatt. The 1 / Vdc calculation unit 422E inputs the measured value Vdc and calculates 1 / Vdc. The multiplier 422F multiplies the output of the adder 422D and the 1 / Vdc calculation unit 422E.

Ｉ_ＤＣコントローラ４２３は、インバータ側電流の測定値ＩdcとＩ_ＢＡＴＴコントローラ４２２により定められた目標値Ｉdc^＊との偏差に基づいてＤＣＤＣコンバータ３を制御する。Ｉ_ＤＣコントローラ４２３は、減算器４２３Ａと、ＰＩＤ制御部４２３Ｂと、を備えている。減算器４２３Ａは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差をＰＩＤ制御部４２３Ｂへ出力する。ＰＩＤ制御部４２３Ｂは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差を０にするように後段（ＰＷＭ部４２４）への入力を制御する。 The I _DC controller 423 controls the DCDC converter 3 based on the deviation between the measured value Idc of the inverter side current and the target value Idc ^* determined by the I _BATT controller 422. The I _DC controller 423 includes a subtractor 423A and a PID control unit 423B. The subtractor 423A outputs the deviation between the measured value Idc and the target value Idc ^* to the PID control unit 423B. The PID control unit 423B controls the input to the subsequent stage (PWM unit 424) so that the deviation between the measured value Idc and the target value Idc ^* becomes 0.

また、本実施形態では、制御部４２は、ＤＣＤＣコンバータ３の起動時、上記目標値Ｖdc^＊を０Ｖから所望の値である６５０Ｖまで徐々に上げるソフトスタート制御を行う。 Further, in the present embodiment, when the DCDC converter 3 is started, the control unit 42 performs soft start control in which the target value Vdc ^* is gradually increased from 0V to a desired value of 650V.

次に、上述した構成のＤＣＤＣコンバータ３の起動時の動作について説明する。起動時は、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣが０Ｖであり、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧も０Ｖである。このとき、コンパレータ４１Ａからは、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧が２００Ｖに達していないとの比較結果が出力される。これにより、第１スイッチＳ_１がオンし、第２スイッチＳ_２がオフされる。第１スイッチＳ_１がオンされると、バッテリ２と出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２とが抵抗Ｒを介して接続され、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２が充電される。 Next, the operation at the time of starting the DCDC converter 3 having the above-described configuration will be described. At startup, the voltage V _DC on the inverter side is 0 V, and the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ is also 0 V. At this time, the comparator 41A outputs a comparison result that the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ does not reach 200V. As a result, the _first switch S1 is turned on and the _second switch S2 is turned off. When the first switch S ₁ is turned on, the battery 2 and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are connected via the resistor R, and the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are charged.

また、制御部４２は、起動時に目標値Ｖdc^＊を０Ｖから６５０Ｖまで徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。ただし、第２スイッチＳ_２がオフしている間は、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２をオンオフ制御しても、ＤＣＤＣコンバータ３は電圧変換できない。その後、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２が充電され、２００Ｖに達しプリチャージが完了すると、コンパレータ４１Ａの出力が反転する。これにより、第１スイッチＳ_１がオフして、第２スイッチＳ_２がオンされる。なお、制御部４２は、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２がプリチャージされた後に、目標値Ｖdc^＊が２００Ｖになるようにソフトスタート制御を行う。 Further, the control unit 42 performs soft start control that gradually raises the target value Vdc ^* from 0V to 650V at the time of startup. However, while the second switch S ₂ is off, the DCDC converter 3 cannot perform voltage conversion even if the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ are controlled on and off. After that, when the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are charged and reach 200 V and the precharge is completed, the output of the comparator 41A is inverted. As a result, the _first switch S1 is turned off and the _second switch S2 is turned on. The control unit 42 performs soft start control so that the target value Vdc ^* becomes 200V after the output capacitors C ₂₁ and C ₂ are precharged.

第２スイッチＳ_２がオンされるとＤＣＤＣコンバータ３が電圧変換できるようになる。ＤＣＤＣコンバータ３は、目標値Ｖdc^＊が２００Ｖに達した後、目標値Ｖdc^＊の増加に追従してインバータ側電圧Ｖ_ＤＣが上昇し、目標値Ｖdc^＊が６５０Ｖで一定になると同様にインバータ側電圧Ｖ_ＤＣが６５０Ｖで一定となる。 When the second switch S ₂ is turned on, the DCDC converter 3 can perform voltage conversion. In the DCDC converter 3, after the target value Vdc ^* reaches 200V, the inverter side voltage _VDC rises following the increase in the target value Vdc ^* , and the inverter side voltage becomes constant at 650V ^. The _VDC becomes constant at 650V.

なお、上述した説明では、制御部４２は、起動時に目標値Ｖdc^＊を０Ｖから６５０Ｖまで徐々に上げていたがこれに限ったものではない。制御部４２は、起動時に目標値Ｖdc^＊を２００Ｖに設定し、プリチャージ回路４１により出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２のプリチャージが完了した後、２００Ｖから６５０Ｖまで徐々に上げるようにしてもよい。 In the above description, the control unit 42 gradually raises the target value Vdc ^* from 0V to 650V at the time of startup, but the present invention is not limited to this. The control unit 42 may set the target value Vdc ^* to 200V at the time of starting, and gradually increase the voltage from 200V to 650V after the precharging of the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ is completed by the precharging circuit 41.

上述した実施形態によれば、プリチャージ回路４１が、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換を無効にした状態で、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２を２００Ｖまでプリチャージした後、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換を有効にする。制御部４２が、ＤＣＤＣコンバータ３の起動時に目標値Ｖdc^＊を０Ｖから６５０Ｖ（所望の目標値）まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、これにより、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２やダイオードＤ_１、Ｄ_２の発熱を抑制できる。 According to the above-described embodiment, the precharge circuit 41 precharges the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ to 200 V with the voltage conversion of the DCDC converter 3 disabled, and then enables the voltage conversion of the DCDC converter 3. To. The control unit 42 performs soft start control that gradually raises the target value Vdc ^* from 0V to _650V (desired target value) when the DCDC converter 3 is started, whereby the semiconductor switches _Q1 , _Q2 and the diode D1 are performed. The heat generation of D ₂ can be suppressed.

また、上述した実施形態によれば、プリチャージ回路４１が、第１スイッチＳ_１、第２スイッチＳ_２、コンパレータ４１Ａで構成されている。これにより、プリチャージ回路４１を容易に構成することができる。 Further, according to the above-described embodiment, the precharge circuit 41 is composed of a first switch S ₁ , a second switch S ₂ , and a comparator 41A. As a result, the precharge circuit 41 can be easily configured.

また、上述した実施形態によれば、プリチャージ電圧は、バッテリ２の供給電圧と等しい。これにより、後述するようにインダクタンスＬから出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２への還流をより一層抑制し、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２やダイオードＤ_１、Ｄ_２の発熱を抑制することができる。 Further, according to the above-described embodiment, the precharge voltage is equal to the supply voltage of the battery 2. As a result, as will be described later, the reflux from the inductance L to the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ can be further suppressed, and the heat generation of the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ and the diodes D ₁ and D ₂ can be suppressed.

次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく、起動時における従来品、比較品、本発明品Ａ、Ｂを構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のジャンクション（ＪＣ）温度をシミュレーションした。結果を図５、図７、図９、図１１に示す。また、本発明者は、起動時における従来品、比較品、本発明品Ａ、Ｂのバッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、車速をシミュレーションした。結果を図６、図８、図１０、図１２に示す。 Next, in order to confirm the above-mentioned effects, the present inventor has a junction of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ constituting the conventional product, the comparative product, and the products A and B of the present invention at the time of starting. (JC) The temperature was simulated. The results are shown in FIGS. 5, 7, 9, and 11. In addition, the present inventor simulated the conventional product, the comparative product, the battery side voltage V _BATT , the inverter side voltage V _DC , and the vehicle speed of the present invention products A and B at the time of starting. The results are shown in FIGS. 6, 8, 10, and 12.

まず、上記従来品について図４を参照して説明する。従来品は、図４に示すように、コンバータ制御装置４が図１～図３に示す第１実施形態の車両用電源システム（以下、本発明品Ａ、Ｂ）と異なる。同図に示すように、従来品のコンバータ制御装置４は、プリチャージ回路４１がない。また、従来品の制御部４２は、ソフトスタート制御を行っておらず、図６に示すように、起動時に目標値Ｖdc^＊を所望の電圧（６５０Ｖ）に設定する。 First, the conventional product will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 4, the conventional product is different from the vehicle power supply system of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 3 (hereinafter referred to as the products A and B of the present invention) in the converter control device 4. As shown in the figure, the conventional converter control device 4 does not have the precharge circuit 41. Further, the control unit 42 of the conventional product does not perform soft start control, and as shown in FIG. 6, sets the target value Vdc ^* to a desired voltage (650V) at the time of starting.

次に、上記比較品について図４を参照して説明する。比較品は、図４に示すように、コンバータ制御装置４が本発明品Ａ、Ｂと異なる。同図に示すように、比較品のコンバータ制御装置４は、従来品と同様に、プリチャージ回路４１がない。比較品の制御部４２は、図８に示すように、目標値Ｖdc^＊を０Ｖから６５０Ｖまで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。 Next, the comparative product will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 4, the comparative product is different from the products A and B of the present invention in the converter control device 4. As shown in the figure, the converter control device 4 of the comparative product does not have the precharge circuit 41 like the conventional product. As shown in FIG. 8, the control unit 42 of the comparative product performs soft start control in which the target value Vdc ^* is gradually increased from 0V to 650V over 10 ms.

次に、本発明品Ａ、Ｂについて説明する。本発明品Ａ、Ｂは、上述した図１～図３に示す構成であり、プリチャージ回路４１を有する。また、本発明品Ａは、図１０に示すように、起動と同時に目標値Ｖdc^＊を０Ｖから６５０Ｖまで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。本発明品Ｂは、図１２に示すように、起動と同時に目標値Ｖdc^＊を２００Ｖに設定し、プリチャージ完了後、２００Ｖから６５０Ｖまで１００ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。 Next, the products A and B of the present invention will be described. The products A and B of the present invention have the configurations shown in FIGS. 1 to 3 described above, and have a precharge circuit 41. Further, as shown in FIG. 10, the product A of the present invention performs soft start control in which the target value Vdc ^* is gradually increased from 0V to 650V over 10 ms at the same time as the start-up. As shown in FIG. 12, the product B of the present invention sets the target value Vdc ^* to 200V at the same time as the start-up, and after the precharge is completed, the soft start control is gradually increased from 200V to 650V over 100ms.

また、図５、図７、図９、図１１に示すシミュレーションは、特開２０２０－３１５０２号公報に示すジャンクション発熱モデル、パッケージ発熱モデル及びヒートシンクモデル等の熱モデルを半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２に実装した場合のシミュレーションである。 Further, in the simulations shown in FIGS. 5, 7, 9, and 11, the thermal models such as the junction heat generation model, the package heat generation model, and the heat sink model shown in JP-A-2020-31502 are applied to the semiconductor switches _Q1 and _Q2 . This is a simulation when implemented.

図６に示すように、従来品は、起動時において目標値Ｖdc^＊（＝６５０Ｖ）までインバータ側電圧Ｖ_ＤＣが正常に昇圧されている。しかしながら、図５に示すように、半導体スイッチＱ_１は、インダクタンスＬの励磁に伴った昇温や、インダクタンスＬから出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２への還流による昇温がある。ダイオードＤ_１、Ｄ_２も同様の昇温がある。半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２の最高温度は、低価格のもので１５０℃、高価格のもので１７０℃である。上記昇温により、従来品のシミュレーション結果では、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のうち、半導体スイッチＱ_１のＪＣ温度が、最も高くなる。半導体スイッチＱ_１のＪＣ温度は、１２００℃まで達し、最高温度の仕様を越えている。 As shown in FIG. 6, in the conventional product, the voltage _VDC on the inverter side is normally boosted to the target value Vdc ^* (= 650V) at the time of starting. However, as shown in FIG. 5, the semiconductor switch Q ₁ has a temperature rise due to excitation of the inductance L and a temperature rise due to reflux from the inductance L to the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ . Diodes D ₁ and D ₂ also have similar temperature rises. The maximum temperature of the semiconductor switches _Q1 and _Q2 is 150 ° C for the low-priced one and 170 ° C for the high-priced one. Due to the above temperature rise, the JC temperature of the semiconductor switch _Q1 becomes the _highest _among the semiconductor switches _Q1 , _Q2 , the diodes D1 and D2 in the simulation result of the conventional product. The JC temperature of the semiconductor switch _Q1 reaches 1200 ° C., which exceeds the maximum temperature specification.

これに対して、比較品は、図８に示すように、起動時に行われるソフトスタート制御による目標値Ｖdc^＊の上昇に対して、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣが追従しておらず、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣの制御ができない。例えば、起動から１ｍｓ時点では目標値が約４２Ｖであるにも関わらず、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣは、インダクタンスＬの励磁により約３２０Ｖまで昇圧している。このため、ソフトスタート制御を行っても、従来品と同様に、インダクタンスＬの励磁に伴った昇温や、インダクタンスＬから出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２への還流による昇温がある。このため、比較品のシミュレーション結果では、図７に示すように、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のうち、ダイオードＤ_２のＪＣ温度が、最も高くなる。ダイオードＤ_２のＪＣ温度は、２００℃まで達し、従来品に比べて１０００℃程度抑制されているが、最高温度の仕様を越えている。 On the other hand, in the comparative product, as shown in FIG. 8, the inverter side voltage _VDC does not follow the increase in the target value Vdc ^* due to the soft start control performed at the time of startup, and the inverter side voltage V _DC cannot be controlled. For example, although the target value is about 42 V at 1 ms from the start, the inverter side voltage V _DC is boosted to about 320 V by the excitation of the inductance L. Therefore, even if the soft start control is performed, the temperature rises due to the excitation of the inductance L and the temperature rises due to the reflux from the inductance L to the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ , as in the conventional product. Therefore, in the simulation result of the comparative product, as shown in FIG. 7, the JC temperature of the diode D ₂ is the highest among the semiconductor switches Q ₁ and Q ₂ and the diodes D ₁ and D ₂ . The JC temperature of the diode D ₂ reaches 200 ° C., which is suppressed by about 1000 ° C. as compared with the conventional product, but exceeds the maximum temperature specification.

また、本発明品Ａ、Ｂにおいて、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換が有効になった時点でのインバータ側電圧Ｖ_ＤＣは、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２のプリチャージ電圧２００Ｖである。インバータ側電圧Ｖ_ＤＣは、インダクタンスＬの出力電圧となる。また、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換が有効になった時点でのバッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、入力コンデンサＣ_１の充電電圧であり、バッテリ２の供給電圧２００Ｖである。バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴは、インダクタンスＬの入力電圧である。従って、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換が有効になった時点でのインダクタンスＬの入力電圧と出力電圧との電位差がほぼ０Ｖとなる。このため、従来品、比較品で発生したインダクタンス励磁による昇圧・昇温及び還流時の昇温が発生しない。 Further, in the products A and B of the present invention, the voltage _VDC on the inverter side at the time when the voltage conversion of the DCDC converter 3 becomes effective is the precharge voltage 200V of the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ . The voltage V _DC on the inverter side is the output voltage of the inductance L. Further, the battery side voltage V _BATT at the time when the voltage conversion of the DCDC converter 3 becomes effective is the charging voltage of the input capacitor C ₁ and the supply voltage of the battery 2 is 200 V. The battery side voltage V _BATT is an input voltage of the inductance L. Therefore, the potential difference between the input voltage and the output voltage of the inductance L at the time when the voltage conversion of the DCDC converter 3 becomes effective becomes almost 0V. Therefore, the pressure rise / temperature rise and the temperature rise at the time of reflux do not occur due to the inductance excitation generated in the conventional product and the comparative product.

本発明品Ａのシミュレーション結果では、図９に示すように、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のうち、半導体スイッチＱ_１のＪＣ温度が、最も高くなる。半導体スイッチＱ_１のＪＣ温度は、１４０℃以下まで抑制でき、最高温度の仕様を越えないことが分かった。また、本発明品Ｂのシミュレーション結果では、図１１に示すように、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のうち、半導体スイッチＱ_１のＪＣ温度が、最も高くなる。半導体スイッチＱ_１のＪＣ温度は、３５℃以下まで抑制でき、最高温度の仕様を越えないことが分かった。 In the simulation result of the product _A of the present invention, as shown in _FIG . 9, the JC temperature of the semiconductor switch _Q1 is the highest among the semiconductor switches _Q1 and _Q2 and the diodes D1 and D2. It was found that the JC temperature of the semiconductor switch _Q1 can be suppressed to 140 ° C. or lower and does not exceed the maximum temperature specification. Further, in the simulation result of the product B of the present invention, as shown in _FIG . 11, the JC temperature of the semiconductor switch _Q1 is the highest _among the semiconductor switches _Q1 and _Q2 and the diodes D1 and D2. It was found that the JC temperature of the semiconductor switch _Q1 can be suppressed to 35 ° C. or lower and does not exceed the maximum temperature specification.

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上述した第１実施形態では、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２をバッテリ２の供給電圧２００Ｖにプリチャージしていたが、これに限ったものではない。出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２をバッテリ２の供給電圧２００Ｖよりも小さいプリチャージ電圧にプリチャージするようにしてもよい。これにより、第１実施形態よりも高速でＤＣＤＣコンバータ３を起動することができる。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment described above, the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are precharged to the supply voltage of the battery 2 of 200 V, but the present invention is not limited to this. The output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ may be precharged to a precharge voltage smaller than the supply voltage of the battery 2 of 200 V. As a result, the DCDC converter 3 can be started at a higher speed than that of the first embodiment.

次に、上記プリチャージ電圧の設定について検討してみる。ダイオードＤ_１、Ｄ_２のＪＣ発熱温度Ｔｈは、下記の式（１）で表すことができる。
Ｔｈ＝ｋ・Ｒｏｎ・Ｉ^２ …（１）
ｋ：比例定数、Ｒｏｎ：ダイオードＤ_１、Ｄ_２のＯＮ抵抗、Ｉ：導通電流 Next, let us consider the setting of the precharge voltage. The JC heat generation temperature Th of the diodes D ₁ and D ₂ can be expressed by the following equation (1).
Th = k ・ Ron ・ I ² … (1)
k: Proportional constant, Ron: ON resistance of diodes D ₁ and D ₂ , I: Conduction current

また、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のＪＣ温度Ｔｈと、電力Ｐと、の関係は、下記の式（２）で表すことができる。
Ｔｈ＝ｋ・Ｉ・ＶＤ＝ｋ・Ｐ …（２）
ＶＤ：ダイオードＤ_１、Ｄ_２の両端の電位差
上記ＶＤは、下記の式（３）で表すことができる。
ＶＤ＝ＶＢ－Ｖｆ …（３）
ＶＢ：バッテリ２の供給電圧、Ｖｆ：ダイオードＤ_１、Ｄ_２の順方向電圧 Further, the relationship between the JC temperature Th of the diodes D ₁ and D ₂ and the electric power P can be expressed by the following equation (2).
Th = k ・ I ・ VD = k ・ P ... (2)
VD: Potential difference between both ends of diodes D ₁ and D ₂ The above VD can be expressed by the following equation (3).
VD = VB-Vf ... (3)
VB: Supply voltage of battery 2, Vf: Forward voltage of diodes D ₁ and D ₂

上述した式（１）～（３）にデータシートや実測により得たＲｏｎ、Ｖｆ、Ｉ、ＶＤを代入することにより、Ｔｈを推定することができる。 Th can be estimated by substituting Ron, Vf, I, and VD obtained by a data sheet or actual measurement into the above-mentioned equations (1) to (3).

また、インダクタンスＬの両端の電位差ＶＬと導通電流の時間変化率の基本式は、下記の式（４）で表される。

Further, the basic equation of the potential difference VL at both ends of the inductance L and the time change rate of the conduction current is expressed by the following equation (4).

上記式（１）と式（４）により、電位差ＶＬとＪＣ発熱温度Ｔｈとの関係は、下記の式（５）で表される。

According to the above equations (1) and (4), the relationship between the potential difference VL and the JC heat generation temperature Th is expressed by the following equation (5).

式（５）より、下記の式（６）に示す関係が成り立つ。

From the formula (5), the relationship shown in the following formula (6) is established.

ダイオードＤ_１、Ｄ_２のＪＣ温度Ｔは、発熱温度Ｔｈ、雰囲気温度Ｔ０とすると式（７）で表される。
Ｔ＝Ｔ０＋Ｔｈ …（７） The JC temperature T of the diodes D ₁ and D ₂ is represented by the equation (7), where the heat generation temperature Th and the atmospheric temperature T0.
T = T0 + Th ... (7)

起動時における上記比較品（プリチャージなし、ソフトスタート制御あり）のダイオードＤ_２のＪＣ温度は、図７に示すように、約２０７℃まで発熱する。この発熱を使用最高温度の１５０℃以下、例えば１３０℃まで抑制するようなプリチャージ電圧を考える。 As shown in FIG. 7, the JC temperature of the diode D ₂ of the comparative product (without precharge and with soft start control) at the time of starting heats up to about 207 ° C. Consider a precharge voltage that suppresses this heat generation to the maximum operating temperature of 150 ° C. or lower, for example, 130 ° C.

式（７）により、ダイオードＤ_２のＪＣ温度Ｔが約２０７℃の時、雰囲気温度Ｔ０＝２７℃ならば、発熱温度Ｔｈは１８０℃（＝２０７℃－２７℃）となる。式（６）により、ダイオードＤ_２のＪＣ温度Ｔを１３０℃（発熱温度Ｔｈ＝１０３℃＝１３０℃－２７℃）に抑制する場合、そのときの電位差ＶＬは、Ｖｆ＝１．３Ｖとした場合、下記の式（８）のように導出される。

According to the equation (7), when the JC temperature T of the diode D ₂ is about 207 ° C. and the atmospheric temperature T0 = 27 ° C., the exothermic temperature Th is 180 ° C. (= 207 ° C. −27 ° C.). When the JC temperature T of the diode D ₂ is suppressed to 130 ° C. (heat generation temperature Th = 103 ° C. = 130 ° C.-27 ° C.) according to the equation (6), the potential difference VL at that time is Vf = 1.3V. , Is derived as in the following equation (8).

上記式（８）より、電位差ＶＬが１５０．３１Ｖの場合、発熱温度Ｔｈが１０３℃、ＪＣ温度Ｔが１３０℃となる。よって、プリチャージ回路４１に設定する所定電圧を４８．５５Ｖ（＝２００Ｖ－１５０．３１Ｖ－１．３Ｖ）とすると電位差ＶＬ＝１５０．３１Ｖとなる。 From the above formula (8), when the potential difference VL is 150.31V, the heat generation temperature Th is 103 ° C. and the JC temperature T is 130 ° C. Therefore, if the predetermined voltage set in the precharge circuit 41 is 48.55V (= 200V-150.31V-1.3V), the potential difference VL = 150.31V.

上述した第２実施形態によれば、第１実施形態と同様にダイオードＤ１、Ｄ２を含む半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２の発熱を抑えることができる。さらに、所定電圧をバッテリ２の供給電圧２００Ｖよりも低い４８．５５Ｖとすることにより、プリチャージ回路４１による出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２のプリチャージ時間を短縮することができる。 According to the second embodiment described above, heat generation of the semiconductor switches _Q1 and _Q2 including the diodes D1 and D2 can be suppressed as in the first embodiment. Further, by setting the predetermined voltage to 48.55V, which is lower than the supply voltage of the battery 2 of 200V, the precharging time of the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ by the precharging circuit 41 can be shortened.

次に、本発明者は、上述した第２実施形態の効果を確認すべく、本発明品Ｃ、Ｄを構成する半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２、ダイオードＤ_１、Ｄ_２のＪＣ温度をシミュレーションした。結果を図１３、図１５に示す。また、本発明者は、起動時における本発明品Ｃ、Ｄのバッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、車速をシミュレーションした。結果を図１４、図１６に示す。 Next, in order to confirm the effect of the second embodiment described above, the present inventor simulated the JC temperatures of the semiconductor switches Q ₁ , Q ₂ , and the diodes D ₁ and D ₂ constituting the products C and D of the present invention. .. The results are shown in FIGS. 13 and 15. In addition, the present inventor simulated the battery-side voltage V _BATT , the inverter-side voltage V _DC , and the vehicle speed of the products C and D of the present invention at the time of starting. The results are shown in FIGS. 14 and 16.

本発明品Ｃ、Ｄについて説明する。本発明品Ｃ、Ｄは、上述した図１～図３に示す構成であり、プリチャージ回路４１を有する。また、本発明品Ｃ、Ｄは、図１４、図１６に示すように、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２を４８．６Ｖにプリチャージしている。また、本発明品Ｃの制御部４２は、プリチャージ後、目標値Ｖdc^＊を０Ｖから６５０Ｖまで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。本発明品Ｄの制御部４２は、プリチャージ後、目標値dc^＊を４８．６Ｖから６５０まで１０ｍｓかけて徐々に上げるソフトスタート制御を行っている。即ち、本発明品Ｄは、本発明品Ｃに比べてソフトスタート制御の昇圧変化が小さい。 The products C and D of the present invention will be described. The products C and D of the present invention have the configurations shown in FIGS. 1 to 3 described above, and have a precharge circuit 41. Further, in the products C and D of the present invention, as shown in FIGS. 14 and 16, the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ are precharged to 48.6 V. Further, the control unit 42 of the product C of the present invention performs soft start control in which the target value Vdc ^* is gradually increased from 0V to 650V over 10 ms after precharging. After precharging, the control unit 42 of the product D of the present invention performs soft start control in which the target value dc ^* is gradually increased from 48.6 V to 650 over 10 ms. That is, the product D of the present invention has a smaller increase change in the soft start control than the product C of the present invention.

図１３に示すように、本発明品Ｃでは、ダイオードＤ_２のＪＣ温度を、１２７℃まで抑制することができる。一方、本発明品Ｄでは、図１５に示すように、ダイオードＤ_２のＪＣ温度を発明品Ｃと同様に１２７℃まで抑制することができる。また、本発明品Ｃでは、半導体スイッチＱ_１の温度が１３６℃まで達しているのに対して、本発明品Ｄでは、半導体スイッチＱ_１の温度が１１℃低い１２５℃まで抑制されている。 As shown in FIG. 13, in the product C of the present invention, the JC temperature of the diode D ₂ can be suppressed to 127 ° C. On the other hand, in the product D of the present invention, as shown in FIG. 15, the JC temperature of the diode D ₂ can be suppressed to 127 ° C. as in the product C of the invention. Further, in the product C of the present invention, the temperature of the semiconductor switch _Q1 reaches 136 ° C., whereas in the product D of the present invention, the temperature of the semiconductor switch _Q1 is suppressed to 125 ° C., which is 11 ° C. lower.

上述した実施形態によれば、プリチャージ電圧をバッテリ２の供給電圧より低くすることにより、プリチャージに係る時間を短縮することができる。 According to the above-described embodiment, the time required for precharging can be shortened by lowering the precharging voltage to the supply voltage of the battery 2.

また、上述した実施形態によれば、プリチャージ後に目標値Ｖdc^＊をプリチャージ電圧から所望の目標値（６５０Ｖ）まで上げるソフトスタート制御を行うことにより、より一層、半導体スイッチＱ_１の発熱を抑えることができる。 Further, according to the above-described embodiment, the heat generation of the semiconductor switch _Q1 is further suppressed by performing the soft start control that raises the target value Vdc ^* from the precharge voltage to the desired target value (650V) after precharging. be able to.

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。その他、上述した実施形態における各構成要素の材質、形状、寸法、数、配置箇所、等は本発明を達成できるものであれば任意であり、限定されない。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately modified, improved, and the like. In addition, the material, shape, dimensions, number, arrangement location, etc. of each component in the above-described embodiment are arbitrary as long as the present invention can be achieved, and are not limited.

上述した第１、第２実施形態では、プリチャージ回路４１は、別体に設けられた第１スイッチＳ_１、第２スイッチＳ_２を有していたが、これに限ったものではない。例えば、図１７に示すように、リレーＲＬＹを設けて、第１、第２スイッチＳ_１、Ｓ_２として機能させてもよい。リレーＲＬＹは、接点Ｃがバッテリ２の正極に接続される。また、２つの切替端子Ｔ１、Ｔ２の一方（端子Ｔ１）が抵抗Ｒを介して出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２に接続される。他方（端子Ｔ２）が、入力コンデンサＣ_１に接続される。 In the first and second embodiments described above, the precharge circuit 41 has a _first switch S1 and a _second switch S2 provided separately, but the precharge circuit 41 is not limited thereto. For example, as shown in FIG. 17, a relay RLY may be provided to function as the _first and _second switches S1 and S2. In the relay RLY, the contact C is connected to the positive electrode of the battery 2. Further, one of the two switching terminals T1 and T2 (terminal T1) is connected to the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ via the resistor R. The _other (terminal T2) is connected to the input capacitor C1.

コンパレータ４１Ａは、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧が２００Ｖに達していない場合、Ｌｏｗを出力し、出力コンデンサＣ_２１、Ｃ_２２の両端電圧が２００Ｖに達した場合、Ｈｉを出力する。コンパレータ４１Ａの出力がＬｏｗの場合、リレーＲＬＹの接点Ｃは切替端子Ｔ１に接続される。コンパレータ４１Ａの出力がＨｉの場合、リレーＲＬＹの接点Ｃは切替端子Ｔ２に接続される。これにより、プリチャージ回路４１は、上述した第１実施形態と同様に動作する。 The comparator 41A outputs Low when the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ does not reach 200V, and outputs Hi when the voltage across the output capacitors C ₂₁ and C ₂₂ reaches 200V. When the output of the comparator 41A is Low, the contact C of the relay RLY is connected to the switching terminal T1. When the output of the comparator 41A is Hi, the contact C of the relay RLY is connected to the switching terminal T2. As a result, the precharge circuit 41 operates in the same manner as in the first embodiment described above.

また、上述した第１、第２実施形態によれば、ＤＣＤＣコンバータ３として、双方向のものを用いていたが、単方向であってもよい。 Further, according to the first and second embodiments described above, the DCDC converter 3 is bidirectional, but it may be unidirectional.

また、制御部４２の構成としては、図３に示すものに限定されるものではなく、特開２０１９－５４７１６号公報や、特開２０１９－７１７６６号公報に示された他のバリエーションの制御装置を用いてもよい。 Further, the configuration of the control unit 42 is not limited to that shown in FIG. 3, and control devices of other variations shown in JP-A-2019-54716 and JP-A-2019-71766 can be used. You may use it.

また、上述した第１、第２実施形態によれば、第２スイッチＳ_２をオフすることにより、ＤＣＤＣコンバータ３の電圧変換を無効にしていたが、これに限ったものではない。起動時に制御部４２が、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２をオフして、電圧変換を無効にしてもよく、第２スイッチＳ_２を設けるのは必須ではない。 Further, according to the first and second embodiments described above, the voltage conversion of the DCDC converter 3 is invalidated by turning off the second switch S ₂ , but the present invention is not limited to this. At startup, the control unit 42 may turn off the semiconductor switches _Q1 and _Q2 to invalidate the voltage conversion, and it is not essential to provide the _second switch S2.

ここで、上述した本発明に係るＤＣＤＣコンバータの制御装置の実施形態の特徴をそれぞれ以下［１］～［５］に簡潔に纏めて列記する。
［１］
インダクタンス（Ｌ）、スイッチ素子（Ｑ_１、Ｑ_２）及び平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）を有し、直流電源（２）の電圧変換を行うＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の出力電圧（Ｖ_ＤＣ）の測定値（Ｖdc）と目標値（Ｖdc^＊）との偏差に基づいて、前記スイッチ素子（Ｑ_１、Ｑ_２）のオンオフをフィードバック制御する制御部（４２）と、
前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の電圧変換を無効にした状態で、前記平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）を所定のプリチャージ電圧までプリチャージした後、前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の電圧変換を有効にするプリチャージ回路（４１）と、を備え、
前記制御部（４２）は、前記ＤＣＤＣコンバータ（３）を起動するときに前記目標値（Ｖdc^＊）を所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［２］
［１］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）において、
前記プリチャージ回路（４１）は、
前記直流電源（２）と前記平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）との間に設けられた第１スイッチ（Ｓ_１）と、
前記直流電源（２）と前記ＤＣＤＣコンバータ（３）の入力との間に設けられた第２スイッチ（Ｓ_２）と、
前記平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）の両端電圧と前記プリチャージ電圧とを比較し、前記平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）の両端電圧が前記プリチャージ電圧に達していない場合、前記第１スイッチ（Ｓ_１）をオンすると共に前記第２スイッチ（Ｓ_２）をオフし、前記平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）の両端電圧が前記プリチャージ電圧に達した場合、前記第１スイッチ（Ｓ_１）をオフすると共に前記第２スイッチ（Ｓ_２）をオンするコンパレータ（４１Ａ）と、を有する、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［３］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源（２）の供給電圧と等しい、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［４］
［１］又は［２］に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）であって、
前記プリチャージ電圧は、前記直流電源（２）の供給電圧より低い、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。
［５］
［１］～［４］何れか１項に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）において、
前記制御部（４２）は、前記平滑コンデンサ（Ｃ_２１、Ｃ_２２）をプリチャージした後、前記目標値（Ｖdc^＊）を前記プリチャージ電圧から前記所望の目標値まで徐々に上げるソフトスタート制御を行う、
ＤＣＤＣコンバータの制御装置（４）。 Here, the features of the embodiments of the DCDC converter control device according to the present invention described above are briefly summarized and listed below in [1] to [5], respectively.
[1]
A DCDC converter control device (4) having an inductance (L), switch elements ( _Q1 , _Q2 ) and smoothing capacitors ₍ _C21 , C22) and performing voltage conversion of a DC power supply (2).
Control to feedback control the on / off of the switch element ( _Q1 , _Q2 ) based on the deviation between the measured value (Vdc) of the output voltage ( _VDC ) of the DCDC converter (3) and the target value (Vdc ^* ). Part (42) and
With the voltage conversion of the DCDC converter (3) disabled, the smoothing capacitors (C ₂₁ , C ₂₂ ) are precharged to a predetermined precharge voltage, and then the voltage conversion of the DCDC converter (3) is enabled. With a precharge circuit (41)
The control unit (42) performs soft start control that gradually raises the target value (Vdc ^* ) to a desired target value when the DCDC converter (3) is started.
DCDC converter control device (4).
[2]
In the DCDC converter control device (4) according to [1],
The precharge circuit (41) is
A first switch (S ₁ ) provided between the DC power supply (2) and the smoothing capacitors (C ₂₁ , C ₂₂ ), and
A second switch (S2) provided between the DC power supply ( ₂ ) and the input of the DCDC converter (3), and
The voltage across the smoothing capacitor (C ₂₁ , C ₂₂ ) is compared with the precharge voltage, and if the voltage across the smoothing capacitor (C ₂₁ , C ₂₂ ) does not reach the precharge voltage, the first When the switch (S ₁ ) is turned on and the second switch (S ₂ ) is turned off and the voltage across the smoothing capacitors (C ₂₁ and C ₂₂ ) reaches the precharge voltage, the first switch (S) is turned on. It has a comparator (41A) that turns off ₁ ) and turns on the _second switch (S2).
DCDC converter control device (4).
[3]
The DCDC converter control device (4) according to [1] or [2].
The precharge voltage is equal to the supply voltage of the DC power supply (2).
DCDC converter control device (4).
[4]
The DCDC converter control device (4) according to [1] or [2].
The precharge voltage is lower than the supply voltage of the DC power supply (2).
DCDC converter control device (4).
[5]
In the DCDC converter control device (4) according to any one of [1] to [4].
The control unit (42) performs soft start control in which the smoothing capacitor (C ₂₁ , C ₂₂ ) is precharged and then the target value (Vdc ^* ) is gradually increased from the precharge voltage to the desired target value. conduct,
DCDC converter control device (4).

２バッテリ（直流電源）
３ＤＣＤＣコンバータ
４コンバータ制御装置（制御装置）
４１プリチャージ回路
４１Ａコンパレータ
４２制御部
Ｃ_２１、Ｃ_２２出力コンデンサ（平滑コンデンサ）
Ｓ_１第１スイッチ
Ｓ_２第２スイッチ
Ｌインダクタンス
Ｑ_１、Ｑ_２半導体スイッチ（スイッチ素子）
Ｖ_ＤＣインバータ側電圧（出力電圧）
Ｖdc インバータ側電圧の測定値
Ｖdc^＊インバータ側電圧の目標値 2 Battery (DC power supply)
3 DCDC converter 4 Converter control device (control device)
41 Precharge circuit 41A Comparator 42 Control unit C ₂₁ , C ₂₂ Output capacitor (smoothing capacitor)
S ₁ 1st switch S ₂ 2nd switch L Inductance Q ₁ , Q ₂ Semiconductor switch (switch element)
_VDC Inverter side voltage (output voltage)
Vdc Inverter side voltage measurement Vdc ^* Inverter side voltage target value

Claims

A DCDC converter control device that has an inductance, a switch element, and a smoothing capacitor and performs voltage conversion of a DC power supply.
A control unit that feedback-controls the on / off of the switch element based on the deviation between the measured value of the output voltage of the DCDC converter and the target value.
A precharge circuit that enables voltage conversion of the DCDC converter after precharging the smoothing capacitor to a predetermined precharge voltage in a state where the voltage conversion of the DCDC converter is disabled is provided.
The control unit performs soft start control that gradually raises the target value to a desired target value when the DCDC converter is started.
DCDC converter control device.

In the control device for the DCDC converter according to claim 1,
The precharge circuit is
A first switch provided between the DC power supply and the smoothing capacitor,
A second switch provided between the DC power supply and the input of the DCDC converter,
The voltage across the smoothing capacitor is compared with the precharge voltage, and if the voltage across the smoothing capacitor does not reach the precharge voltage, the first switch is turned on and the second switch is turned off. It has a comparator that turns off the first switch and turns on the second switch when the voltage across the smoothing capacitor reaches the precharge voltage.
DCDC converter control device.

The DCDC converter control device according to claim 1 or 2.
The precharge voltage is equal to the supply voltage of the DC power supply.
DCDC converter control device.

The DCDC converter control device according to claim 1 or 2.
The precharge voltage is lower than the supply voltage of the DC power supply.
DCDC converter control device.

In the control device for the DCDC converter according to any one of claims 1 to 4.
After precharging the smoothing capacitor, the control unit performs soft start control for gradually increasing the target value from the precharge voltage to the desired target value.
DCDC converter control device.