JP2018088781A - Voltage converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータなどの電圧変換装置に関し、特に、負荷の状態に応じて切り替えられる２つの電圧変換回路を備えた電圧変換装置に関する。 The present invention relates to a voltage conversion device such as a DC-DC converter, and more particularly to a voltage conversion device including two voltage conversion circuits that are switched according to a load state.
たとえば、車両においては、バッテリ（直流電源）の電圧を所定の電圧に変換して、車載機器などの負荷へ供給するＤＣ−ＤＣコンバータが搭載されている。負荷の状態は、機器の稼動状況に応じて変化し、消費電力が小さいときは、負荷は小負荷状態となり、消費電力が大きいときは、負荷は大負荷状態となる。そして、車両の場合は、負荷が頻繁に変動することから、電圧変換装置には、小負荷から大負荷までの広範囲にわたって、効率良く電圧を変換できる性能が要求される。この対策として、大負荷用の電圧変換回路と小負荷用の電圧変換回路とを並列に接続した電圧変換装置が特許文献１〜５に記載されている。
For example, a vehicle is equipped with a DC-DC converter that converts a voltage of a battery (DC power supply) into a predetermined voltage and supplies the voltage to a load such as an in-vehicle device. The load state changes in accordance with the operation status of the device. When the power consumption is small, the load is in a small load state. When the power consumption is large, the load is in a large load state. In the case of a vehicle, since the load frequently fluctuates, the voltage conversion device is required to have a performance capable of efficiently converting a voltage over a wide range from a small load to a large load. As countermeasures,
特許文献１では、定格電力の異なる第１コンバータユニットおよび第２コンバータユニットが並列に接続され、第１の出力電力領域で第１コンバータユニットのみを駆動し、第２の出力電力領域で第２コンバータユニットのみを駆動し、第３の出力電力領域で第１および第２コンバータユニットを駆動するようにしている。
In
特許文献２では、小容量ＤＣ−ＤＣコンバータと大容量ＤＣ−ＤＣコンバータとが並列に接続され、切換制御装置により、負荷の必要供給電力が大きい場合は大容量ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動し、負荷の必要供給電力が小さい場合は、大容量ＤＣ−ＤＣコンバータを休止させて小容量ＤＣ−ＤＣコンバータを駆動するようにしている。
In
特許文献３では、小負荷への電源供給時に効率の高い第１電源回路と、大負荷への電源供給時に効率の高い第２電源回路とが並列に接続され、第１電源回路は、第２電源回路の出力電圧を検知して、出力端子に電圧を出力するか否かを制御するようにしている。 In Patent Document 3, a first power circuit having high efficiency when supplying power to a small load and a second power circuit having high efficiency when supplying power to a large load are connected in parallel. It detects the output voltage of the power supply circuit and controls whether or not to output the voltage to the output terminal.
特許文献４では、ハーフブリッジ型コンバータで構成される主電力変換器と、フルブリッジ型コンバータで構成される補助電力変換器とが並列に接続され、負荷への大部分の電力を主電力変換器から供給し、残りの電力については、補助電力変換器のスイッチング素子のスイッチング動作により、負荷への出力電圧を調整するようにしている。 In Patent Document 4, a main power converter composed of a half-bridge converter and an auxiliary power converter composed of a full-bridge converter are connected in parallel, and most of the power to the load is transferred to the main power converter. For the remaining power, the output voltage to the load is adjusted by the switching operation of the switching element of the auxiliary power converter.
特許文献５では、通常動作用の第１コンバータと小負荷時動作用の第２コンバータとが並列に接続され、通常動作から小負荷時動作への切替時には、第２コンバータを停止させずに第１コンバータを停止させ、小負荷時動作から通常動作への切替時には、第１コンバータによる電力の出力を再開させるようにしている。 In Patent Document 5, a first converter for normal operation and a second converter for low load operation are connected in parallel, and the second converter is not stopped when switching from normal operation to low load operation. 1 converter is stopped, and at the time of switching from the small load operation to the normal operation, the output of power by the first converter is resumed.
また、特許文献６〜１０には、フルブリッジ型コンバータにおいて、４つのスイッチング素子のうち特定の素子のみをオン・オフさせることで、フルブリッジ回路をハーフブリッジ回路として動作させること、および、負荷容量などに応じて、フルブリッジ回路とハーフブリッジ回路とを切り替えることが記載されている。 In Patent Documents 6 to 10, in a full-bridge converter, by turning on / off only a specific element among four switching elements, the full-bridge circuit is operated as a half-bridge circuit, and the load capacitance It is described that the full-bridge circuit and the half-bridge circuit are switched according to the above.
ところで、大負荷用の電圧変換回路と小負荷用の電圧変換回路とでは、電力変換効率の特性が異なる。大負荷用の電圧変換回路では、出力電力が大きい領域で変換効率が高いが、出力電力が小さい領域では変換効率が低くなる。一方、小負荷用の電圧変換回路では、出力電力が小さい領域で変換効率が高いが、大電力を出力することはできない。そこで、たとえば特許文献１のように、負荷の変動に応じて電圧変換装置の出力電力が変化する場合は、最も効率が高くなる電圧変換回路に運転を切り替えることで、小負荷から大負荷までの広範囲にわたって、変換効率を高く維持することができる。
By the way, the characteristics of power conversion efficiency differ between the voltage conversion circuit for large loads and the voltage conversion circuit for small loads. In a voltage conversion circuit for a large load, the conversion efficiency is high in a region where the output power is large, but the conversion efficiency is low in a region where the output power is small. On the other hand, a small load voltage conversion circuit has high conversion efficiency in a region where output power is small, but cannot output large power. Therefore, for example, as in
本発明の課題は、小負荷から大負荷までの広範囲にわたって、電力変換効率を従来よりもさらに高めた電圧変換装置を提供することにある。本発明の他の課題は、大負荷から小負荷へ遷移する際に、出力電流の急変によるリップルの発生を抑制することにある。 An object of the present invention is to provide a voltage converter that further increases the power conversion efficiency over the wide range from a small load to a large load. Another object of the present invention is to suppress the occurrence of ripple due to a sudden change in output current when transitioning from a large load to a small load.
本発明に係る電圧変換装置は、直流電源と負荷との間に設けられる電圧変換装置であって、直流電源の電圧を所定レベルの電圧に変換する第１電圧変換回路と、直流電源の電圧を所定レベルの電圧に変換する第２電圧変換回路と、第１電圧変換回路および第２電圧変換回路の動作を制御する制御部とを備えている。第１電圧変換回路と第２電圧変換回路とは、並列に接続されている。第１電圧変換回路および第２電圧変換回路は、それぞれ、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子を有している。それぞれのフルブリッジ回路は、一部のスイッチング素子のみがスイッチング動作を行うことで、ハーフブリッジ回路として動作する。制御部は、負荷が一定容量以上の大負荷である状態下では、第１電圧変換回路および第２電圧変換回路の双方のフルブリッジ回路を動作させ、負荷が一定容量未満の小負荷である状態下では、第１電圧変換回路および第２電圧変換回路の一方のフルブリッジ回路をハーフブリッジ回路として動作させる。負荷が大負荷から小負荷へ切り替わる過程では、第１遷移状態、第２遷移状態、第３遷移状態の少なくとも１つの遷移状態を経る。 A voltage conversion device according to the present invention is a voltage conversion device provided between a DC power supply and a load, the first voltage conversion circuit converting the voltage of the DC power supply to a voltage of a predetermined level, and the voltage of the DC power supply. A second voltage conversion circuit that converts the voltage to a predetermined level, and a control unit that controls operations of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are provided. The first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are connected in parallel. Each of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit has four switching elements constituting a full bridge circuit. Each full-bridge circuit operates as a half-bridge circuit when only some of the switching elements perform a switching operation. The control unit operates the full bridge circuit of both the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit under a state where the load is a large load of a certain capacity or more, and the load is a small load less than a certain capacity. Below, one full bridge circuit of a 1st voltage converter circuit and a 2nd voltage converter circuit is operated as a half bridge circuit. In the process of switching the load from a large load to a small load, the load passes through at least one transition state of the first transition state, the second transition state, and the third transition state.
第１遷移状態では、第１電圧変換回路および第２電圧変換回路の一方のフルブリッジ回路の動作を維持したまま、他方のフルブリッジ回路をハーフブリッジ回路として動作させる。第２遷移状態では、第１電圧変換回路および第２電圧変換回路の一方の動作を停止させるとともに、他方のフルブリッジ回路のみを動作させる。第３遷移状態では、第１電圧変換回路および第２電圧変換回路の双方のフルブリッジ回路を、ハーフブリッジ回路として動作させる。好ましくは、全ての遷移状態を経るように、第１遷移状態から第２遷移状態へ遷移し、第２遷移状態から第３遷移状態へ遷移する。 In the first transition state, the other full bridge circuit is operated as a half bridge circuit while maintaining the operation of one full bridge circuit of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit. In the second transition state, one of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is stopped and only the other full bridge circuit is operated. In the third transition state, the full bridge circuits of both the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are operated as a half bridge circuit. Preferably, the transition from the first transition state to the second transition state and the transition from the second transition state to the third transition state are performed so as to pass through all transition states.
負荷が大負荷から小負荷へ切り替わる場合、電圧変換装置の出力電力が小負荷用の電力まで低下するには一定の時間を要し、その間に中間負荷状態が存在する。このため、出力電力が低下する過程で、たとえば小負荷時にハーフブリッジ回路として動作する場合に高効率となるように設計された第１電圧変換回路が、ハーフブリッジ回路として動作していると、この第１電圧変換回路は中負荷時には低効率となるため、電圧変換装置の電力変換効率も低下する。しかるに、本発明では、電圧変換装置の出力電力が低下する過程で、たとえば第２遷移状態において第１電圧変換回路がフルブリッジ回路として動作するので、この状態下で第１電圧変換回路が高効率となるように設計をすれば、電圧変換装置の電力変換効率は高く維持される。このため、大負荷から小負荷へ切り替わる場合の電力変換効率が向上し、従来よりも一層効率良く電圧を変換することができる。また、大負荷から小負荷へ直接遷移しないので、出力電流の急変によるリップルの発生を抑制することができる。 When the load is switched from a large load to a small load, it takes a certain time for the output power of the voltage converter to decrease to the power for the small load, and an intermediate load state exists during that time. For this reason, if the first voltage conversion circuit designed to be highly efficient when operating as a half-bridge circuit at the time of a small load, for example, when the output power is reduced, Since the first voltage conversion circuit has low efficiency at a medium load, the power conversion efficiency of the voltage conversion device also decreases. However, in the present invention, since the first voltage conversion circuit operates as a full bridge circuit in the second transition state, for example, in the process of decreasing the output power of the voltage conversion device, the first voltage conversion circuit is highly efficient in this state. The power conversion efficiency of the voltage conversion device is maintained high if designed so as to be. For this reason, the power conversion efficiency in the case of switching from a large load to a small load is improved, and the voltage can be converted more efficiently than before. In addition, since there is no direct transition from a large load to a small load, it is possible to suppress the occurrence of ripples due to a sudden change in output current.
本発明において、第１および第２電圧変換回路のそれぞれのフルブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路として動作させる代わりに、フォワード回路として動作させることも可能である。 In the present invention, each full bridge circuit of the first and second voltage conversion circuits can be operated as a forward circuit instead of being operated as a half bridge circuit.
本発明において、第１電圧変換回路で全てのスイッチング素子がスイッチング動作を行うフルブリッジ動作が行われた累積回数と、第２電圧変換回路でフルブリッジ動作が行われた累積回数とを記録する、動作状態記録部をさらに設けてもよい。この場合、制御部は、動作状態記録部に記録されている、第１電圧変換回路における累積回数と、第２電圧変換回路における累積回数との差が一定値を超えると、各電圧変換回路のフルブリッジ動作の回数を均等化するための均等化処理を実行する。 In the present invention, the cumulative number of times that the full bridge operation in which all the switching elements perform the switching operation in the first voltage conversion circuit and the cumulative number of times in which the full bridge operation is performed in the second voltage conversion circuit are recorded. An operation state recording unit may be further provided. In this case, when the difference between the cumulative number in the first voltage conversion circuit and the cumulative number in the second voltage conversion circuit recorded in the operation state recording unit exceeds a certain value, the control unit An equalization process is performed to equalize the number of full bridge operations.
動作状態記録部には、フルブリッジ動作が行われた累積回数に代えて、フルブリッジ動作が行われた累積時間を記録してもよい。この場合、制御部は、動作状態記録部に記録されている、第１電圧変換回路における累積時間と、第２電圧変換回路における累積時間との差が一定値を超えると、各電圧変換回路のフルブリッジ動作の時間を均等化するための均等化処理を実行する。 Instead of the cumulative number of times that the full bridge operation has been performed, the operation state recording unit may record the cumulative time during which the full bridge operation has been performed. In this case, when the difference between the accumulated time in the first voltage conversion circuit and the accumulated time in the second voltage conversion circuit recorded in the operation state recording unit exceeds a certain value, the control unit An equalization process for equalizing the time of full bridge operation is executed.
本発明によれば、小負荷から大負荷までの広範囲にわたって、電力変換効率を従来よりもさらに高め、かつ、大負荷から小負荷への遷移の際に、出力電流の急変によるリップルの発生を抑制することが可能な電圧変換装置を提供することができる。 According to the present invention, the power conversion efficiency is further enhanced over a wide range from a small load to a large load, and the occurrence of ripples due to a sudden change in output current is suppressed during a transition from a large load to a small load. It is possible to provide a voltage conversion device that can be used.
本発明に係る電圧変換装置の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。各図において、同一の部分または対応する部分には、同一の符号を付してある。 An embodiment of a voltage converter according to the present invention will be described with reference to the drawings. In each drawing, the same reference numerals are given to the same or corresponding parts.
最初に、図１を参照して、電圧変換装置の全体構成を説明する。図１において、電圧変換装置１００は、直流電源Ｂと負荷２０との間に設けられる。電圧変換装置１００には、電圧変換部１０、制御部１１、およびゲートドライバ１２が備わっている。この電圧変換装置１００は、たとえば車両に搭載され、直流電源（バッテリ）Ｂの電圧を昇圧して負荷２０に供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして利用される。負荷２０には、ヘッドライト、空調装置、オーディオ装置、カーナビゲーション装置などの車載機器や、電動ステアリング装置、パワーウィンドウ装置など各種の負荷が含まれる。
First, the overall configuration of the voltage conversion device will be described with reference to FIG. In FIG. 1, the
電圧変換部１０は、第１電圧変換回路１、第２電圧変換回路２、スイッチＳ１、およびスイッチＳ２を有している。第１電圧変換回路１と第２電圧変換回路２とは、直流電源Ｂと負荷２０との間に並列に接続されており、それぞれ直流電源Ｂの電圧を所定レベルの電圧に変換する。各電圧変換回路１、２の具体的構成については、後で詳細に説明する。スイッチＳ１は、直流電源Ｂの正極と第１電圧変換回路１との間に設けられている。スイッチＳ２は、直流電源Ｂの正極と第２電圧変換回路２との間に設けられている。直流電源Ｂの負極は、グランドに接地されている。
The
制御部１１は、ＣＰＵやメモリなどから構成されている。制御部１１は、ゲートドライバ１２の動作を制御するための制御信号を、ゲートドライバ１２へ与えるとともに、スイッチＳ１、Ｓ２の動作を制御するための制御信号を、スイッチＳ１、Ｓ２にそれぞれ与える。制御部１１には、車両に搭載されているＥＣＵ（電子制御装置）などから外部信号が入力され、制御部１１は、この外部信号に基づいて、所定の制御動作を行う。
The
ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号により動作し、第１電圧変換回路１および第２電圧変換回路２に備わる複数のスイッチング素子（後述）をオン・オフさせるためのゲート信号を出力する。このゲート信号は、たとえば、所定のデューティを持ったＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号であり、各スイッチング素子のゲートへ与えられる。
The
図２は、第１実施形態に係る電圧変換装置１００Ａの具体的な回路構成を示している。第１電圧変換回路１ａは、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を備えたフルブリッジ型コンバータから構成されており、第２電圧変換回路２ａも、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８を備えたフルブリッジ型コンバータから構成されている。
FIG. 2 shows a specific circuit configuration of the
最初に、第１電圧変換回路１ａについて説明する。第１電圧変換回路１ａは、入力側と出力側を絶縁するトランスＴＲ１を有している。トランスＴＲ１の一次側には、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、コンデンサＣ１と、インダクタＬ１とが設けられている。トランスＴＲ１の二次側には、整流用のダイオードＤ１、Ｄ２と、平滑用のインダクタＬ２およびコンデンサＣ２とが設けられている。トランスＴＲ１の一次側は、直流電源Ｂの直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する回路であり、トランスＴＲ１の二次側は、交流電圧を整流および平滑して直流電圧に変換する回路である。
First, the first
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ＭＯＳ型のＦＥＴからなり、ドレイン・ソース間の電路に対して並列接続された寄生ダイオードを有している。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のドレインは、スイッチＳ１を介して直流電源Ｂの正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のソースは、それぞれスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４のソースは、グランドに接地されている。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートは、ゲートドライバ１２に接続されている。
The switching elements Q1 to Q4 are made of MOS type FETs, and have parasitic diodes connected in parallel to the electric circuit between the drain and the source. The drains of the switching elements Q1 and Q3 are connected to the positive electrode of the DC power source B through the switch S1. The sources of the switching elements Q1, Q3 are connected to the drains of the switching elements Q2, Q4, respectively. The sources of the switching elements Q2, Q4 are grounded. Each gate of the switching elements Q1 to Q4 is connected to the
コンデンサＣ１の一端は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に接続されている。コンデンサＣ１の他端は、インダクタＬ１の一端に接続されている。インダクタＬ１の他端は、一次巻線Ｗ１の一端に接続されている。一次巻線Ｗ１の他端は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の接続点に接続されている。コンデンサＣ１とインダクタＬ１は、直列共振回路を構成している。 One end of the capacitor C1 is connected to a connection point of the switching elements Q1 and Q2. The other end of the capacitor C1 is connected to one end of the inductor L1. The other end of the inductor L1 is connected to one end of the primary winding W1. The other end of the primary winding W1 is connected to the connection point of the switching elements Q3 and Q4. The capacitor C1 and the inductor L1 constitute a series resonance circuit.
トランスＴＲ１の二次巻線は、巻線Ｗ２ａと巻線Ｗ２ｂとからなり、これらの接続点（中間タップ）はグランドに接地されている。巻線Ｗ２ａにはダイオードＤ１のアノードが接続されており、巻線Ｗ２ｂにはダイオードＤ２のアノードがが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、ダイオードＤ２のカソードと共に、インダクタＬ２の一端に接続されている。インダクタＬ２の他端は、コンデンサＣ２の一端に接続されている。コンデンサＣ２の一端は、負荷２０に接続される。コンデンサＣ２の他端は、グランドに接地されている。
The secondary winding of the transformer TR1 includes a winding W2a and a winding W2b, and these connection points (intermediate taps) are grounded. The anode of the diode D1 is connected to the winding W2a, and the anode of the diode D2 is connected to the winding W2b. The cathode of the diode D1 is connected to one end of the inductor L2 together with the cathode of the diode D2. The other end of the inductor L2 is connected to one end of the capacitor C2. One end of the capacitor C2 is connected to the
次に、第２電圧変換回路２ａについて説明する。第２電圧変換回路２ａは、入力側と出力側を絶縁するトランスＴＲ２を有している。トランスＴＲ２の一次側には、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８と、コンデンサＣ３と、インダクタＬ３とが設けられている。トランスＴＲ２の二次側には、整流用のダイオードＤ３、Ｄ４と、平滑用のインダクタＬ４およびコンデンサＣ４とが設けられている。トランスＴＲ２の一次側は、直流電源Ｂの直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する回路であり、トランスＴＲ２の二次側は、交流電圧を整流および平滑して直流電圧に変換する回路である。
Next, the second
スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８は、ＭＯＳ型のＦＥＴからなり、ドレイン・ソース間の電路に対して並列接続された寄生ダイオードを有している。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７のドレインは、スイッチＳ２を介して直流電源Ｂの正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ５、Ｑ７のソースは、それぞれスイッチング素子Ｑ６、Ｑ８のドレインに接続されている。スイッチング素子Ｑ６、Ｑ８のソースは、グランドに接地されている。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各ゲートは、ゲートドライバ１２に接続されている。
The switching elements Q5 to Q8 are made of MOS type FETs and have parasitic diodes connected in parallel to the electric circuit between the drain and the source. The drains of the switching elements Q5 and Q7 are connected to the positive electrode of the DC power supply B through the switch S2. The sources of switching elements Q5 and Q7 are connected to the drains of switching elements Q6 and Q8, respectively. The sources of the switching elements Q6 and Q8 are grounded. Each gate of the switching elements Q5 to Q8 is connected to the
コンデンサＣ３の一端は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の接続点に接続されている。コンデンサＣ３の他端は、インダクタＬ３の一端に接続されている。インダクタＬ３の他端は、一次巻線Ｗ３の一端に接続されている。一次巻線Ｗ３の他端は、スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８の接続点に接続されている。コンデンサＣ３とインダクタＬ３は、直列共振回路を構成している。 One end of the capacitor C3 is connected to the connection point of the switching elements Q5 and Q6. The other end of the capacitor C3 is connected to one end of the inductor L3. The other end of the inductor L3 is connected to one end of the primary winding W3. The other end of the primary winding W3 is connected to the connection point of the switching elements Q7 and Q8. The capacitor C3 and the inductor L3 constitute a series resonance circuit.
トランスＴＲ２の二次巻線は、巻線Ｗ４ａと巻線Ｗ４ｂとからなり、これらの接続点（中間タップ）はグランドに接地されている。巻線Ｗ４ａにはダイオードＤ３のアノードが接続されており、巻線Ｗ４ｂにはダイオードＤ４のアノードがが接続されている。ダイオードＤ３のカソードは、ダイオードＤ４のカソードと共に、インダクタＬ４の一端に接続されている。インダクタＬ４の他端は、コンデンサＣ４の一端に接続されている。コンデンサＣ４の一端は、負荷２０に接続される。コンデンサＣ４の他端は、グランドに接地されている。
The secondary winding of the transformer TR2 includes a winding W4a and a winding W4b, and these connection points (intermediate taps) are grounded. The anode of the diode D3 is connected to the winding W4a, and the anode of the diode D4 is connected to the winding W4b. The cathode of the diode D3 is connected to one end of the inductor L4 together with the cathode of the diode D4. The other end of the inductor L4 is connected to one end of the capacitor C4. One end of the capacitor C4 is connected to the
ゲートドライバ１２は、第１電圧変換回路１ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートへ、それぞれＱ１〜Ｑ４ゲート信号を出力し、また、第２電圧変換回路２ａのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８の各ゲートへ、それぞれＱ５〜Ｑ８ゲート信号を出力する。これらのゲート信号がＨ（High レベル）の区間で、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８はオン状態となり、ゲート信号がＬ（Low レベル）の区間で、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８はオフ状態となる。
The
スイッチＳ１、Ｓ２は、たとえばリレーから構成されている。スイッチＳ１の動作は、制御部１１から出力されるＳ１オン／オフ信号によって制御され、Ｓ１オン信号の場合はスイッチＳ１はオンし、Ｓ１オフ信号の場合はスイッチＳ１はオフする。同様に、スイッチＳ２の動作は、制御部１１から出力されるＳ２オン／オフ信号によって制御され、Ｓ２オン信号の場合はスイッチＳ２はオンし、Ｓ２オフ信号の場合はスイッチＳ２はオフする。
The switches S1 and S2 are composed of relays, for example. The operation of the switch S1 is controlled by an S1 on / off signal output from the
次に、上述した第１実施形態の電圧変換装置１００Ａの動作について、図３〜図８を参照しながら説明する。第１実施形態では、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの各フルブリッジ回路を、負荷２０の容量に応じてハーフブリッジ回路としても動作させる。以下では、フルブリッジ回路がハーフブリッジ回路として動作することを「ハーフブリッジ動作」、フルブリッジ回路として動作することを「フルブリッジ動作」という。
Next, the operation of the above-described
図３は、第１電圧変換回路１ａをハーフブリッジ動作させる場合の回路状態を示している。この場合、スイッチング素子Ｑ１を常時オンの状態とし、スイッチング素子Ｑ２を常時オフの状態として、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をオン・オフさせることで、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されるフルブリッジ回路は、ハーフブリッジ回路として動作する。第２電圧変換回路２ａの、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８で構成されるフルブリッジ回路についても同様である。
FIG. 3 shows a circuit state when the first
図３（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ３がオフで、スイッチング素子Ｑ４がオンのときは、トランスＴＲ１の一次側において、直流電源Ｂ→スイッチＳ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→一次巻線Ｗ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れる。この電流により、トランスＴＲ１の二次側において、二次巻線Ｗ２ａから、ダイオードＤ１およびインダクタＬ２を介して、コンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の両端電圧は、第１電圧変換回路１ａの出力電圧であり、負荷２０に供給される。
As shown in FIG. 3A, when switching element Q3 is off and switching element Q4 is on, DC power supply B → switch S1 → switching element Q1 → capacitor C1 → inductor L1 → primary on the primary side of transformer TR1. A current flows through the path of winding W1 → switching element Q4. Due to this current, on the secondary side of the transformer TR1, a current flows from the secondary winding W2a to the capacitor C2 via the diode D1 and the inductor L2, and the capacitor C2 is charged. The voltage across the capacitor C2 is the output voltage of the first
また、図３（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ３がオンで、スイッチング素子Ｑ４がオフのときは、トランスＴＲ１の一次側において、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→スイッチング素子Ｑ３→一次巻線Ｗ１→インダクタＬ１の経路で、コンデンサＣ１の放電電流が流れる。この電流により、トランスＴＲ１の二次側において、二次巻線Ｗ２ｂから、ダイオードＤ２およびインダクタＬ２を介して、コンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の両端電圧は、第１電圧変換回路１ａの出力電圧であり、負荷２０に供給される。
As shown in FIG. 3B, when the switching element Q3 is on and the switching element Q4 is off, on the primary side of the transformer TR1, the capacitor C1, the switching element Q1, the switching element Q3, and the primary winding W1 → The discharge current of the capacitor C1 flows through the path of the inductor L1. With this current, on the secondary side of the transformer TR1, a current flows from the secondary winding W2b to the capacitor C2 via the diode D2 and the inductor L2, and the capacitor C2 is charged. The voltage across the capacitor C2 is the output voltage of the first
図４〜図８は、負荷２０の容量が、負荷ランク１から負荷ランク５まで、５段階に変化する場合の、第１および第２電圧変換回路１ａ、２ａの状態を示している。負荷ランク１は、負荷２０の容量が最も小さい場合で、負荷ランク５は、負荷２０の容量が最も大きい場合である。
4 to 8 show the states of the first and second
図４は、負荷ランク１（小負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が小負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オフ信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１がオン、スイッチＳ２がオフとなり、第１電圧変換回路１ａが直流電源Ｂに接続され、第２電圧変換回路２ａは直流電源Ｂから切り離される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１電圧変換回路１ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ４ゲート信号を出力する。
FIG. 4 shows a circuit state in the case of load rank 1 (small load). In this case, the
ここで、Ｑ１ゲート信号はＨに固定され、Ｑ２ゲート信号はＬに固定されているため、スイッチング素子Ｑ１は常時オン状態となり、スイッチング素子Ｑ２は常時オフ状態となる。一方、Ｑ３ゲート信号およびＱ４ゲート信号は、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ａのフルブリッジ回路は、図３で示したように、ハーフブリッジ回路として動作する。
Here, since the Q1 gate signal is fixed to H and the Q2 gate signal is fixed to L, the switching element Q1 is always on and the switching element Q2 is always off. On the other hand, the Q3 gate signal and the Q4 gate signal are PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q3 and Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the full bridge circuit of the first
このように、負荷ランク１（小負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ａのみがハーフブリッジ動作を行い、第２電圧変換回路２ａは停止状態となる。したがって、電圧変換装置１００Ａの出力電力は、第１電圧変換回路１ａから出力される小負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ａの出力電力を制御する。
As described above, in the case of load rank 1 (small load), only the first
図５は、負荷ランク２（準中負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が準中負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オン信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンとなり、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの双方が直流電源Ｂに接続される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１および第２電圧変換回路１ａ、２ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ８ゲート信号を出力する。
FIG. 5 shows a circuit state in the case of load rank 2 (semi-medium load). In this case, the
ここで、Ｑ１ゲート信号とＱ５ゲート信号はＨに固定され、Ｑ２ゲート信号とＱ６ゲート信号はＬに固定されているため、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ５は常時オン状態となり、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ６は常時オフ状態となる。一方、Ｑ３ゲート信号、Ｑ４ゲート信号、Ｑ７ゲート信号、およびＱ８ゲート信号は、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ａのフルブリッジ回路と、第２電圧変換回路２ａのフルブリッジ回路とは、共にハーフブリッジ回路として動作する。
Here, since the Q1 gate signal and the Q5 gate signal are fixed to H, and the Q2 gate signal and the Q6 gate signal are fixed to L, the switching elements Q1 and Q5 are always on, and the switching elements Q2 and Q6 are always on. Turns off. On the other hand, the Q3 gate signal, the Q4 gate signal, the Q7 gate signal, and the Q8 gate signal are PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q3, Q4, Q7, and Q8 are switched on and off by this signal. Perform the action. That is, the full bridge circuit of the first
このように、負荷ランク２（準中負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの双方がハーフブリッジ動作を行う。したがって、電圧変換装置１００Ａの出力電力は、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの各出力電力が合算された、準中負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ａの出力電力を制御する。
Thus, in the case of load rank 2 (semi-medium load), both the first
図６は、負荷ランク３（中負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が中負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オフ信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１がオン、スイッチＳ２がオフとなり、第１電圧変換回路１ａが直流電源Ｂに接続され、第２電圧変換回路２ａは直流電源Ｂから切り離される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１電圧変換回路１ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ４ゲート信号を出力する。
FIG. 6 shows a circuit state in the case of load rank 3 (medium load). In this case, the
ここで、Ｑ１〜Ｑ４ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ａはフルブリッジ動作を行う。
Here, the Q1 to Q4 gate signals are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the first
フルブリッジ回路の動作は、概略以下のとおりである。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオフの期間では、トランスＴＲ１の一次側において、直流電源Ｂ→スイッチＳ１→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１→インダクタＬ１→一次巻線Ｗ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れる。この電流により、トランスＴＲ１の二次側において、二次巻線Ｗ２ａから、ダイオードＤ１およびインダクタＬ２を介して、コンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の両端電圧は、第１電圧変換回路１ａの出力電圧であり、負荷２０に供給される。
The operation of the full bridge circuit is roughly as follows. In the period when the switching elements Q1, Q4 are on and the switching elements Q2, Q3 are off, on the primary side of the transformer TR1, the DC power source B → switch S1 → switching element Q1 → capacitor C1 → inductor L1 → primary winding W1 → switching element Current flows through the path of Q4. Due to this current, on the secondary side of the transformer TR1, a current flows from the secondary winding W2a to the capacitor C2 via the diode D1 and the inductor L2, and the capacitor C2 is charged. The voltage across the capacitor C2 is the output voltage of the first
一方、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンの期間では、トランスＴＲ１の一次側において、直流電源Ｂ→スイッチＳ１→スイッチング素子Ｑ３→一次巻線Ｗ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れる。この電流により、トランスＴＲ１の二次側において、二次巻線Ｗ２ｂから、ダイオードＤ２およびインダクタＬ２を介して、コンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の両端電圧は、第１電圧変換回路１ａの出力電圧であり、負荷２０に供給される。
On the other hand, during the period when the switching elements Q1 and Q4 are off and the switching elements Q2 and Q3 are on, on the primary side of the transformer TR1, the DC power supply B → switch S1 → switching element Q3 → primary winding W1 → inductor L1 → capacitor C1 → A current flows through the path of the switching element Q2. With this current, on the secondary side of the transformer TR1, a current flows from the secondary winding W2b to the capacitor C2 via the diode D2 and the inductor L2, and the capacitor C2 is charged. The voltage across the capacitor C2 is the output voltage of the first
このように、負荷ランク３（中負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ａのみがフルブリッジ動作を行い、第２電圧変換回路２ａは停止状態となる。したがって、電圧変換装置１００Ａの出力電力は、第１電圧変換回路１ａから出力される中負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ａの出力電力を制御する。
As described above, in the case of the load rank 3 (medium load), only the first
図７は、負荷ランク４（準大負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が準大負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オン信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンとなり、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの双方が直流電源Ｂに接続される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１および第２電圧変換回路１ａ、２ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ８ゲート信号を出力する。
FIG. 7 shows a circuit state in the case of load rank 4 (semi-large load). In this case, the
ここで、Ｑ１〜Ｑ４ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ａは、フルブリッジ動作を行う。一方、Ｑ５ゲート信号はＨに固定され、Ｑ６ゲート信号はＬに固定されているため、スイッチング素子Ｑ５は常時オン状態となり、スイッチング素子Ｑ６は常時オフ状態となる。また、Ｑ７ゲート信号およびＱ８ゲート信号は、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ７、Ｑ８はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第２電圧変換回路２ａはハーフブリッジ動作を行う。
Here, the Q1 to Q4 gate signals are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the first
このように、負荷ランク４（準大負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ａがフルブリッジ動作を行い、第２電圧変換回路２ａがハーフブリッジ動作を行う。したがって、電圧変換装置１００Ａの出力電力は、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの各出力電力が合算された、準大負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、Ｑ７、Ｑ８を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ａの出力電力を制御する。
Thus, in the case of load rank 4 (semi-large load), the first
図８は、負荷ランク５（大負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が大負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オン信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンとなり、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの双方が直流電源Ｂに接続される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１および第２電圧変換回路１ａ、２ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ８ゲート信号を出力する。
FIG. 8 shows a circuit state in the case of load rank 5 (large load). In this case, the
ここで、Ｑ１〜Ｑ４ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ａは、フルブリッジ動作を行う。また、Ｑ５〜Ｑ８ゲート信号も、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第２電圧変換回路２ａも、フルブリッジ動作を行う。
Here, the Q1 to Q4 gate signals are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the first
このように、負荷ランク５（大負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの双方がフルブリッジ動作を行う。したがって、電圧変換装置１００Ａの出力電力は、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａの各出力電力が合算された、大負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ａの出力電力を制御する。
Thus, in the case of load rank 5 (large load), both the first
以上のとおり、第１実施形態においては、負荷ランク１（小負荷）では、第１電圧変換回路１ａのみがハーフブリッジ動作を行い、負荷ランク２（準中負荷）では、第１、第２電圧変換回路１ａ、２ａの双方がハーフブリッジ動作を行い、負荷ランク３（中負荷）では、第１電圧変換回路１ａのみがフルブリッジ動作を行い、負荷ランク４（準大負荷）では、第１電圧変換回路１ａがフルブリッジ動作、第２電圧変換回路２ａがハーフブリッジ動作を行い、負荷ランク５（大負荷）では、第１、第２電圧変換回路１ａ、２ａの双方がフルブリッジ動作を行う。
As described above, in the first embodiment, only the first
ここで、第１電圧変換回路１ａは、ハーフブリッジ動作を行う場合に、小負荷に応じた電力を定格出力（指定条件下で安全に達成できる最大出力電力）としている。また、第１電圧変換回路１ａは、フルブリッジ動作を行う場合に、中負荷に応じた電力を定格出力としており、当該出力において変換効率が最も高くなるように設計されている。すなわち、上記定格出力付近で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が、両端電圧がゼロの状態でオンするＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）動作を行うようになっている。以上は、第２電圧変換回路２ａについても同様である。ＺＶＳによってスイッチング損失が低減する結果、変換効率が向上する。このため、負荷状況に応じて、図４〜図８に示したように第１、第２電圧変換回路１ａ、２ａを動作させることで、小負荷から大負荷までの広範囲にわたって、効率良く電圧を変換することができる。
Here, when performing the half-bridge operation, the first
しかしながら、負荷２０は車両の状況に応じて頻繁に変動することから、負荷ランク１〜５のそれぞれの定常状態だけでなく、負荷が変動する過渡状態においても、電力変換効率を高く維持することが望まれる。また、負荷２０が大負荷から急に小負荷へ変化した場合は、出力電流の急激な変化に起因してリップルが発生し、負荷２０へ悪影響を及ぼすおそれがある。本発明は、このような観点から、負荷変動時の電力変換効率を向上させることで、さらに効率良く電圧変換を行えるようにするとともに、出力電流の急激な変化によるリップルを抑制するものである。
However, since the
図９は、負荷２０が大負荷から小負荷へ切り替わる負荷変動時の動作を説明する図である。
FIG. 9 is a diagram for explaining an operation at the time of load change in which the
図９において、（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ図８〜図４を簡略化して表したものである。負荷２０が大負荷（負荷ランク５）の場合は、（ａ）のように、第１電圧変換回路１ａと第２電圧変換回路２ａが、共にフルブリッジ動作をしている。この状態から、負荷２０が小負荷（負荷ランク１）へ切り替わった場合、（ｅ）のように第２電圧変換回路２ａを停止させて、第１電圧変換回路１ａのみをハーフブリッジ動作させるのが従来の方法である。
9, (a) to (e) are simplified representations of FIGS. 8 to 4, respectively. When the
しかるに、本発明では、負荷２０が大負荷から小負荷へ切り替わる過程で、まず（ｂ）のように、第２電圧変換回路２ａをフルブリッジ動作からハーフブリッジ動作へ切り替える（負荷ランク４）。次に、（ｃ）のように、第２電圧変換回路２ａの動作を停止させ、第１電圧変換回路１ａのみをフルブリッジ動作させる（負荷ランク３）。その後、（ｄ）のように、第１電圧変換回路２ａをフルブリッジ動作からハーフブリッジ動作へ切り替えるとともに、第２電圧変換回路２ａをハーフブリッジ動作させる（負荷ランク２）。そして、最後に、（ｅ）のように、第２電圧変換回路２ａを停止させて、第１電圧変換回路１ａのみをハーフブリッジ動作させる（負荷ランク１）。すなわち、大負荷（負荷ランク５）から小負荷（負荷ランク１）へ直接遷移するのではなく、その途中で、準大負荷（負荷ランク４）、中負荷（負荷ランク３）、準中負荷（負荷ランク２）といった中間負荷状態を経て、段階的に小負荷へ遷移する点が本発明の特徴である。
However, in the present invention, in the process of switching the
図９において、（ｂ）の準大負荷状態は、本発明における「第１遷移状態」の一例であり、（ｃ）の中負荷状態は、本発明における「第２遷移状態」の一例であり、（ｄ）の準中負荷状態は、本発明における「第３遷移状態」の一例である（図１７においても同様）。 In FIG. 9, the quasi-high load state in (b) is an example of the “first transition state” in the present invention, and the medium load state in (c) is an example of the “second transition state” in the present invention. , (D) is an example of the “third transition state” in the present invention (the same applies to FIG. 17).
負荷２０が大負荷から小負荷へ切り替わる場合、図９の（ａ）から直接（ｅ）へ回路状態を切り替えても、電圧変換装置１００Ａの出力電力が小負荷用の電力まで低下するには一定の時間を要する。つまり、その間に前述の中間負荷状態が存在する。このため、出力電力が低下する過程において、第１電圧変換回路１ａがハーフブリッジ動作をしていると、この状態の第１電圧変換回路１ａは、中負荷では電力変換効率が低下するため、電圧変換装置１００Ａの電力変換効率も低下する。
When the
しかるに、本発明では、電圧変換装置１００Ａの出力電力が低下する過程において、第１電圧変換回路１ａが中負荷時にフルブリッジ動作をするので、電圧変換装置１００Ａの電力変換効率が高く維持される。このため、大負荷から小負荷へ切り替わる場合の電力変換効率が向上し、従来よりも一層効率良く電圧を変換することができる。
However, in the present invention, in the process in which the output power of the
また、大負荷からいきなり小負荷へ遷移した場合は、電圧変換装置１００Ａの出力電流の急激な変化に起因してリップルが発生するが、本発明では、大負荷から段階的に小負荷へ遷移させるので、出力電流の急激な変化が緩和され、リップルの発生を抑制することができる。
In addition, when a transition from a large load to a small load occurs suddenly, a ripple occurs due to an abrupt change in the output current of the
なお、図９の（ａ）〜（ｅ）は、負荷２０が大負荷から小負荷へ切り替わる場合のシーケンスであるが、負荷２０が小負荷から大負荷へ切り替わる場合は、逆に（ｅ）〜（ａ）のシーケンスとなる。
9A to 9E are sequences when the
図１０は、第２実施形態に係る電圧変換装置１００Ｂの具体的な回路構成を示している。本実施形態でも、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂは、いずれも、４つのスイッチング素子を備えたフルブリッジ型コンバータから構成されている。但し、第１電圧変換回路１ｂでは、第１実施形態の第１電圧変換回路１ａ（図２）におけるコンデンサＣ１が省略されている。また、第２電圧変換回路２ｂでは、第１実施形態の第２電圧変換回路２ａ（図２）におけるコンデンサＣ３が省略されている。その他の構成については、第１実施形態と同じであるので、重複説明を省略する。
FIG. 10 shows a specific circuit configuration of the
次に、第２実施形態の電圧変換装置１００Ｂの動作について、図１１〜図１６を参照しながら説明する。第２実施形態では、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの各フルブリッジ回路を、負荷２０の容量に応じてフォワード回路としても動作させる。以下では、フルブリッジ回路がフォワード回路として動作することを「フォワード動作」という。
Next, operation | movement of the
図１１は、第１電圧変換回路１ｂをフォワード動作させる場合の回路状態を示している。この場合、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３を常時オフの状態として、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を共にオンまたはオフさせることで、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されるフルブリッジ回路は、フォワード回路として動作する。第２電圧変換回路２ｂの、４つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８で構成されるフルブリッジ回路についても同様である。
FIG. 11 shows a circuit state when the first
図１１（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が共にオンになると、トランスＴＲ１の一次側において、直流電源Ｂ→スイッチＳ１→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→一次巻線Ｗ１→スイッチング素子Ｑ４の経路で電流が流れる。この電流により、トランスＴＲ１の二次側において、二次巻線Ｗ２ａから、ダイオードＤ１およびインダクタＬ２を介して、コンデンサＣ２に電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の両端電圧は、第１電圧変換回路１ｂの出力電圧であり、負荷２０に供給される。
When both the switching elements Q1 and Q4 are turned on as shown in FIG. 11A, on the primary side of the transformer TR1, the DC power source B → switch S1 → switching element Q1 → inductor L1 → primary winding W1 → switching element Q4. Current flows through the path. Due to this current, on the secondary side of the transformer TR1, a current flows from the secondary winding W2a to the capacitor C2 via the diode D1 and the inductor L2, and the capacitor C2 is charged. The voltage across the capacitor C2 is the output voltage of the first
また、図１１（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が共にオフになると、トランスＴＲ１の一次側において、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の寄生ダイオードを経由して、矢印で示す回生電流が流れる。また、トランスＴＲ１の二次側において、二次巻線Ｗ２ｂから、ダイオードＤ２を介して、インダクタＬ２とコンデンサＣ２に電流が流れる。 As shown in FIG. 11B, when both the switching elements Q1 and Q4 are turned off, a regenerative current indicated by an arrow flows on the primary side of the transformer TR1 via the parasitic diodes of the switching elements Q2 and Q3. Further, on the secondary side of the transformer TR1, a current flows from the secondary winding W2b to the inductor L2 and the capacitor C2 via the diode D2.
図１２〜図１６は、負荷２０の容量が、負荷ランク１から負荷ランク５まで、５段階に変化する場合の、第１および第２電圧変換回路１ｂ、２ｂの状態を示している。
12 to 16 show the states of the first and second
図１２は、負荷ランク１（小負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が小負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オフ信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１がオン、スイッチＳ２がオフとなり、第１電圧変換回路１ｂが直流電源Ｂに接続され、第２電圧変換回路２ｂは直流電源Ｂから切り離される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１電圧変換回路１ｂのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ４ゲート信号を出力する。
FIG. 12 shows a circuit state in the case of load rank 1 (small load). In this case, the
ここで、Ｑ２ゲート信号とＱ３ゲート信号は、共にＬに固定されているため、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３は常時オフ状態となる。一方、Ｑ１ゲート信号およびＱ４ゲート信号は、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ｂのフルブリッジ回路は、図１１で示したように、フォワード回路として動作する。
Here, since both the Q2 gate signal and the Q3 gate signal are fixed to L, the switching elements Q2 and Q3 are always in the OFF state. On the other hand, the Q1 gate signal and the Q4 gate signal are PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 and Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the full bridge circuit of the first
このように、負荷ランク１（小負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ｂのみがフォワード動作を行い、第２電圧変換回路２ｂは停止状態となる。したがって、電圧変換装置１００Ｂの出力電力は、第１電圧変換回路１ｂから出力される小負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ｂの出力電力を制御する。
As described above, in the case of load rank 1 (small load), only the first
図１３は、負荷ランク２（準中負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が準中負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オン信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンとなり、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの双方が直流電源Ｂに接続される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１および第２電圧変換回路１ｂ、２ｂのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ８ゲート信号を出力する。
FIG. 13 shows a circuit state in the case of load rank 2 (semi-medium load). In this case, the
ここで、Ｑ２ゲート信号、Ｑ３ゲート信号、Ｑ６ゲート信号、およびＱ７ゲート信号は、いずれもＬに固定されているため、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ６、Ｑ７は常時オフ状態となる。一方、Ｑ１ゲート信号、Ｑ４ゲート信号、Ｑ５ゲート信号、およびＱ８ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ８はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ｂのフルブリッジ回路と、第２電圧変換回路２ｂのフルブリッジ回路とは、共にフォワード回路として動作する。
Here, since the Q2 gate signal, the Q3 gate signal, the Q6 gate signal, and the Q7 gate signal are all fixed to L, the switching elements Q2, Q3, Q6, and Q7 are always in the OFF state. On the other hand, the Q1 gate signal, the Q4 gate signal, the Q5 gate signal, and the Q8 gate signal are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1, Q4, Q5, and Q8 are turned on / off by this signal. Switching operation. That is, the full bridge circuit of the first
このように、負荷ランク２（準中負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの双方がフォワード動作を行う。したがって、電圧変換装置１００Ｂの出力電圧は、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの各出力電力が合算された、準中負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ８を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ｂの出力電力を制御する。
Thus, in the case of load rank 2 (semi-medium load), both the first
図１４は、負荷ランク３（中負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が中負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オフ信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１がオン、スイッチＳ２がオフとなり、第１電圧変換回路１ｂが直流電源Ｂに接続され、第２電圧変換回路２ｂは直流電源Ｂから切り離される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１電圧変換回路１ｂのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ４ゲート信号を出力する。
FIG. 14 shows a circuit state in the case of load rank 3 (medium load). In this case, the
ここで、Ｑ１〜Ｑ４ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ｂはフルブリッジ動作を行う。
Here, the Q1 to Q4 gate signals are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the first
このように、負荷ランク３（中負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ｂのみがフルブリッジ動作を行い、第２電圧変換回路２ｂは停止状態となる。したがって、電圧変換装置１００Ｂの出力電力は、第１電圧変換回路１ｂから出力される中負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ｂの出力電力を制御する。
As described above, in the case of the load rank 3 (medium load), only the first
図１５は、負荷ランク４（準大負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が準大負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オン信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンとなり、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの双方が直流電源Ｂに接続される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１および第２電圧変換回路１ｂ、２ｂのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ８ゲート信号を出力する。
FIG. 15 shows a circuit state in the case of load rank 4 (semi-large load). In this case, the
ここで、Ｑ１〜Ｑ４ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ｂは、フルブリッジ動作を行う。一方、Ｑ６ゲート信号とＱ７ゲート信号は、共にＬに固定されているため、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７は常時オフ状態となる。また、Ｑ５ゲート信号およびＱ８ゲート信号は、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ５、Ｑ８はオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第２電圧変換回路２ｂはフォワード動作を行う。
Here, the Q1 to Q4 gate signals are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the first
このように、負荷ランク４（準大負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ｂがフルブリッジ動作を行い、第２電圧変換回路２ｂがフォワード動作を行う。したがって、電圧変換装置１００Ｂの出力電力は、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの各出力電力が合算された、準大負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４、Ｑ５、Ｑ８を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ｂの出力電力を制御する。
Thus, in the case of load rank 4 (semi-large load), the first
図１６は、負荷ランク５（大負荷）の場合の回路状態を示している。この場合、制御部１１は、ＥＣＵ等から入力される外部信号に基づいて、負荷２０が大負荷であることを判別し、Ｓ１オン信号とＳ２オン信号とを出力する。これにより、スイッチＳ１、Ｓ２が共にオンとなり、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの双方が直流電源Ｂに接続される。そして、ゲートドライバ１２は、制御部１１からの制御信号に基づいて、第１および第２電圧変換回路１ｂ、２ｂのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８の各ゲートに、それぞれＱ１〜Ｑ８ゲート信号を出力する。
FIG. 16 shows a circuit state in the case of load rank 5 (large load). In this case, the
ここで、Ｑ１〜Ｑ４ゲート信号は、いずれも所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第１電圧変換回路１ｂは、フルブリッジ動作を行う。また、Ｑ５〜Ｑ８ゲート信号も、所定のデューティを持ったＰＷＭ信号であり、この信号によってスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８がオン・オフしてスイッチング動作を行う。すなわち、第２電圧変換回路２ｂも、フルブリッジ動作を行う。
Here, the Q1 to Q4 gate signals are all PWM signals having a predetermined duty, and the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off by this signal to perform a switching operation. That is, the first
このように、負荷ランク５（大負荷）の場合は、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの双方がフルブリッジ動作を行う。したがって、電圧変換装置１００Ｂの出力電力は、第１電圧変換回路１ｂと第２電圧変換回路２ｂの各電力が合算された、大負荷に見合った電力となる。制御部１１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８を駆動するゲート信号のデューティを調整することで、電圧変換装置１００Ｂの出力電力を制御する。
Thus, in the case of load rank 5 (large load), both the first
以上のとおり、第２実施形態においては、負荷ランク１（小負荷）では、第１電圧変換回路１ｂのみがフォワード動作を行い、負荷ランク２（準中負荷）では、第１、第２電圧変換回路１ｂ、２ｂの双方がフォワード動作を行い、負荷ランク３（中負荷）では、第１電圧変換回路１ｂのみがフルブリッジ動作を行い、負荷ランク４（準大負荷）では、第１電圧変換回路１ｂがフルブリッジ動作、第２電圧変換回路２ｂがフォワード動作を行い、負荷ランク５（大負荷）では、第１、第２電圧変換回路１ｂ、２ｂの双方がフルブリッジ動作を行う。
As described above, in the second embodiment, only the first
ここで、第１電圧変換回路１ｂは、フォワード動作を行う場合に、小負荷に応じた電力を定格出力としている。また、第１電圧変換回路１ｂは、フルブリッジ動作を行う場合に、中負荷に応じた電力を定格出力としており、当該出力において変換効率が最も高くなるように設計されている。すなわち、上記定格出力付近で、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が前述のＺＶＳ動作を行うようになっている。以上は、第２電圧変換回路２ｂについても同様である。ＺＶＳによってスイッチング損失が低減する結果、変換効率が向上する。このため、負荷状況に応じて、図１２〜図１６に示したように第１、第２電圧変換回路１ｂ、２ｂを動作させることで、小負荷から大負荷までの広範囲にわたって、効率良く電圧を変換することができる。
Here, when performing the forward operation, the first
また、第２実施形態においても、第１実施形態の場合と同様に、負荷変動の過渡状態での電力変換効率を高く維持するとともに、出力電流の急変によるリップルの発生を抑制するための手法が採用される。図１７は、負荷２０が大負荷から小負荷へ切り替わる負荷変動時の動作を説明する図である。ここに示されるシーケンスは、第１実施形態の場合（図９）と基本的に同じであるので、以下では簡単に説明するにとどめる。
Also in the second embodiment, as in the case of the first embodiment, there is a technique for maintaining high power conversion efficiency in a transient state of load fluctuation and suppressing the occurrence of ripple due to a sudden change in output current. Adopted. FIG. 17 is a diagram for explaining the operation at the time of load change in which the
大負荷から小負荷への切替時において、図１７（ａ）の大負荷状態から、まず（ｂ）のように、第２電圧変換回路２ｂをフルブリッジ動作からフォワード動作へ切り替える（負荷ランク４）。次に、（ｃ）のように第２電圧変換回路２ｂを停止させ（負荷ランク３）、その後、（ｄ）のように第１電圧変換回路１ｂをフォワード動作へ切り替えるとともに、第２電圧変換回路２ｂをフォワード動作させる（負荷ランク２）。最後に、（ｅ）のように第２電圧変換回路２ｂを停止させて、第１電圧変換回路１ｂのみをフォワード動作させる（負荷ランク１）。このようにして、第１実施形態と同様に、大負荷から中間負荷状態を経て、段階的に小負荷へ遷移させる。
At the time of switching from the large load to the small load, the second
なお、図１７の（ａ）〜（ｅ）は、負荷２０が大負荷から小負荷へ切り替わる場合のシーケンスであるが、負荷２０が小負荷から大負荷へ切り替わる場合は、逆に（ｅ）〜（ａ）のシーケンスとなる。
17A to 17E are sequences when the
ところで、第１実施形態において、第１電圧変換回路１ａは、図６〜図８の３つの場合にフルブリッジ動作を行うのに対し、第２電圧変換回路２ａは、図８の場合のみフルブリッジ動作を行う。したがって、この動作パターンが繰り返されると、第１電圧変換回路１ａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング回数が、第２電圧変換回路２ａのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング回数に比べて増大し、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寿命が短くなる。これは、第２実施形態についても言えることである。
Incidentally, in the first embodiment, the first
そこで、この対策として、第１電圧変換回路１（１ａ、１ｂ）がフルブリッジ動作を行う回数と、第２電圧変換回路２（２ａ、２ｂ）がフルブリッジ動作を行う回数とを均等化することが考えられる。具体的には、図１８に示すように、制御部１１に動作状態記録部１１ａを設け、この動作状態記録部１１ａに、第１電圧変換回路１でフルブリッジ動作が行われた累積回数と、第２電圧変換回路２でフルブリッジ動作が行われた累積回数とを記録する。そして、両者の差が一定値を超えると、制御部１１は、各電圧変換回路１、２のフルブリッジ動作の回数を均等化するための均等化処理を実行する。
Therefore, as a countermeasure, the number of times that the first voltage conversion circuit 1 (1a, 1b) performs the full bridge operation and the number of times that the second voltage conversion circuit 2 (2a, 2b) performs the full bridge operation are equalized. Can be considered. Specifically, as shown in FIG. 18, the
均等化処理では、以下のような制御が行われる。第１実施形態では、制御部１１は、図７の場合に、第１電圧変換回路１ａをハーフブリッジ動作させ、第２電圧変換回路２ａをフルブリッジ動作させる。また、制御部１１は、図６の場合に、第２電圧変換回路２ａをフルブリッジ動作させ、第１電圧変換回路１ａを停止させる。同様に、第２実施形態では、制御部１１は、図１５の場合に、第１電圧変換回路１ｂをフォワード動作させ、第２電圧変換回路２ｂをフルブリッジ動作させる。また制御部１１は、図１４の場合に、第２電圧変換回路２ｂをフルブリッジ動作させ、第１電圧変換回路１ｂを停止させる。このようにすることで、双方の電圧変換回路１、２におけるフルブリッジ動作の回数が均等化されるので、一方の電圧変換回路のスイッチング素子の寿命が短くなるのを防止することができる。
In the equalization process, the following control is performed. In the first embodiment, the
なお、ここでは、動作状態記録部１１ａに、フルブリッジ動作が行われた累積回数を記録したが、累積回数に代えて、または累積回数に加えて、フルブリッジ動作が行われた累積時間を記録してもよい。この場合も、制御部１１は、各電圧変換回路１、２における累積時間の差が一定値を超えると、フルブリッジ動作の時間を均等化するための均等化処理を実行する。
Here, the cumulative number of times that the full bridge operation has been performed is recorded in the operation
本発明では、以上述べた実施形態以外にも、以下のような種々の実施形態を採用することができる。 In the present invention, the following various embodiments can be adopted in addition to the embodiments described above.
各実施形態においては、負荷ランクが１〜５の５段階に変化する場合を例に挙げたが、負荷ランクがたとえば１〜３の３段階に変化する場合にも、本発明を適用することができる。この場合は、負荷ランク１が小負荷、負荷ランク２が中負荷、負荷ランク３が大負荷となり、大負荷から小負荷へ遷移するときのシーケンスは、図９および図１７の（ａ）→（ｃ）→（ｅ）となる。また、負荷ランクが４段階に変化する場合にも、本発明は適用が可能である。
In each embodiment, the case where the load rank is changed to 5 levels of 1 to 5 has been described as an example. However, the present invention can be applied even when the load rank is changed to 3 levels of 1 to 3, for example. it can. In this case, the
図９および図１７では、大負荷から小負荷へ遷移する場合に、（ｂ）〜（ｄ）の３つの遷移状態を経る例を挙げたが、（ｂ）〜（ｄ）のうちの１つまたは２つの遷移状態を経るようにしてもよい。 9 and 17, an example of passing through three transition states (b) to (d) when transitioning from a large load to a small load has been given. One of (b) to (d) Or you may make it pass through two transition states.
各実施形態においては、制御部１１は、ＥＣＵなどから供給される外部信号に基づいて負荷２０の状態を判別したが、これに代えて、負荷２０の電流、電圧、または電力を検出する検出部を設け、この検出部の出力に基づいて負荷状態を判別してもよい。
In each embodiment, the
各実施形態においては、直流電源Ｂと電圧変換回路１、２との間に設けられるスイッチＳ１、Ｓ２としてリレーを例に挙げたが、リレーの替わりにＦＥＴやトランジスタなどを用いてもよい。また、スイッチＳ１、Ｓ２を省略して、電圧変換回路１、２が常時直流電源Ｂに接続された状態とし、ゲートドライバ１２からゲート信号が与えられたときに、電圧変換回路１、２が動作を開始するようにしてもよい。
In each embodiment, the relays are exemplified as the switches S1 and S2 provided between the DC power supply B and the
各実施形態においては、トランスＴＲ１、ＴＲ２によって入力側（一次側）と出力側（二次側）が絶縁された絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータを例に挙げたが、本発明は非絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。 In each of the embodiments, an insulation type DC-DC converter in which the input side (primary side) and the output side (secondary side) are insulated by the transformers TR1 and TR2 has been described as an example. The present invention can also be applied to a DC-DC converter.
各実施形態においては、電圧変換装置１００がＤＣ−ＤＣコンバータであったが、本発明の電圧変換装置は、ＤＣ−ＡＣコンバータであってもよい。この場合は、トランスＴＲ１、ＴＲ２の二次側で得られた直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換する電圧変換回路が付加される。
In each embodiment, the
各実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８としてＦＥＴを用いたが、ＦＥＴの替わりにトランジスタやＩＧＢＴなどを用いてもよい。 In each embodiment, although FET was used as switching element Q1-Q8, a transistor, IGBT, etc. may be used instead of FET.
各実施形態においては、二次側の整流素子としてダイオードＤ１〜Ｄ４を用いたが、ダイオードの替わりにＦＥＴを用いてもよい。 In each embodiment, the diodes D1 to D4 are used as the rectifying elements on the secondary side, but FETs may be used instead of the diodes.
各実施形態においては、車両に搭載される電圧変換装置を例に挙げたが、本発明は、車両用以外の電圧変換装置にも適用することができる。 In each embodiment, although the voltage converter mounted in a vehicle was mentioned as an example, the present invention is applicable also to voltage converters other than for vehicles.
１、１ａ、１ｂ 第１電圧変換回路
２、２ａ、２ｂ 第２電圧変換回路
１１ 制御部
１１ａ 動作状態記録部
２０ 負荷
１００、１００Ａ、１００Ｂ 電圧変換装置
Ｂ 直流電源
Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子
DESCRIPTION OF
Claims (5)
前記直流電源の電圧を所定レベルの電圧に変換する第１電圧変換回路と、
前記直流電源の電圧を所定レベルの電圧に変換する第２電圧変換回路と、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の動作を制御する制御部と、を備え、
前記第１電圧変換回路と前記第２電圧変換回路とが並列に接続された電圧変換装置において、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路は、それぞれ、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子を有し、
前記それぞれのフルブリッジ回路は、一部のスイッチング素子のみがスイッチング動作を行うことでハーフブリッジ回路として動作し、
前記制御部は、
前記負荷が一定容量以上の大負荷である状態下では、前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の双方のフルブリッジ回路を動作させ、
前記負荷が一定容量未満の小負荷である状態下では、前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の一方のフルブリッジ回路をハーフブリッジ回路として動作させ、
前記負荷が大負荷から小負荷へ切り替わる過程で、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の一方のフルブリッジ回路の動作を維持したまま、他方のフルブリッジ回路をハーフブリッジ回路として動作させる第１遷移状態、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の一方の動作を停止させるとともに、他方のフルブリッジ回路のみを動作させる第２遷移状態、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の双方のフルブリッジ回路を、ハーフブリッジ回路として動作させる第３遷移状態、
の少なくとも１つの遷移状態を経る、ことを特徴とする電圧変換装置。 A voltage converter provided between a DC power source and a load,
A first voltage conversion circuit for converting the voltage of the DC power source to a voltage of a predetermined level;
A second voltage conversion circuit for converting the voltage of the DC power source into a voltage of a predetermined level;
A control unit for controlling operations of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit,
In the voltage converter in which the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are connected in parallel,
Each of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit has four switching elements constituting a full bridge circuit,
Each of the full bridge circuits operates as a half bridge circuit by performing only a part of the switching elements.
The controller is
Under the condition that the load is a large load of a certain capacity or more, the full bridge circuits of both the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are operated,
Under the condition that the load is a small load less than a certain capacity, one full bridge circuit of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is operated as a half bridge circuit,
In the process of switching the load from a large load to a small load,
A first transition state in which the operation of one full bridge circuit of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is maintained as the half bridge circuit while maintaining the operation of one full bridge circuit;
A second transition state in which one operation of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is stopped and only the other full bridge circuit is operated;
A third transition state in which the full bridge circuits of both the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are operated as a half bridge circuit;
A voltage conversion device characterized by passing through at least one transition state.
前記直流電源の電圧を所定レベルの電圧に変換する第１電圧変換回路と、
前記直流電源の電圧を所定レベルの電圧に変換する第２電圧変換回路と、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の動作を制御する制御部と、を備え、
前記第１電圧変換回路と前記第２電圧変換回路とが並列に接続された電圧変換装置において、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路は、それぞれ、フルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子を有し、
前記それぞれのフルブリッジ回路は、一部のスイッチング素子のみがスイッチング動作を行うことでフォワード回路として動作し、
前記制御部は、
前記負荷が一定容量以上の大負荷である状態下では、前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の双方のフルブリッジ回路を動作させ、
前記負荷が一定容量未満の小負荷である状態下では、前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の一方のフルブリッジ回路をフォワード回路として動作させ、
前記負荷が前記大負荷から前記小負荷へ切り替わる過程で、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の一方のフルブリッジ回路の動作を維持したまま、他方のフルブリッジ回路をフォワード回路として動作させる第１遷移状態、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の一方の動作を停止させるとともに、他方のフルブリッジ回路のみを動作させる第２遷移状態、
前記第１電圧変換回路および前記第２電圧変換回路の双方のフルブリッジ回路を、フォワード回路として動作させる第３遷移状態、
の少なくとも１つの遷移状態を経る、ことを特徴とする電圧変換装置。 A voltage converter provided between a DC power source and a load,
A first voltage conversion circuit for converting the voltage of the DC power source to a voltage of a predetermined level;
A second voltage conversion circuit for converting the voltage of the DC power source into a voltage of a predetermined level;
A control unit for controlling operations of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit,
In the voltage converter in which the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are connected in parallel,
Each of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit has four switching elements constituting a full bridge circuit,
Each of the full bridge circuits operates as a forward circuit by performing only a part of the switching elements,
The controller is
Under the condition that the load is a large load of a certain capacity or more, the full bridge circuits of both the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are operated,
Under the condition that the load is a small load less than a certain capacity, one full bridge circuit of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is operated as a forward circuit,
In the process of switching the load from the large load to the small load,
A first transition state in which the operation of one full bridge circuit of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is maintained as the forward circuit while maintaining the operation of one full bridge circuit;
A second transition state in which one operation of the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit is stopped and only the other full bridge circuit is operated;
A third transition state in which the full bridge circuits of both the first voltage conversion circuit and the second voltage conversion circuit are operated as a forward circuit;
A voltage conversion device characterized by passing through at least one transition state.
前記第１遷移状態から前記第２遷移状態へ遷移し、前記第２遷移状態から前記第３遷移状態へ遷移する、ことを特徴とする電圧変換装置。 In the voltage converter of Claim 1 or Claim 2,
The voltage converter according to claim 1, wherein the voltage transition device transitions from the first transition state to the second transition state and transitions from the second transition state to the third transition state.
前記第１電圧変換回路で全てのスイッチング素子がスイッチング動作を行うフルブリッジ動作が行われた累積回数と、前記第２電圧変換回路で前記フルブリッジ動作が行われた累積回数とを記録する、動作状態記録部をさらに備え、
前記制御部は、前記動作状態記録部に記録されている、前記第１電圧変換回路における前記累積回数と、前記第２電圧変換回路における前記累積回数との差が一定値を超えると、前記各電圧変換回路のフルブリッジ動作の回数を均等化するための均等化処理を実行する、ことを特徴とする電圧変換装置。 In the voltage converter in any one of Claim 1 thru | or 3,
An operation for recording the cumulative number of times that the full bridge operation in which all the switching elements perform switching operations in the first voltage conversion circuit and the cumulative number of times in which the full bridge operation is performed in the second voltage conversion circuit. A state recording unit,
When the difference between the cumulative number in the first voltage conversion circuit and the cumulative number in the second voltage conversion circuit recorded in the operation state recording unit exceeds a certain value, the control unit A voltage converter that performs equalization processing for equalizing the number of full-bridge operations of a voltage conversion circuit.
前記動作状態記録部は、前記フルブリッジ動作が行われた累積回数に代えて、前記フルブリッジ動作が行われた累積時間を記録し、
前記制御部は、前記動作状態記録部に記録されている、前記第１電圧変換回路における前記累積時間と、前記第２電圧変換回路における前記累積時間との差が一定値を超えると、前記各電圧変換回路のフルブリッジ動作の時間を均等化するための均等化処理を実行する、ことを特徴とする電圧変換装置。 The voltage converter according to claim 4, wherein
The operation state recording unit records the accumulated time when the full bridge operation is performed instead of the accumulated number of times when the full bridge operation is performed,
When the difference between the accumulated time in the first voltage conversion circuit and the accumulated time in the second voltage conversion circuit recorded in the operation state recording unit exceeds a certain value, the control unit A voltage converter that performs equalization processing for equalizing time of full-bridge operation of a voltage conversion circuit.
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