JP2019027829A - Nmr measuring device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はNMR測定装置に関し、特に受信データの処理に関する。 The present invention relates to an NMR measurement apparatus, and more particularly to processing of received data.
NMR(核磁気共鳴)は、静磁場中におかれた原子核がその原子核固有の周波数をもった電磁波と相互作用する現象である。その現象を観測して原子レベルで試料を解析するための装置がNMR測定装置である。NMR測定装置は、有機化合物(例えば薬品、農薬)、高分子材料(例えばビニール、ポリエチレン)、生体物質(例えば、核酸、タンパク質)等の分析において活用されている。NMR測定装置を利用すれば、例えば、分子構造を解明することが可能である。 NMR (nuclear magnetic resonance) is a phenomenon in which a nucleus placed in a static magnetic field interacts with an electromagnetic wave having a frequency unique to the nucleus. An apparatus for observing the phenomenon and analyzing a sample at the atomic level is an NMR measuring apparatus. The NMR measuring apparatus is utilized in the analysis of organic compounds (for example, medicines and agricultural chemicals), polymer materials (for example, vinyl, polyethylene), biological substances (for example, nucleic acids, proteins) and the like. If an NMR measuring device is used, for example, the molecular structure can be elucidated.
特許文献1にはNMR測定装置が開示されている。その装置では、RF受信信号がIF(中間周波数)受信信号に変換され、IF受信信号がサンプリングされている。そのサンプリングにより生成された受信データが直交検波により複素形式の受信データに変換されている。複素形式の受信データに対してフィルタ処理及びFFT演算が段階的に適用されている。 Patent Document 1 discloses an NMR measurement apparatus. In the apparatus, an RF reception signal is converted into an IF (intermediate frequency) reception signal, and the IF reception signal is sampled. The reception data generated by the sampling is converted into reception data in a complex format by quadrature detection. Filter processing and FFT operation are applied step by step to received data in a complex format.
時分割測定(Time Share測定)は送信と受信を交互に実行するものである。それは時分割送受信とも言われている。例えば、1つのポート(送受信チャンネル)だけを備えるNMR測定プローブを利用して、1Hに対するデカップリング照射(1H-1H間における特定の相互作用を消失させる照射)を行いながら1HからのFID信号を検出する場合に時分割測定が利用される。複数のポートを備えたNMR測定プローブを利用する場合においても、必要に応じて、時分割測定が利用される。 Time-sharing measurement (Time Share measurement) performs transmission and reception alternately. It is also called time division transmission / reception. For example, using an NMR measurement probe equipped with only one port (transmission / reception channel), the FID signal from 1H is detected while performing decoupling irradiation for 1H (irradiation that eliminates a specific interaction between 1H-1H). Time-division measurements are used when doing so. Even when an NMR measurement probe having a plurality of ports is used, time division measurement is used as necessary.
時分割測定では、個々の送信期間において受信信号を得られず、時間軸上において、受信信号が間欠的に生じることになる。通常、個々の送信期間においては、受信信号のサンプリング動作が停止され、あるいは、サンプリングされた受信データの取り込みが停止される。この結果、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路において、実効的なサンプリングレートが低下した状態となる。これに伴って、スペクトル観測上問題となる折返しノイズ等の不要信号が増大してしまう。 In time division measurement, a received signal cannot be obtained in each transmission period, and the received signal is intermittently generated on the time axis. Usually, in each transmission period, the reception signal sampling operation is stopped, or the sampling reception data sampled is stopped. As a result, the effective sampling rate is lowered in the data processing circuit provided at the subsequent stage of the sampling circuit. Along with this, unnecessary signals such as aliasing noise, which is a problem in spectrum observation, increase.
本発明の目的は、NMR測定装置で間欠的に受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減することにある。あるいは、本発明の目的は、NMR測定装置で間欠的に受信を行う場合において、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路を適正に動作させることにある。 An object of the present invention is to prevent an increase in unnecessary signals or reduce unnecessary signals when intermittent reception is performed by an NMR measurement apparatus. Alternatively, an object of the present invention is to appropriately operate a data processing circuit provided at the subsequent stage of the sampling circuit when intermittent reception is performed by the NMR measuring apparatus.
実施形態に係るNMR測定装置は、時分割で送信及び受信を行うパルスシーケンスの実行により間欠的に得られた複数の分割受信信号を複数の分割受信データに変換するサンプリング回路と、前記複数の分割受信データに対して複数のダミーデータを補填することにより、補填済み受信データを構成する補填回路と、前記補填済み受信データを処理する処理回路とを含む。 An NMR measurement apparatus according to an embodiment includes a sampling circuit that converts a plurality of divided reception signals obtained intermittently by execution of a pulse sequence that performs transmission and reception in time division into a plurality of division reception data, and the plurality of divisions By including a plurality of dummy data with respect to the received data, a compensation circuit constituting the compensated received data and a processing circuit for processing the compensated received data are included.
上記構成によれば、時分割で送信及び受信を行って得られた複数の分割受信データに対して複数のダミーデータを加えることにより、つまり、複数の送信期間に相当する複数のブランク期間にダミーデータを挿入することにより、補填済み受信データが構成される。その補填済み受信データが処理回路で処理される。補填済み受信データは、連続的な受信を行った場合に得られる受信データと同じ構成を有し、あるいは、それに近い構成を有するので、実効的なサンプリングレートの低下を回避又は軽減することが可能となる。換言すれば、補填済み受信データを処理する処理回路の動作を適正化させることが可能となる。各ブランク期間の全体にわたってダミーデータが隙間無く補填するのが望ましいが、各ブランク期間の一部に対してダミーデータを補填する変形例も考えられる。なお、本願明細書においては、間欠的に生じる個々のアナログ受信信号を分割受信信号と称し、分割受信信号のサンプリングにより生じるデジタルデータを分割受信データと称する。 According to the above configuration, dummy data is added to a plurality of blank periods corresponding to a plurality of transmission periods by adding a plurality of dummy data to a plurality of divided reception data obtained by performing transmission and reception in a time division manner. By inserting the data, the compensated received data is configured. The compensated received data is processed by the processing circuit. The compensated received data has the same configuration as the received data obtained when continuous reception is performed, or has a configuration close to that, so it is possible to avoid or reduce the decrease in effective sampling rate. It becomes. In other words, it is possible to optimize the operation of the processing circuit that processes the supplemented received data. Although it is desirable that dummy data is filled without gaps throughout each blank period, a modification in which dummy data is filled for a part of each blank period is also conceivable. In the present specification, individual analog reception signals generated intermittently are referred to as divided reception signals, and digital data generated by sampling the divided reception signals is referred to as division reception data.
実施形態において、前記各ダミーデータを構成する個々の要素は前記各分割受信信号におけるゼロレベルに相当するデータである。そのようなデータであれば補填に起因して副次的な問題が生じてしまうことを防止できる。また補填回路を簡便に構成できる。もっとも、最終的な信号観測に影響を与えない限りにおいて、上記以外のデータをダミーデータとして利用することも可能である。実施形態において、前記処理回路はデジタルフィルタを含み、前記ダミーデータは、前記デジタルフィルタの動作周波数に一致する周期を有するデータである。 In the embodiment, each element constituting each dummy data is data corresponding to a zero level in each divided reception signal. Such data can prevent a secondary problem from occurring due to the compensation. Further, the compensation circuit can be configured easily. However, data other than those described above can be used as dummy data as long as the final signal observation is not affected. In an embodiment, the processing circuit includes a digital filter, and the dummy data is data having a period that matches the operating frequency of the digital filter.
実施形態において、前記サンプリング回路と前記補填回路との間に、前記複数の分割受信データを複数の複素形式分割受信データに変換する複素変換回路が設けられ、前記補填回路が処理する前記複数の分割受信データは前記複数の複素形式分割受信データである。あるいは、実施形態において、前記補填回路と前記処理回路との間に、前記補填済み受信データを複素形式補填済み受信データに変換する複素変換回路が設けられ、前記処理回路に入力される前記補填済み受信データは前記複素形式補填済み受信データである。 In an embodiment, a complex conversion circuit that converts the plurality of divided reception data into a plurality of complex format division reception data is provided between the sampling circuit and the compensation circuit, and the plurality of divisions processed by the compensation circuit The reception data is the plurality of complex format division reception data. Alternatively, in an embodiment, a complex conversion circuit that converts the compensated received data into complex-format compensated received data is provided between the compensation circuit and the processing circuit, and the compensated input that is input to the processing circuit The reception data is the reception data after completion of the complex format.
実施形態において、前記処理回路は、帯域制限機能を有するデジタルフィルタ回路である。ダミーデータ補填により、デジタルフィルタ回路の帯域制限機能を維持できる。換言すれば、間欠的な受信に伴って帯域制限機能が変化して、折り返しが増大してしまう問題を回避できる。実施形態において、前記パルスシーケンスにおける分割送信期間の変更に伴ってダミーデータ補填期間が可変される。 In the embodiment, the processing circuit is a digital filter circuit having a band limiting function. By supplementing the dummy data, the band limiting function of the digital filter circuit can be maintained. In other words, it is possible to avoid the problem that the band limiting function changes due to intermittent reception and the aliasing increases. In the embodiment, the dummy data compensation period is varied in accordance with the change of the divided transmission period in the pulse sequence.
本発明によれば、NMR測定装置で間欠的に受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減できる。あるいは、本発明によれば、NMR測定装置で間欠的に受信を行う場合において、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路を適正に動作させることが可能となる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, when receiving by an NMR measuring apparatus intermittently, the increase of an unnecessary signal can be prevented or an unnecessary signal can be reduced. Alternatively, according to the present invention, when intermittent reception is performed by the NMR measurement apparatus, it is possible to properly operate the data processing circuit provided at the subsequent stage of the sampling circuit.
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1には、実施形態に係るNMR測定装置の全体構成がブロック図として示されている。このNMR測定装置は、試料の解析等を行う場合において用いられる装置である。 FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the NMR measuring apparatus according to the embodiment. This NMR measuring apparatus is an apparatus used when analyzing a sample or the like.
演算制御部10は、設定又は選択されたパルスシーケンスに従って、送信部14及び受信部26を制御する。演算制御部10は、プログラム動作するプロセッサを有し、本実施形態において、送信シーケンサ及び受信シーケンサとして機能する。パルスシーケンスは、図示されていない主制御部(コンピュータ)において生成され、あるいは、演算制御部10において生成される。本実施形態に係る演算制御部10は、時分割送受信を行うパルスシーケンスに従って、送信部14及び受信部26を制御する機能を有する。例えば、1Hに対するデカップリング照射(1H-1H間における特定の相互作用を消失させる照射)を行いながら1HからのFID信号を検出する場合に、時分割送受信が利用される。また、19F及び1Hの内の一方に対するデカップリング照射(1H-19F間における特定の相互作用を消失させる照射)を行いながら、1H及び19Fの内の他方からのFID信号を観測する場合に、時分割送受信が利用される。パルスシーケンスについては後に図5及び図6を用いて説明する。 The arithmetic control unit 10 controls the transmission unit 14 and the reception unit 26 according to the set or selected pulse sequence. The arithmetic control unit 10 includes a processor that performs a program operation, and functions as a transmission sequencer and a reception sequencer in the present embodiment. The pulse sequence is generated in a main control unit (computer) (not shown) or is generated in the arithmetic control unit 10. The arithmetic control unit 10 according to the present embodiment has a function of controlling the transmission unit 14 and the reception unit 26 in accordance with a pulse sequence for performing time division transmission / reception. For example, when the FID signal from 1H is detected while performing decoupling irradiation for 1H (irradiation that eliminates a specific interaction between 1H-1H), time division transmission / reception is used. In addition, when FID signals from the other of 1H and 19F are observed while performing decoupling irradiation (irradiation that eliminates a specific interaction between 1H and 19F) on one of 19F and 1H, Split transmission / reception is used. The pulse sequence will be described later with reference to FIGS.
送信部14は、送信パルス列つまり送信信号を生成する回路である。図1においては、送信部14の後段にパワーアンプ16が設けられている。もちろん、送信部14の内部にパワーアンプ16が設けられてもよい。パワーアンプ16において送信信号が増幅され、増幅後の送信信号が、送受切替スイッチ18を経由して、NMR測定プローブ20へ送出される。 The transmission unit 14 is a circuit that generates a transmission pulse train, that is, a transmission signal. In FIG. 1, a power amplifier 16 is provided after the transmission unit 14. Of course, the power amplifier 16 may be provided inside the transmission unit 14. The power amplifier 16 amplifies the transmission signal, and the amplified transmission signal is sent to the NMR measurement probe 20 via the transmission / reception selector switch 18.
NMR測定プローブ20は、挿入部20Aと基部20Bとにより構成される。挿入部20Aは、静磁場発生装置22のボア22A内に挿入される。基部20Bは、ボア22Aの外側に配置される部分である。図示されたNMR測定プローブ20は、1つの送受信チャンネル(1つのポート)を有している(符号30を参照)。もちろん、複数のポートを有するNMR測定プローブが利用されてもよい(符号30,32を参照)。なお、送信部14として、複数の送信信号を並列的に生成する機能を有する送信部を利用してもよい。 The NMR measurement probe 20 includes an insertion portion 20A and a base portion 20B. The insertion portion 20A is inserted into the bore 22A of the static magnetic field generator 22. The base portion 20B is a portion disposed outside the bore 22A. The illustrated NMR measurement probe 20 has one transmission / reception channel (one port) (see reference numeral 30). Of course, an NMR measurement probe having a plurality of ports may be used (see reference numerals 30 and 32). Note that a transmission unit having a function of generating a plurality of transmission signals in parallel may be used as the transmission unit 14.
NMR測定プローブ20において、試料に対して電磁波が照射される。これにより試料中の対象原子核において核磁気共鳴(NMR)が生じ、それを反映したFID信号が検出される。その信号は、RF受信信号として、送受切替スイッチ18及び受信アンプ24を経由して、受信部26へ送られる。送受切替スイッチ18内には、RF受信信号を増幅するプリアンプが設けられている。受信アンプ24が受信部26の中に設けられてもよい。 In the NMR measurement probe 20, the sample is irradiated with electromagnetic waves. As a result, nuclear magnetic resonance (NMR) occurs in the target nucleus in the sample, and an FID signal reflecting this is detected. The signal is sent as an RF reception signal to the reception unit 26 via the transmission / reception changeover switch 18 and the reception amplifier 24. A preamplifier for amplifying an RF reception signal is provided in the transmission / reception selector switch 18. A reception amplifier 24 may be provided in the reception unit 26.
受信部26は、サンプリング機能、フィルタ機能等を有する電子回路である。受信部26は、アナログ回路部分とデジタル回路部分とからなる。受信部26の具体的な構成例については、後に図2を用いて説明する。 The receiving unit 26 is an electronic circuit having a sampling function, a filter function, and the like. The receiving unit 26 includes an analog circuit portion and a digital circuit portion. A specific configuration example of the receiving unit 26 will be described later with reference to FIG.
演算制御部10は、周波数解析機能を有する。それが図1において周波数解析部12として示されている。周波数解析部12は、受信データに対する周波数解析(複素FFT演算)を実行することにより、FID信号成分を表すスペクトルを生成する。受信部26から出力された受信データをメモリに記憶した上で、メモリから読み出された受信データを周波数解析部12へ送るようにしてもよい。複数の受信データを加算平均処理した上で、その処理後の受信データを周波数解析部12へ送るようにしてもよい。周波数解析部12は、ソフトウエアの機能として実現され、あるいは、ハードウエアの機能として実現される。 The arithmetic control unit 10 has a frequency analysis function. This is shown as the frequency analysis unit 12 in FIG. The frequency analysis unit 12 generates a spectrum representing the FID signal component by performing frequency analysis (complex FFT operation) on the received data. The reception data output from the reception unit 26 may be stored in a memory, and the reception data read from the memory may be sent to the frequency analysis unit 12. A plurality of received data may be subjected to an averaging process, and the processed received data may be sent to the frequency analysis unit 12. The frequency analysis unit 12 is realized as a software function or a hardware function.
図2には、受信部26の第1構成例が示されている。周波数変換回路33は、RF受信信号をIF(中間周波数)受信信号に変換するアナログ回路である。周波数変換回路33は、乗算器としてのミキサ34とBPF(バンドパスフィルタ)36とにより構成されている。ミキサ34において、RF受信信号に対して、所定周波数を有する信号35が乗算される。その乗算により、和の周波数を有する信号及び差の周波数を有する信号が生じる。それらの内で、BPF36は、差の周波数を有する信号、つまりIF受信信号を抽出する。BPF36は、以下に説明するように、また、後に図3に示すように、アンチエイリアシングフィルタ(折返し防止フィルタ)として働く。 FIG. 2 shows a first configuration example of the receiving unit 26. The frequency conversion circuit 33 is an analog circuit that converts an RF reception signal into an IF (intermediate frequency) reception signal. The frequency conversion circuit 33 includes a mixer 34 as a multiplier and a BPF (band pass filter) 36. In the mixer 34, the RF reception signal is multiplied by a signal 35 having a predetermined frequency. The multiplication results in a signal having the sum frequency and a signal having the difference frequency. Among them, the BPF 36 extracts a signal having a difference frequency, that is, an IF reception signal. The BPF 36 functions as an anti-aliasing filter (anti-folding filter), as will be described below and later shown in FIG.
ADC38はサンプリング手段としてのサンプリング回路であり、ADC38においてIF受信信号がサンプリングされる。すなわち、デジタル信号に変換される。本実施形態においては、特許文献1等に開示されたアンダーサンプリング方式が採用されている。例えば、IF受信信号は、サンプリング後において第3ナイキストゾーンに属する信号である。その場合、BPF36は、第3ナイキストゾーン以外に存在する信号成分を抑圧する作用を発揮する。より詳しくは、第3ナイキストゾーン内における所定帯域以外に存在する信号成分を抑圧する作用を発揮する。所定帯域の帯域幅は例えば5MHzである。所定帯域の帯域幅及び中心周波数は観測対象となる核種等の諸条件に応じて可変され得る。後述する複素変換後(ベースバンド又はオーディオ周波数帯域への変換後)において、第1ナイキストゾーンに現れた目的信号(ベースバンド信号あるいはオーディオ周波数信号)が観測される。その目的信号は、2回の折返しにより生じたイメージ信号(ミラー信号)である。 The ADC 38 is a sampling circuit as sampling means, and the IF reception signal is sampled in the ADC 38. That is, it is converted into a digital signal. In this embodiment, the undersampling method disclosed in Patent Document 1 or the like is adopted. For example, the IF reception signal is a signal belonging to the third Nyquist zone after sampling. In that case, the BPF 36 exerts an action of suppressing signal components existing outside the third Nyquist zone. More specifically, it exerts an effect of suppressing signal components existing outside the predetermined band in the third Nyquist zone. The bandwidth of the predetermined band is 5 MHz, for example. The bandwidth and center frequency of the predetermined band can be varied according to various conditions such as the nuclide to be observed. After the complex conversion described later (after conversion to the baseband or audio frequency band), the target signal (baseband signal or audio frequency signal) appearing in the first Nyquist zone is observed. The target signal is an image signal (mirror signal) generated by folding twice.
なお、ナイキストゾーンは、サンプリング定理から定まる周波数帯域であり、具体的には、サンプリング周波数の1/2に相当する周波数帯域である。例えば、中間周波数が125MHzで、サンプリング周波数が100MHzの場合、第3ナイキストゾーンは100−150MHzの周波数帯域となり、第1ナイキストゾーンは0−50MHzの周波数帯域となる(特許文献1を参照)。なお、RF受信信号の周波数が低い場合、周波数変換回路33をバイパスしたRF受信信号を以下に説明するADC38に送るようにしてもよい。 The Nyquist zone is a frequency band determined from the sampling theorem, and specifically, a frequency band corresponding to ½ of the sampling frequency. For example, when the intermediate frequency is 125 MHz and the sampling frequency is 100 MHz, the third Nyquist zone is a frequency band of 100 to 150 MHz, and the first Nyquist zone is a frequency band of 0 to 50 MHz (see Patent Document 1). When the frequency of the RF reception signal is low, the RF reception signal bypassing the frequency conversion circuit 33 may be sent to the ADC 38 described below.
ADC(アナログデジタルコンバータ)38において、上記のようにRF受信信号がサンプリングされる。符号40はサンプリングクロックを示しており、その周波数は例えば100MHzである。このサンプリングにより、アナログ信号としての受信信号がデジタル信号としての受信データに変換される。受信データは、通常の送受信時(連続受信時)において、時間軸上に並ぶ要素列により構成され、各要素は瞬時振幅値を示す振幅データである。 In the ADC (analog / digital converter) 38, the RF reception signal is sampled as described above. Reference numeral 40 denotes a sampling clock whose frequency is, for example, 100 MHz. By this sampling, the reception signal as an analog signal is converted into reception data as a digital signal. The received data is composed of element rows arranged on the time axis during normal transmission / reception (during continuous reception), and each element is amplitude data indicating an instantaneous amplitude value.
ADC38の後段には直交検波器42が設けられている。直交検波器42は、複素変換回路及び周波数変換回路として機能する。直交検波器42において、非複素データとしての受信データが複素データとしての受信データに変換される。その際、周波数変換も行われ、すなわち、中間周波数がベースバンド周波数(オーディオ周波数)に変換される。複素形式の受信データは実数部データと虚数部データとからなるものである。 A quadrature detector 42 is provided following the ADC 38. The quadrature detector 42 functions as a complex conversion circuit and a frequency conversion circuit. In the quadrature detector 42, received data as non-complex data is converted into received data as complex data. At that time, frequency conversion is also performed, that is, the intermediate frequency is converted into a baseband frequency (audio frequency). The reception data in the complex format consists of real part data and imaginary part data.
より詳しくは、直交検波器42は、複数のミキサ42A,42Bを有する。ミキサ42Aにおいて、実数部データに対して実数部用の参照信号46Aが乗算される。ミキサ42Bにおいて、虚数部データに対して虚数部用の参照信号46Bが乗算される。参照信号生成回路44は、直交関係にある一対の参照信号46A,46Bを生成する回路である。それらの参照信号46A,46Bの周波数は例えば125MHzである。 More specifically, the quadrature detector 42 includes a plurality of mixers 42A and 42B. In the mixer 42A, the real part data is multiplied by the real part reference signal 46A. In the mixer 42B, the imaginary part data is multiplied by the imaginary part reference signal 46B. The reference signal generation circuit 44 is a circuit that generates a pair of reference signals 46A and 46B having an orthogonal relationship. The frequency of the reference signals 46A and 46B is, for example, 125 MHz.
直交検波器42の後段には、補填手段として機能する補填回路48が設けられている。この補填回路48は、時分割送受信あるいは間欠的受信において機能する電子回路である。通常の送受信つまり連続的な受信を行う場合、補填回路48は機能しない。より詳しく説明すると、受信データが時間軸上で互いに離間した複数の分割受信データにより構成されている場合、換言すれば、受信データ中に複数の分割送信期間に対応した複数のブランク期間が含まれている場合、個々のブランク期間にダミーデータが挿入され、これにより、見かけ上ブランク期間を有しない受信データが構成される。これに関しては後に図7を用いて詳述する。ブランク期間に補填されるダミーデータは、実施形態において、RF受信信号におけるゼロレベル(ベースライン)に相当するゼロデータ列である。但し、目的信号の観測に影響を与えない限りにおいて、他のデータをダミーデータとして利用することも可能である。 A compensation circuit 48 functioning as compensation means is provided at the subsequent stage of the quadrature detector 42. The compensation circuit 48 is an electronic circuit that functions in time division transmission / reception or intermittent reception. When normal transmission / reception, that is, continuous reception is performed, the compensation circuit 48 does not function. More specifically, when the reception data is composed of a plurality of divided reception data separated from each other on the time axis, in other words, the reception data includes a plurality of blank periods corresponding to a plurality of division transmission periods. In this case, dummy data is inserted in each blank period, and thereby, reception data that does not apparently have a blank period is configured. This will be described in detail later with reference to FIG. In the embodiment, the dummy data to be compensated in the blank period is a zero data string corresponding to a zero level (baseline) in the RF reception signal. However, other data can be used as dummy data as long as it does not affect the observation of the target signal.
実施形態においては、受信データにおける実数部及び虚数部に対応して2つの補填器48A,48Bが設けられている。個々の補填器48A,48Bは、個々の送信期間(分割送信期間)において、受信データ(実数部データ、虚数部データ)に対して、ゼロデータ列を挿入する回路である。これにより、以下に説明するように、デジタルフィルタ回路52に対して、通常の連続的な受信を行った場合と同様のデータ構成を有する入力データを与えることが可能となる。 In the embodiment, two compensators 48A and 48B are provided corresponding to the real part and the imaginary part in the received data. Each of the compensators 48A and 48B is a circuit that inserts a zero data string into the reception data (real part data, imaginary part data) in each transmission period (divided transmission period). As a result, as will be described below, it is possible to provide the digital filter circuit 52 with input data having a data configuration similar to that in the case of normal continuous reception.
デジタルフィルタ回路52は、データ処理手段として機能するものであり、本実施形態において、デジタルフィルタ回路52は、実数部及び虚数部に対応した2つのデジタルフィルタ52A,52Bにより構成されている。個々のデジタルフィルタ52A,52Bは互いに同一の構成を有し、それぞれCIC(Cascaded Integrator Comb)フィルタにより構成されている。デジタルフィルタ回路52は帯域制限機能等を有する。その具体的な構成及び作用については後に図4等を用いて説明する。デジタルフィルタ回路52から出力された受信データが周波数解析部に送られる。 The digital filter circuit 52 functions as data processing means. In the present embodiment, the digital filter circuit 52 includes two digital filters 52A and 52B corresponding to the real part and the imaginary part. The individual digital filters 52A and 52B have the same configuration, and are each configured by a CIC (Cascaded Integrator Comb) filter. The digital filter circuit 52 has a band limiting function and the like. The specific configuration and operation will be described later with reference to FIG. The reception data output from the digital filter circuit 52 is sent to the frequency analysis unit.
図3には、図2に示したBPFの作用が示されている。横軸は周波数fを示し、縦軸は信号強度を示している。ここではIF受信信号がスペクトル200として示されている。例えばピーク208が観測対象である。図示の例では、観測対象は第3ナイキストゾーン202に属している。第3ナイキストゾーン202の左側(低周波数側)が第2ナイキストゾーン204であり、第3ナイキストゾーン202の右側(高周波数側)が第4ナイキストゾーン206である。符号210はBPFの周波数特性を示している。その周波数特性210は例示に過ぎないものである。目的や条件に適合する周波数特性を有するBPFが利用される。BPFは、アンチエイリアシング作用を有し、つまり、第3ナイキストゾーン202以外に属する信号成分ノイズを抑圧する作用を発揮する。より詳しくは、第3ナイキストゾーン内における所定帯域以外に存在する信号成分を抑圧する作用を発揮する。BPFにより、第3ナイキストゾーン以外のナイキストゾーンから第3ナイキストゾーン202へ入り込む折り返しノイズを効果的に抑圧できる(符号212,214参照)。 FIG. 3 shows the operation of the BPF shown in FIG. The horizontal axis indicates the frequency f, and the vertical axis indicates the signal intensity. Here, the IF received signal is shown as spectrum 200. For example, the peak 208 is an observation target. In the illustrated example, the observation object belongs to the third Nyquist zone 202. The left side (low frequency side) of the third Nyquist zone 202 is the second Nyquist zone 204, and the right side (high frequency side) of the third Nyquist zone 202 is the fourth Nyquist zone 206. Reference numeral 210 indicates the frequency characteristic of the BPF. The frequency characteristic 210 is merely an example. A BPF having frequency characteristics suitable for the purpose and conditions is used. The BPF has an anti-aliasing effect, that is, an effect of suppressing signal component noise belonging to other than the third Nyquist zone 202. More specifically, it exerts an effect of suppressing signal components existing outside the predetermined band in the third Nyquist zone. BPF can effectively suppress aliasing noise that enters the third Nyquist zone 202 from a Nyquist zone other than the third Nyquist zone (see reference numerals 212 and 214).
図4には、図2に示したデジタルフィルタ52Aの具体的な構成例が示されている。図2に示したデジタルフィルタ52Bも同様の構成を有する。デジタルフィルタ52Aは、積分セクション54、間引き回路56及び微分セクション58からなる。積分セクション54は、直列接続された複数の積分器60により構成される。個々の積分器60はメモリ62と加算器64とを有する。加算器64において、入力信号と、メモリ62からの出力信号(1つ前の入力信号)と、が加算される。間引き回路56は、指定された間引き率でデータを間引く回路である。微分セクション58は、直接接続された複数の微分器66により構成される。個々の微分器66はメモリ68と差分器70とにより構成される。個々の差分器70において、入力信号から、メモリ68からの出力信号(1つ前の入力信号)が減算される。デジタルフィルタ52Aはハードウエアとして構成されており、それはサンプリング周波数と同じ周波数で動作する。間引き回路56における間引き率の可変により、後述する取り込み帯域及びフィルタ帯域が可変設定される。 FIG. 4 shows a specific configuration example of the digital filter 52A shown in FIG. The digital filter 52B shown in FIG. 2 has a similar configuration. The digital filter 52 </ b> A includes an integration section 54, a thinning circuit 56, and a differentiation section 58. The integration section 54 includes a plurality of integrators 60 connected in series. Each integrator 60 has a memory 62 and an adder 64. The adder 64 adds the input signal and the output signal from the memory 62 (the previous input signal). The thinning circuit 56 is a circuit that thins data at a designated thinning rate. The differentiation section 58 is constituted by a plurality of differentiators 66 connected directly. Each differentiator 66 includes a memory 68 and a differentiator 70. In each subtractor 70, the output signal from the memory 68 (the previous input signal) is subtracted from the input signal. Digital filter 52A is configured as hardware, which operates at the same frequency as the sampling frequency. A capture band and a filter band, which will be described later, are variably set by varying the decimation rate in the decimation circuit 56.
図4に示した回路構成を採用する場合において、間欠的な受信により、入力される受信データを構成する要素が少なくなると、デジタルフィルタの動作又は周波数特性が不適正となり、具体的には、適切な取り込み帯域が設定されなくなる。そこで、本実施形態では、ADCとデジタルフィルタ回路との間に補填回路を設け、不足している受信データ要素を補うようにしている。以下、これに関して詳述するが、それに先立ってパルスシーケンスを説明しておく。 In the case of adopting the circuit configuration shown in FIG. 4, if the number of elements constituting the input reception data decreases due to intermittent reception, the operation or frequency characteristics of the digital filter become inappropriate. Is not set. Therefore, in this embodiment, a compensation circuit is provided between the ADC and the digital filter circuit so as to compensate for the lack of received data elements. Hereinafter, this will be described in detail, but a pulse sequence will be described prior to that.
図5には、非時分割型のパルスシーケンスが示されている。例えば、1H及び19F用の2つのポートを有するNMR測定プローブを用いる場合、このパルスシーケンスが実行される。(A)は、第1ポートつまり第1チャンネルを示している。(B)は、第2ポートつまり第2チャンネルを示している。第1チャンネルを利用して例えば1H用の送信及び受信が実行される。具体的には、符号72は1H用の送信を示しており、符号76は1H用の受信を示している。受信期間74において、デカップリング照射のために19F用の送信78が実行される。 FIG. 5 shows a non-time division type pulse sequence. For example, this pulse sequence is performed when using an NMR measurement probe having two ports for 1H and 19F. (A) shows the first port, that is, the first channel. (B) shows the second port, that is, the second channel. For example, transmission and reception for 1H are executed using the first channel. Specifically, reference numeral 72 indicates transmission for 1H, and reference numeral 76 indicates reception for 1H. In the reception period 74, transmission 78 for 19F is executed for decoupling irradiation.
図6には、時分割型のパルスシーケンスが示されている。このパルスシーケンスは、1H及び19用の1つのポートしか有していないNMR測定プローブを用いる場合等において利用される。1H用の送信72の後、送受信期間79において、時分割で、19F用の送信(分割送信)80と1H用の受信(分割受信)82とが交互に実施される。換言すれば、間欠的な受信82が実施される。図示の例において、個々の分割送信期間がT1であり、個々の分割受信期間がT2である。個々の期間T1,T2は、測定の目的や状況等に応じて適宜定められる。 FIG. 6 shows a time division type pulse sequence. This pulse sequence is used when using an NMR measurement probe having only one port for 1H and 19. After the transmission 72 for 1H, in the transmission / reception period 79, transmission (divided transmission) 80 for 19F and reception (divided reception) 82 for 1H are alternately performed in a time division manner. In other words, intermittent reception 82 is performed. In the illustrated example, each divided transmission period is T1, and each divided reception period is T2. The individual periods T1 and T2 are appropriately determined according to the purpose and situation of measurement.
図7における(A)には、比較例に係る受信データ88が示されている。それは各デジタルフィルタの入力データ(実数部データ又は虚数部データ)に相当する。符号84は分割送信期間を示しており、符号86は分割受信期間を示している。受信データ88は、複数の分割受信データ90A,90B,90Cを含む。個々の分割受信データ90A,90B,90Cは、図示されるように複数の振幅データにより構成され、あるいは、1つの振幅データにより構成される。時間軸上において、隣接する分割受信データ90A,90B,90C間には、分割送信期間84に対応するブランク期間が生じている。ブランク期間は、サンプリング停止期間又はサンプリングデータ取込停止期間であり、ブランク期間の存在により、各デジタルフィルタにおいては、本来必要な個数のデータ要素を得られなくなる。あるいは、本来必要な個数のデータ要素を得るために停止期間を含んだ長い期間を要することになり、結果としてサンプリングレートが実効的に低下した状態になってしまう。なお、個々のデータ要素は振幅データである。 FIG. 7A shows received data 88 according to the comparative example. It corresponds to input data (real part data or imaginary part data) of each digital filter. Reference numeral 84 denotes a divided transmission period, and reference numeral 86 denotes a divided reception period. The reception data 88 includes a plurality of divided reception data 90A, 90B, 90C. Each of the divided reception data 90A, 90B, and 90C is constituted by a plurality of amplitude data as shown in the figure, or is constituted by one amplitude data. On the time axis, a blank period corresponding to the divided transmission period 84 occurs between the adjacent divided reception data 90A, 90B, and 90C. The blank period is a sampling stop period or a sampling data acquisition stop period. Due to the presence of the blank period, each digital filter cannot obtain a necessary number of data elements. Alternatively, a long period including the stop period is required to obtain the necessary number of data elements, and as a result, the sampling rate is effectively lowered. Each data element is amplitude data.
図7における(B)には、実施形態に係る受信データ100が示されている。この受信データ100は、補填回路による補填後のデータ(補填済み受信データ)であり、各デジタルフィルタの入力データ(実数部データ又は虚数部データ)に相当する。具体的には、個々の分割送信期間つまり個々のブランク期間においてダミーデータ92A,92B,92Cが挿入されている。換言すれば、時間軸上において、隣接する分割受信データ90A,90B,90Cの間にダミーデータ92A,92B,92Cが挿入されており、要素欠落のない受信データ100が構成されている。個々のダミーデータ92A,92B,92Cは複数の要素により構成され、各要素は図示の例においてゼロデータである。ゼロデータは、ADC入力側の中点あるいはベースラインに相当するデータである。もっとも、ダミーデータとして、最終的な信号観測に影響を与えないあるいは最終的に除去可能な他のデータ(例えば、デジタルフィルタの動作周波数と一致する周期を有するデータ、又は、直流データ)を補填するようにしてもよい。このように、各デジタルフィルタの前段において、データ補填を行うことにより、間欠的な受信に起因する実効サンプリングレートの低下が防止され、あるいは、各デジタルフィルタに対してそれに適合したレートでデータを送り込むことが可能となる。つまり、各デジタルフィルタを非分割送受信の場合と同様に動作させることが可能となる。なお、個々のブランク期間に対して隙間無くゼロデータ列を挿入するのが望ましいが、個々のブランク期間の一部に対して(例えば1つおきに)複数のゼロデータを挿入する変形例も考え得る。以下、ダミーデータ補填による効果を更に説明する。 FIG. 7B shows received data 100 according to the embodiment. The reception data 100 is data after being compensated by the compensation circuit (compensated reception data), and corresponds to input data (real part data or imaginary part data) of each digital filter. Specifically, dummy data 92A, 92B, and 92C are inserted in each divided transmission period, that is, each blank period. In other words, on the time axis, the dummy data 92A, 92B, and 92C are inserted between the adjacent divided reception data 90A, 90B, and 90C, and the reception data 100 with no missing elements is configured. Each dummy data 92A, 92B, 92C is composed of a plurality of elements, and each element is zero data in the illustrated example. Zero data is data corresponding to the midpoint or baseline of the ADC input. However, as dummy data, other data that does not affect the final signal observation or can be finally removed (for example, data having a period that matches the operating frequency of the digital filter or DC data) is supplemented. You may do it. In this way, by performing data compensation in the previous stage of each digital filter, a decrease in the effective sampling rate due to intermittent reception is prevented, or data is sent to each digital filter at a rate suitable for it. It becomes possible. That is, each digital filter can be operated in the same manner as in the case of non-division transmission / reception. Although it is desirable to insert zero data strings without gaps in each blank period, a modification in which a plurality of zero data is inserted into a part of each blank period (for example, every other blank period) is also considered. obtain. Hereinafter, the effect of dummy data compensation will be further described.
図8は、デジタルフィルタ回路(CICフィルタ)の作用を示すものである。そこには、ベースバンドへ変換された受信データがスペクトル101として示されている。 FIG. 8 shows the operation of the digital filter circuit (CIC filter). There, the received data converted into the baseband is shown as a spectrum 101.
観測帯域102は、最終的にスペクトラムを表示する周波数範囲である。観測帯域102外に折り返しノイズが生じても実際上問題とならない。取り込み帯域104は、信号の取り込みが行われる周波数範囲であり、デジタルフィルタ回路の通過帯域とも言い得る。取り込み帯域104内の信号成分が周波数解析の対象となる。フィルタ制限帯域106は、デジタルフィルタ回路が発揮するフィルタ特性108の両端間に相当する周波数範囲である。フィルタ特性108の両端では信号がゼロに抑圧される。 The observation band 102 is a frequency range in which a spectrum is finally displayed. Even if aliasing noise occurs outside the observation band 102, there is no practical problem. The capture band 104 is a frequency range in which signal capture is performed, and can also be referred to as a pass band of a digital filter circuit. The signal component in the capture band 104 is the target of frequency analysis. The filter limiting band 106 is a frequency range corresponding to both ends of the filter characteristic 108 exhibited by the digital filter circuit. At both ends of the filter characteristic 108, the signal is suppressed to zero.
取り込み帯域104とフィルタ制限帯域106とを一致させた場合、取り込み帯域104の両端近傍において、観測目的とする信号が過度に抑圧されてしまう。一方、取り込み帯域104を包含するように、且つ、例えばその2倍の大きさを有するように、フィルタ制限帯域106を設定すれば、取り込み帯域104の全体にわたって比較的均一のフィルタ作用を生じさせることが可能となる。符号110で示すように、取り込み帯域104の端を境界として信号の折返しが生じるが、フィルタ特性108によって、観測帯域102内に入り込む折り返しノイズや不要信号はかなり抑圧されているので、それらが問題となることはない。つまり、通常の動作状態では、観測帯域102内において、折り返しノイズや不要信号を十分に低減できる。 When the acquisition band 104 and the filter limited band 106 are matched, the signal to be observed is excessively suppressed in the vicinity of both ends of the acquisition band 104. On the other hand, if the filter limiting band 106 is set so as to include the capture band 104 and have a size that is twice that of the capture band 104, for example, a relatively uniform filter action can be generated over the entire capture band 104. Is possible. As indicated by reference numeral 110, signal folding occurs at the edge of the capture band 104 as a boundary. However, since the aliasing noise and unnecessary signals that enter the observation band 102 are considerably suppressed by the filter characteristic 108, they are problematic. Never become. That is, in a normal operation state, aliasing noise and unnecessary signals can be sufficiently reduced in the observation band 102.
一方、間欠的な受信(時分割受信)の場合、実効的なサンプリングレートが低下するので、図9に示すように、取り込み帯域が狭帯域化されてしまう。例えば、図示された取り込み帯域104Aとなる。図示の例では、取り込み帯域104Aは観測帯域102Aと一致している。もっとも、両者の関係は諸条件によって変わり得る。 On the other hand, in the case of intermittent reception (time-division reception), the effective sampling rate is lowered, so that the capture band is narrowed as shown in FIG. For example, the illustrated capture band 104A is obtained. In the illustrated example, the capture band 104A matches the observation band 102A. However, the relationship between the two can vary depending on various conditions.
ここで、フィルタ特性108Aによってあまり抑圧されない信号114に着目すると、符号110Aで示すように、取り込み帯域104Aの端での折り返しにより、観測帯域102A内に、信号114に起因する折り返しノイズ114A等の不要信号が入り込む。すなわち、取り込み帯域104Aの狭帯域化に伴って、多数の不要信号が観測帯域102A内に生じることになる。なお、符号112は観測対象となる信号を示している。 Here, paying attention to the signal 114 that is not significantly suppressed by the filter characteristic 108A, as indicated by reference numeral 110A, the aliasing noise 114A caused by the signal 114 is unnecessary in the observation band 102A due to the folding at the end of the capturing band 104A. A signal enters. That is, with the narrowing of the capture band 104A, a large number of unnecessary signals are generated in the observation band 102A. Reference numeral 112 represents a signal to be observed.
これに対し、本実施形態においては、間欠的な受信により得られた受信データに対して、ブランク期間を消失させるダミーデータ補填を行えるので、取り込み帯域の狭帯化を防げる。つまり、間欠的な受信を行っても、観測帯域内において折り返しノイズ等の不要信号の増大を防止できる。換言すれば、間欠的な受信を行ってもデジタルフィルタ回路を通常通りに適正に動作させて、その取り込み帯域等を維持することが可能となる(間欠的な受信を行う場合でも図8に示した帯域関係を形成できる)。 On the other hand, in the present embodiment, dummy data compensation for erasing the blank period can be performed on the received data obtained by intermittent reception, so that narrowing of the capture band can be prevented. That is, even if intermittent reception is performed, an increase in unnecessary signals such as aliasing noise can be prevented in the observation band. In other words, even if intermittent reception is performed, it is possible to operate the digital filter circuit properly as usual, and to maintain the capture band and the like (even when intermittent reception is performed, as shown in FIG. 8). Can form a band relationship).
本実施形態においては、CICフィルタの動作について詳述したが、上記で説明した問題は、他のデジタルフィルタ回路においても生じ得るものであり、また、デジタルフィルタ回路以外のデジタルデータ処理回路においても生じ得るものである。 In the present embodiment, the operation of the CIC filter has been described in detail. However, the problem described above can also occur in other digital filter circuits, and also occurs in digital data processing circuits other than the digital filter circuit. To get.
図10には、受信部の第2構成例が示されている。図10において、図2に示した構成と同様の構成には同一符号を付しその説明を省略する。図10に示す受信部26Aにおいては、ADC38の直後に補填回路としての補填器115が設けられている。符号116は補填器115に与えられる制御信号(同期信号)を示している。補填器115の直後に直交検波器42が設けられている。そこでは、複数の分割受信データに対して複数のダミーデータが差し込まれ、これにより補填済み受信データが構成されている。その後、補填済み受信データが複素形式の補填済みデータに変換されている。 FIG. 10 shows a second configuration example of the receiving unit. In FIG. 10, the same components as those shown in FIG. In the receiving unit 26A illustrated in FIG. 10, a compensation device 115 as a compensation circuit is provided immediately after the ADC 38. Reference numeral 116 indicates a control signal (synchronization signal) given to the compensator 115. A quadrature detector 42 is provided immediately after the compensator 115. There, a plurality of dummy data is inserted into a plurality of divided reception data, thereby constituting compensated reception data. After that, the compensated received data is converted to the compensated data in a complex format.
このような構成でも結果として第1構成例と同様の作用効果を得られる。第2構成例においても、通常の連続受信を行う場合、補填器115は機能せず、そこを受信データがそのまま通過する。複素変換前に補填を行えば回路規模を削減できるという利点を得られる。なお、受信部においてデジタル回路部分は例えばFPGAにより構成される。 Even in such a configuration, the same effect as the first configuration example can be obtained as a result. Also in the second configuration example, when normal continuous reception is performed, the compensator 115 does not function, and the received data passes therethrough as it is. If the compensation is performed before the complex transformation, the circuit scale can be reduced. In the receiving unit, the digital circuit part is configured by, for example, an FPGA.
上記の実施形態によれば、NMR測定装置で間欠的に受信を行う場合において、不要信号の増大を防止し又は不要信号を低減できる。あるいは、サンプリング回路の後段に設けられたデータ処理回路を適正に動作させることが可能となる。 According to the above embodiment, when intermittent reception is performed by the NMR measurement apparatus, an increase in unnecessary signals can be prevented or unnecessary signals can be reduced. Alternatively, the data processing circuit provided at the subsequent stage of the sampling circuit can be properly operated.
10 演算制御部、14 送信部、18 送受切替スイッチ、20 NMR測定プローブ、22 静磁場発生装置、26 受信部、33 周波数変換回路、36 BPF、38 ADC、42 直交検波器、48 補填回路、52 デジタルフィルタ回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Calculation control part, 14 Transmission part, 18 Transmission / reception changeover switch, 20 NMR measurement probe, 22 Static magnetic field generator, 26 Reception part, 33 Frequency conversion circuit, 36 BPF, 38 ADC, 42 Quadrature detector, 48 Compensation circuit, 52 Digital filter circuit.
Claims (7)
前記複数の分割受信データに対して複数のダミーデータを補填することにより、補填済み受信データを構成する補填回路と、
前記補填済み受信データを処理する処理回路と、
を含むことを特徴とするNMR測定装置。 A sampling circuit that converts a plurality of divided reception signals obtained intermittently by execution of a pulse sequence that performs transmission and reception in time division into a plurality of division reception data;
A compensation circuit constituting compensated reception data by compensating a plurality of dummy data for the plurality of divided reception data,
A processing circuit for processing the supplemented received data;
An NMR measurement apparatus comprising:
前記各ダミーデータを構成する個々の要素は前記各分割受信信号におけるゼロレベルに相当するデータである、
ことを特徴とするNMR測定装置。 The apparatus of claim 1.
Each element constituting each dummy data is data corresponding to a zero level in each divided reception signal.
An NMR measuring apparatus characterized by that.
前記処理回路はデジタルフィルタを含み、
前記ダミーデータは、前記デジタルフィルタの動作周波数に一致する周期を有するデータである、
ことを特徴とするNMR測定装置。 The apparatus of claim 1.
The processing circuit includes a digital filter;
The dummy data is data having a period that matches the operating frequency of the digital filter.
An NMR measuring apparatus characterized by that.
前記サンプリング回路と前記補填回路との間に、前記複数の分割受信データを複数の複素形式分割受信データに変換する複素変換回路が設けられ、
前記補填回路が処理する前記複数の分割受信データは前記複数の複素形式分割受信データである、
ことを特徴とするNMR測定装置。 The apparatus of claim 1.
A complex conversion circuit for converting the plurality of divided reception data into a plurality of complex format division reception data is provided between the sampling circuit and the compensation circuit,
The plurality of divided reception data processed by the compensation circuit are the plurality of complex format division reception data.
An NMR measuring apparatus characterized by that.
前記補填回路と前記処理回路との間に、前記補填済み受信データを複素形式補填済み受信データに変換する複素変換回路が設けられ、
前記処理回路に入力される前記補填済み受信データは前記複素形式補填済み受信データである、
ことを特徴とするNMR測定装置。 The apparatus of claim 1.
A complex conversion circuit is provided between the compensation circuit and the processing circuit to convert the compensated received data into complex-format compensated received data,
The compensated received data input to the processing circuit is the complex-compensated received data.
An NMR measuring apparatus characterized by that.
前記処理回路は、帯域制限機能を有するデジタルフィルタ回路である、
ことを特徴とするNMR測定装置。 The apparatus of claim 1.
The processing circuit is a digital filter circuit having a band limiting function.
An NMR measuring apparatus characterized by that.
前記パルスシーケンスにおける分割送信期間の変更に伴ってダミーデータ補填期間が可変される、
ことを特徴とするNMR測定装置。 The apparatus of claim 1.
The dummy data compensation period is varied in accordance with the change of the divided transmission period in the pulse sequence.
An NMR measuring apparatus characterized by that.
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