JP2018085852A - Current control method for variable magnetic flux type rotary electric machine, and current control device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、可変磁束型回転電機の電流制御方法、及び電流制御装置に関する。 The present invention relates to a current control method and a current control device for a variable magnetic flux rotating electrical machine.
従来、保持力の異なる２以上の永久磁石を回転子内に有する永久磁石同期モータにおいて、永久磁石同期モータの運転中に誘起電圧を測定し、測定した誘起電圧に基づいて永久磁石の磁束を推定し、推定した磁束に基づいて制御ゲインを変化させることにより、永久磁石同期モータの電流制御性を安定させる技術が開示されている（特許文献１参照）。 Conventionally, in a permanent magnet synchronous motor having two or more permanent magnets having different holding forces in a rotor, an induced voltage is measured during operation of the permanent magnet synchronous motor, and a magnetic flux of the permanent magnet is estimated based on the measured induced voltage. And the technique which stabilizes the current controllability of a permanent-magnet synchronous motor by changing a control gain based on the estimated magnetic flux is disclosed (refer patent document 1).
ここで、磁石磁束の推定値を算出する際は、その算出式のパラメータとしてインダクタンス値を使用する。特許文献１の永久磁石同期モータでは、磁石磁束だけが変化するので、固定のインダクタンス値を用いて磁石磁束を推定することができた。 Here, when calculating the estimated value of the magnet magnetic flux, the inductance value is used as a parameter of the calculation formula. In the permanent magnet synchronous motor of Patent Document 1, since only the magnetic flux changes, the magnetic flux can be estimated using a fixed inductance value.
しかしながら、磁石磁束だけでなくインダクタンスも大きく変化する可変磁束型回転電機（可変漏れ磁束モータ）では、電流制御性を安定させるための制御ゲインを調整する際にインダクタンスの推定値も必要となるが、その推定方法は報告されていない。 However, in a variable magnetic flux type rotating electrical machine (variable leakage magnetic flux motor) in which not only the magnetic flux but also the inductance changes greatly, an estimated value of the inductance is required when adjusting the control gain for stabilizing the current controllability. The estimation method has not been reported.
本発明は、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束型回転電機のインダクタンスを推定し、推定したインダクタンスに基づいて制御ゲインを調整することができる電流制御方法を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a current control method capable of estimating the inductance of a variable magnetic flux type rotating electrical machine in which the magnet magnetic flux and the inductance change, and adjusting the control gain based on the estimated inductance.
本発明による可変磁束型回転電機の電流制御方法は、ある一磁極を構成する永久磁石から発生した磁石磁束が隣接する他の永久磁石が構成する磁極側へ漏れ磁束として短絡するように構成され、インバータから固定子巻線に供給される電流に応じて、漏れ磁束量が１０％以上変化するとともに、ｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンスが変化する可変磁束型回転電機の電流制御方法であって、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのｑ電流指令値と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータに与えるｑ軸電圧指令値を算出し、固定子巻線に供給する電流をインバータに発生させるためのｄ電流指令値と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータに与えるｄ軸電圧指令値を算出し、ｑ軸電流指令値に基づいて、ｑ軸インダクタンスを推定し、さらに、可変磁束型回転電機の回転数を取得する。そして、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、ｄ軸電圧指令値と、回転数と、推定したｑ軸インダクタンスと、ｄ軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいてｄ軸インダクタンスを推定して、推定したｄ軸インダクタンスに応じてｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整し、ｑ軸電圧指令値とｄ軸電圧指令値とに応じたｑ軸電流及びｄ軸電流を、インバータから固定子巻線に供給する。 The current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to the present invention is configured such that a magnet magnetic flux generated from a permanent magnet constituting a certain magnetic pole is short-circuited as a leakage flux to a magnetic pole side constituted by another adjacent permanent magnet, A current control method for a variable magnetic flux rotating electrical machine in which the amount of leakage magnetic flux changes by 10% or more according to the current supplied from the inverter to the stator winding, and the d-axis inductance and the q-axis inductance change. A current to be supplied to the stator winding by calculating a q-axis voltage command value to be applied to the inverter based on the q current command value for causing the inverter to generate a current to be supplied to the slave winding and the q-axis PI control gain. Is calculated based on the d-current command value for causing the inverter to generate the d-axis voltage and the d-axis PI control gain, and based on the q-axis current command value. Estimates the q-axis inductance, further obtains the rotational speed of the variable magnetic flux type rotating electric machine. Then, the d-axis inductance is estimated based on the d-axis current command value and the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previous estimated value of the d-axis inductance. Then, the d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance, and the q-axis current and the d-axis current according to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value are converted from the inverter to the stator winding. To supply.
本発明によれば、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変磁束型回転電機のインダクタンスを推定して、インダクタンスの推定値に基づいて制御ゲインを調整することができるので、制御安定性を向上させることができる。 According to the present invention, it is possible to estimate the inductance of a variable magnetic flux type rotating electrical machine in which the magnet magnetic flux and the inductance change, and to adjust the control gain based on the estimated value of the inductance, thereby improving the control stability. Can do.
［第１実施形態］
図１は、第１実施形態にかかる可変磁束型回転電機の電流制御装置１００（以下単に電流制御装置１００という）の構成を示す制御ブロック図である。本実施形態の電流制御装置１００は、ｑ軸ＰＩ制御器１０１と、ｄ軸ＰＩ制御器１０２と、ｑ軸インダクタンス推定器１０３と、ｄ軸インダクタンス推定器１０４と、ｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５と、ｄ軸ゲイン調整器１０６と、ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７と、回転数推定器１０８と、インバータ１０９と、ｑ軸減算器１１１と、ｄ軸減算器１１２とを備え、可変漏れ磁束モータ１１０を制御対象とする電流制御装置である。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a control block diagram illustrating a configuration of a current control device 100 (hereinafter simply referred to as a current control device 100) of a variable magnetic flux rotating electrical machine according to the first embodiment. The current control apparatus 100 according to the present embodiment includes a q-axis PI controller 101, a d-axis PI controller 102, a q-axis inductance estimator 103, a d-axis inductance estimator 104, and a q-axis PI control gain adjuster 105. A d-axis gain adjuster 106, a d-axis gain (N + 1) estimator 107, a rotation speed estimator 108, an inverter 109, a q-axis subtractor 111, and a d-axis subtractor 112, and a variable leakage This is a current control device that controls the magnetic flux motor 110.
ただし、電流制御装置１００が備える上記構成のうち、インバータ１０９を除く各構成は、一つあるいは複数のコントローラが機能部として備え、後述する各機能を実行するようにプログラムされているものとする。なお、インバータ１０９と可変漏れ磁束モータ１１０は、説明の都合上それぞれ二つに分けて図示したが、実際は一つとする。 However, among the above-described configurations provided in the current control device 100, each configuration excluding the inverter 109 is assumed to be programmed so that one or a plurality of controllers are provided as functional units and execute functions to be described later. Although the inverter 109 and the variable leakage magnetic flux motor 110 are illustrated in two parts for convenience of explanation, they are actually one.
まず、本発明に係る電流制御装置１００の制御対象となる可変漏れ磁束モータ１１０について説明する。 First, the variable leakage magnetic flux motor 110 to be controlled by the current control device 100 according to the present invention will be described.
本発明が対象とする可変磁束型回転電機（可変漏れ磁束モータ１１０）は、固定子巻線に印加される負荷電流（ステータ電流）の作用によって、回転子が備える永久磁石から発生する磁石磁束の一部（漏れ磁束）の磁路を変化させることができることを特徴とする。この特徴により、当該回転電機は、ステータ電流を制御することでステータ鎖交磁束を受動的に変化させることができるので、回転子が備える永久磁石の磁力を電流制御によって見かけ上可変にすることができる。このような特性から、本発明の対象である可変磁束型回転電機は、可変漏れ磁束モータとも呼ばれる。 The variable magnetic flux type rotating electrical machine (variable leakage magnetic flux motor 110) to which the present invention is applied has a magnetic flux generated from a permanent magnet provided in a rotor by the action of a load current (stator current) applied to a stator winding. A part (leakage magnetic flux) of the magnetic path can be changed. With this feature, the rotating electrical machine can passively change the stator flux linkage by controlling the stator current, so that the magnetic force of the permanent magnet included in the rotor can be made apparently variable by current control. it can. Due to such characteristics, the variable magnetic flux rotating electrical machine that is the subject of the present invention is also called a variable leakage magnetic flux motor.
図２は、可変漏れ磁束モータ１１０の一部分を示した構成図であって、可変漏れ磁束モータの作動の概要を説明するための図である。ただし、図２で示す可変漏れ磁束モータ１１０が有する各構成の形状および配置は、作動の概要を説明するために示した一般的なものであるので、基本的な構成を除く詳細部分は例示にすぎない。 FIG. 2 is a configuration diagram showing a part of the variable leakage flux motor 110 and is a diagram for explaining an outline of the operation of the variable leakage flux motor. However, since the shape and arrangement of each component included in the variable leakage magnetic flux motor 110 shown in FIG. 2 are the general ones shown for explaining the outline of the operation, the detailed portions other than the basic components are shown as examples. Only.
図２で示す可変漏れ磁束モータ１１０は、固定子２０１と、固定子２０１との間にエアギャップ２０７を形成して配置される回転子２０２とを備える。そして、回転子２０２は、永久磁石２０３と、磁気的障壁２０４、２０５（フラックスバリアともいう）と、ある永久磁石２０３が構成する磁極側から隣接する他の永久磁石２０３が構成する磁極側へ磁気的障壁２０４、２０５間を経由して連結された漏れ磁束路２０６とを有する。なお、図の左側に示す矢印の指す方向は、回転子２０２の回転方向を示している。 A variable leakage magnetic flux motor 110 shown in FIG. 2 includes a stator 201 and a rotor 202 arranged with an air gap 207 formed between the stator 201 and the stator 201. The rotor 202 is magnetized from a permanent magnet 203, magnetic barriers 204 and 205 (also referred to as flux barriers), and a magnetic pole side formed by another permanent magnet 203 adjacent to the magnetic pole side formed by a certain permanent magnet 203. And a leakage magnetic flux path 206 connected via the barriers 204 and 205. Note that the direction indicated by the arrow on the left side of the figure indicates the direction of rotation of the rotor 202.
図２で示す磁路方向１５は、固定子２０１が備える固定子巻線２０８に電流を通電しないときの漏れ磁束の流れる方向を示している。図２で示すように、回転子２０２内において、永久磁石２０３から出た磁束の一部は、漏れ磁束路２０６を通って、隣接する異極側へ漏洩（短絡）する。 The magnetic path direction 15 shown in FIG. 2 indicates the direction in which leakage magnetic flux flows when no current is passed through the stator winding 208 provided in the stator 201. As shown in FIG. 2, in the rotor 202, a part of the magnetic flux emitted from the permanent magnet 203 leaks (short-circuits) to the adjacent different pole side through the leakage magnetic flux path 206.
このため、永久磁石２０３から出る固定子２０１側への主磁束成分の磁束量、すなわちステータ鎖交磁束が相対的に低減されるので、永久磁石２０３の磁力が見かけ上弱くなる。これにより、ステータ鎖交磁束によって発生する鉄損を低減することができる。この効果は、特に、低負荷、高回転数領域における回転電機の効率を改善する上で有効となる。 For this reason, since the magnetic flux amount of the main magnetic flux component from the permanent magnet 203 toward the stator 201, that is, the stator linkage magnetic flux is relatively reduced, the magnetic force of the permanent magnet 203 is apparently weakened. Thereby, the iron loss which generate | occur | produces with a stator linkage magnetic flux can be reduced. This effect is particularly effective in improving the efficiency of the rotating electrical machine in a low load and high rotation speed region.
他方、磁路方向２０は、固定子巻線２０８に電流を通電しているときの磁束の流れる方向を示している。ステータ電流が流れることで、永久磁石２０３から出た磁束は、磁路方向２０が指し示すとおり、回転子２０２の回転方向の固定子側へ引き寄せられる。このため、固定子巻線２０８に電流を通電しないときには回転子２０２内で漏れ磁束として漏洩していた磁束をステータ鎖交磁束へと効率よく変換できる。これにより、回転電機は、永久磁石２０３から出る磁束が漏洩していない状態と同等の高トルクを出力することができる。 On the other hand, the magnetic path direction 20 indicates the direction in which the magnetic flux flows when a current is passed through the stator winding 208. When the stator current flows, the magnetic flux emitted from the permanent magnet 203 is drawn toward the stator side in the rotation direction of the rotor 202 as indicated by the magnetic path direction 20. For this reason, when no current is supplied to the stator winding 208, the magnetic flux leaked as a leakage magnetic flux in the rotor 202 can be efficiently converted into a stator linkage magnetic flux. Thereby, the rotating electrical machine can output a high torque equivalent to a state in which the magnetic flux emitted from the permanent magnet 203 is not leaking.
以上のとおり、可変漏れ磁束モータは、上記のような構成を備えることにより、固定子巻線に供給する電流に対する磁石磁束、より具体的には、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、磁石磁束Ψａが略１０％以上変化する（図７、８参照）。言い換えると、可変漏れ磁束モータは、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、漏れ磁束量（短絡磁束量）が略１０％以上変化する。 As described above, the variable leakage magnetic flux motor has the above-described configuration, so that the magnet magnetic flux with respect to the current supplied to the stator winding, more specifically, the q-axis when the d-axis current Id is substantially zero. The magnet flux Ψa changes by approximately 10% or more by the current Iq (see FIGS. 7 and 8). In other words, in the variable leakage magnetic flux motor, when the d-axis current Id is approximately 0, the leakage magnetic flux amount (short-circuit magnetic flux amount) changes by approximately 10% or more due to the q-axis current Iq.
このように、回転子に構成される磁極間に漏れ磁束路を設け、ステータ電流を制御して回転子内漏れ磁束を変化させることにより、ステータ鎖交磁束が受動的に変化する特性（漏れ磁束特性）を有する回転電機を可変磁束型回転電機（可変漏れ磁束モータ）という。 Thus, by providing a leakage flux path between the magnetic poles configured in the rotor and controlling the stator current to change the leakage flux in the rotor, the characteristic that the stator linkage flux changes passively (leakage flux) The rotating electric machine having the characteristics) is called a variable magnetic flux type rotating electric machine (variable leakage magnetic flux motor).
以上が本発明の対象となる可変磁束型回転電機の基本原理である。このような特性を有する可変漏れ磁束モータ１１０（以下、単にモータ１１０ともいう）は、その運転域（動作点）に応じて、磁石磁束だけではなく、インダクタンス（ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ）も大きく変化する。このようなモータを電流制御する場合に電流制御の制御ゲインを一定にしていると、動作点の変化に対して電流が追従しなくなるため、制御が不安定となる。 The above is the basic principle of the variable magnetic flux type rotating electrical machine that is the subject of the present invention. The variable leakage magnetic flux motor 110 having such characteristics (hereinafter also simply referred to as the motor 110) has not only a magnet magnetic flux but also inductances (d-axis inductance Ld, q-axis inductance Lq) according to its operating range (operating point). ) Also changes significantly. When current control is performed for such a motor, if the control gain of current control is kept constant, the current will not follow the change of the operating point, so the control becomes unstable.
ここで、モータの電流制御においては、背景技術にて上述したように、磁石磁束だけが変化するようなモータでのゲイン調整技術は公知である。しかしながら、磁石磁束とインダクタンスとがともに変化するモータにおけるゲイン調整技術は本発明以前には報告されていない。 Here, in the current control of the motor, as described above in the background art, a gain adjustment technique in a motor in which only the magnet magnetic flux changes is known. However, a gain adjustment technique in a motor in which both the magnetic flux and the inductance change has not been reported before the present invention.
本発明は、磁石磁束とインダクタンスとが変化するモータのインダクタンスを推定し、推定したインダクタンスに基づいて制御ゲインを調整することで、磁石磁束とインダクタンスとが変化するモータの電流制御性を安定させることができる技術を提供する。以下、図１に戻って説明を続ける。 The present invention stabilizes the current controllability of a motor in which the magnetic flux and the inductance change by estimating the inductance of the motor in which the magnetic flux and the inductance change, and adjusting the control gain based on the estimated inductance. Provide technology that can Hereinafter, returning to FIG.
ｑ軸減算器１１１は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）から、可変漏れ磁束モータ１１０に入力される三相交流電流から取得したｑ軸電流検出値Ｉｑ（Ｎ−１）を減算する。ｑ軸電流指令値Ｉｑ*は、後述するｄ軸電流指令値Ｉｄ*とともに、モータ１１０に所望のトルクを出力させるためにモータ１１０が有する固定子巻線２０８に供給する電流（ｑ軸電流Ｉｑ）をインバータ１０９に発生させるために不図示の電流指令値設定手段により設定された値である。電流指令値設定手段は、電流制御装置１００が有する各構成と同様に上記のコントローラが一機能部として備える構成であっても良いし、電流制御装置１００の各構成を備えるコントローラとは別のコントローラが備える機能部であっても良い。ｑ軸減算器１１１の出力値はｑ軸ＰＩ制御器１０１に出力される。 The q-axis subtractor 111 subtracts the q-axis current detection value Iq (N−1) acquired from the three-phase alternating current input to the variable leakage flux motor 110 from the q-axis current command value Iq * (N). The q-axis current command value Iq * is a current (q-axis current Iq) supplied to the stator winding 208 of the motor 110 in order to cause the motor 110 to output a desired torque together with a d-axis current command value Id * described later. Is a value set by a current command value setting means (not shown) to cause the inverter 109 to generate. The current command value setting means may be configured so that the controller includes one function unit as in each configuration included in the current control device 100, or a controller different from the controller including each configuration of the current control device 100. It may be a functional unit included in. The output value of the q-axis subtractor 111 is output to the q-axis PI controller 101.
なお、ここで説明する電流制御装置において用いられる各値の検出、算出、或いは推定は、システムの起動中一定の間隔で行われる。以下に示す値の末尾の（Ｎ）は現制御タイミングにおける値を、（Ｎ−１）は前回の制御タイミングにおける値（前回値）を示す。 It should be noted that detection, calculation, or estimation of each value used in the current control device described here is performed at regular intervals during system startup. In the following values, (N) at the end indicates a value at the current control timing, and (N−1) indicates a value at the previous control timing (previous value).
ｑ軸ＰＩ制御器１０１は、入力されるｑ軸減算器１１１の出力値、及び、後述するｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５から入力されるｑ軸ＰＩ制御ゲインから比例積分（ＰＩ）制御演算によりｑ軸電圧指令値Ｖｑ*（Ｎ）を算出し、インバータ１０９へ出力する。 The q-axis PI controller 101 performs a proportional integral (PI) control calculation from the input value of the q-axis subtractor 111 and the q-axis PI control gain input from the q-axis PI control gain adjuster 105 described later. The q-axis voltage command value Vq * (N) is calculated and output to the inverter 109.
ｄ軸減算器１１２は、電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）から、可変漏れ磁束モータ１１０に入力される三相交流電流から取得したｄ軸電流検出値Ｉｄ（Ｎ−１）を減算する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ*は、上述したｑ軸電流指令値Ｉｑ*とともに、モータ１１０に所望のトルクを出力させるためにモータ１１０が有する固定子巻線２０８に供給する電流（ｄ軸電流Ｉｄ）をインバータ１０９に発生させるために、不図示の電流指令値設定手段により設定された値である。ｄ軸減算器１１２の出力値は、ｄ軸ＰＩ制御器１０２に出力される。 The d-axis subtractor 112 subtracts the d-axis current detection value Id (N−1) acquired from the three-phase AC current input to the variable leakage flux motor 110 from the current command value Id * (N). The d-axis current command value Id * is the current (d-axis current Id) supplied to the stator winding 208 of the motor 110 to cause the motor 110 to output a desired torque together with the q-axis current command value Iq *. Is a value set by a current command value setting means (not shown) in order to cause the inverter 109 to generate. The output value of the d-axis subtractor 112 is output to the d-axis PI controller 102.
ｄ軸ＰＩ制御器１０２は、入力される電流指令値Ｉｄ*、及び、後述するｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７から入力されるｄ軸ＰＩ制御ゲインから比例積分（ＰＩ）制御演算によりｄ軸電圧指令値Ｖｄ*（Ｎ）を算出し、インバータ１０９へ出力する。 The d-axis PI controller 102 performs d-axis control by proportional integral (PI) control calculation from the input current command value Id * and the d-axis PI control gain input from the d-axis gain (N + 1) estimator 107 described later. Voltage command value Vd * (N) is calculated and output to inverter 109.
ｑ軸インダクタンス推定器１０３は、ｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。具体的には、ｑ軸電流およびｄ軸電流と、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を定めたマップを予め取得して、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）とに基づいて、当該マップを参照することによりｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。推定されたｑ軸インダクタンスＬｑは、ｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５に入力される。 The q-axis inductance estimator 103 estimates the q-axis inductance Lq. Specifically, a map that defines the relationship between the q-axis current and the d-axis current and the q-axis inductance Lq is acquired in advance, and the q-axis current command value Iq * (N) and the d-axis current command value Id *. Based on (N), the q-axis inductance Lq is estimated by referring to the map. The estimated q-axis inductance Lq is input to the q-axis PI control gain adjuster 105.
ｑ軸ＰＩ制御ゲイン調整器１０５は、ｑ軸インダクタンスＬｑに応じたｑ軸ＰＩ制御ゲインを算出して、ｑ軸ＰＩ制御器１０１に出力する。ｑ軸ＰＩ制御ゲインは、例えば図３に図示するように、ｑ軸インダクタンスＬｑが大きくなるほど大きな値になるように算出される。 The q-axis PI control gain adjuster 105 calculates a q-axis PI control gain corresponding to the q-axis inductance Lq and outputs the q-axis PI control gain to the q-axis PI controller 101. For example, as shown in FIG. 3, the q-axis PI control gain is calculated so as to increase as the q-axis inductance Lq increases.
ｄ軸インダクタンス推定器１０４は、ｄ軸インダクタンスＬｄを推定する。具体的には、電圧方程式から導かれる以下式（１）に従って、ｄ軸ＰＩ制御器１０２の出力値であるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*（Ｎ）と、回転数推定器１０８の出力値であるモータ回転数ω（Ｎ）と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）と、予め取得したモータ１１０に備わる固定子巻線の巻線抵抗Ｒａと、ｑ軸インダクタンス推定器１０３で推定されたｑ軸インダクタンスＬｑと、一つ前の制御タイミングで推定されたｄ軸インダクタンスＬｄ（Ｎ−１）とから、ｄ軸インダクタンスＬｄが推定される。推定されたｄ軸インダクタンスＬｄは、ｄ軸ゲイン調整器１０６に出力される。 The d-axis inductance estimator 104 estimates the d-axis inductance Ld. Specifically, according to the following formula (1) derived from the voltage equation, the d-axis voltage command value Vd * (N) that is the output value of the d-axis PI controller 102 and the output value of the rotation speed estimator 108. Motor rotation speed ω (N), d-axis current command value Id * (N), q-axis current command value Iq * (N), and winding resistance Ra of the stator winding provided in the motor 110 acquired in advance The d-axis inductance Ld is estimated from the q-axis inductance Lq estimated by the q-axis inductance estimator 103 and the d-axis inductance Ld (N−1) estimated at the previous control timing. The estimated d-axis inductance Ld is output to the d-axis gain adjuster 106.
ｄ軸ゲイン調整器１０６は、ｄ軸インダクタンスＬｄに応じたｄ軸ＰＩ制御ゲインを算出して、ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７に出力する。ｄ軸ＰＩ制御ゲインは、例えば図３に図示するようにｄ軸インダクタンスＬｄが大きくなるほど大きな値になるように算出される。このように、第１実施形態の電流制御装置１００によれば、ｄ軸インダクタンスＬｄを推定し、推定したｄ軸インダクタンスＬｄに応じてｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整することができる。 The d-axis gain adjuster 106 calculates a d-axis PI control gain corresponding to the d-axis inductance Ld and outputs it to the d-axis gain (N + 1) estimator 107. For example, as shown in FIG. 3, the d-axis PI control gain is calculated so as to increase as the d-axis inductance Ld increases. Thus, according to the current control apparatus 100 of the first embodiment, the d-axis inductance Ld can be estimated, and the d-axis PI control gain can be adjusted according to the estimated d-axis inductance Ld.
ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７は、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ）から、ｄ軸ゲイン調整器１０６において次の制御タイミングで算出されると予測されるｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）を推定する。算出したｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）は、ｄ軸ＰＩ制御器１０２に出力される。これにより、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）が推定されたタイミングの次の制御タイミングにおいて、ｄ軸ＰＩ制御器１０２にｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）が入力された時に、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*（Ｎ）をより正しく推定することができる。なお、現在値、あるいは過去値から現在値までの推移に基づいて次の制御タイミングにおける値を推定する方法は、特に限定されず、公知の方法を用いればよい。 The d-axis gain (N + 1) estimator 107 estimates the d-axis PI control gain (N + 1) that is predicted to be calculated at the next control timing in the d-axis gain adjuster 106 from the d-axis PI control gain (N). To do. The calculated d-axis PI control gain (N + 1) is output to the d-axis PI controller 102. Thus, when the d-axis current command value Id * (N) is input to the d-axis PI controller 102 at the control timing next to the timing at which the d-axis PI control gain (N + 1) is estimated, the d-axis voltage command The value Vd * (N) can be estimated more correctly. The method for estimating the value at the next control timing based on the current value or the transition from the past value to the current value is not particularly limited, and a known method may be used.
回転数推定器１０８は、不図示のレゾルバやエンコーダ等の回転センサの検出値に基づいて算出された一つ前の制御タイミングにおける回転数ω（Ｎ−１）から、回転数ω（Ｎ）を推定して、ｄ軸インダクタンス推定器１０４に出力する。これにより、ｄ軸インダクタンス推定器１０４において、遅れ要素が排除されるので、遅れの無いより正しいｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。なお、過去値から現在値を推定する方法は特に限定されず、ｄ軸ゲイン（Ｎ＋１）推定器１０７においてｄ軸ＰＩ制御ゲイン（Ｎ＋１）が推定されたのと同様に、公知の方法を用いればよい。 The rotation speed estimator 108 calculates the rotation speed ω (N) from the rotation speed ω (N−1) at the previous control timing calculated based on the detection value of a rotation sensor such as a resolver or encoder (not shown). Estimate and output to the d-axis inductance estimator 104. Thereby, since the delay element is eliminated in the d-axis inductance estimator 104, the correct d-axis inductance Ld without delay can be estimated. Note that the method for estimating the current value from the past value is not particularly limited, and a known method may be used in the same manner as the d-axis PI control gain (N + 1) is estimated by the d-axis gain (N + 1) estimator 107. Good.
そして、インバータ１０９は、ｑ軸ＰＩ制御器１０１から入力されるｑ軸電圧指令値Ｖｑ*に応じたｑ軸電流Ｉｑと、ｄ軸ＰＩ制御器１０２から入力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とに応じたｄ軸電流Ｉｄとを、モータ１１０に出力する。 Then, the inverter 109 has a q-axis current Iq corresponding to the q-axis voltage command value Vq * input from the q-axis PI controller 101, and a d-axis voltage command value Vd * input from the d-axis PI controller 102. The d-axis current Id corresponding to is output to the motor 110.
以上が本実施形態における電流制御の詳細である。このような制御構成により、ｄ軸インダクタンスＬｄと磁石磁束Ψａとの双方が変化する可変漏れ磁束モータであっても、動作点に応じてＰＩ制御ゲインを調整することができる。その結果、動作点の変化に伴う電流追従性が向上し、電流制御の制御安定性を向上させることができるので、幅広い運転領域においてモータ１１０の効率を向上させることができる。 The above is the details of the current control in the present embodiment. With such a control configuration, the PI control gain can be adjusted according to the operating point even in a variable leakage magnetic flux motor in which both the d-axis inductance Ld and the magnet magnetic flux Ψa change. As a result, the current followability accompanying the change of the operating point can be improved and the control stability of the current control can be improved, so that the efficiency of the motor 110 can be improved in a wide range of operation.
以上、第１実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置１００は、ある一磁極を構成する永久磁石から発生した磁石磁束が隣接する他の永久磁石が構成する磁極側へ漏れ磁束として短絡するように構成され、インバータから固定子巻線に供給される電流に応じて、漏れ磁束量が１０％以上変化するとともに、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが変化する可変磁束型回転電機の電流制御方法を実現する電流制御装置１００であって、固定子巻線２０８に供給する電流をインバータに発生させるためのｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータ１０９に与えるｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を算出し、固定子巻線２０８に供給する電流をインバータ１０９に発生させるためのｄ軸電流指令値Ｉｄ*と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいてインバータ１０９に与えるｄ軸電圧指令値Ｖｄ*を算出し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*に基づいて、ｑ軸インダクタンスＬｑを推定し、さらに、可変漏れ磁束モータ１１０の回転数を取得する。そして、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*と、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*と、回転数と、推定したｑ軸インダクタンスＬｑと、ｄ軸インダクタンスＬｄの前回推定値（Ｎ−１）と、に基づいてｄ軸インダクタンスＬｄを推定して、推定したｄ軸インダクタンスＬｄに応じてｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とに応じたｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄを、インバータ１０９から固定子巻線２０８に供給する。 As described above, in the current control device 100 for a variable magnetic flux type rotating electrical machine according to the first embodiment, a magnetic flux generated from a permanent magnet constituting a certain magnetic pole is short-circuited as a leakage flux to the magnetic pole side constituted by another adjacent permanent magnet. The current of the variable magnetic flux rotating electrical machine is configured so that the leakage flux amount changes by 10% or more and the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq change according to the current supplied from the inverter to the stator winding. A current control apparatus 100 that realizes a control method, which includes an inverter 109 based on a q-axis current command value Iq * for causing the inverter to generate a current to be supplied to the stator winding 208 and a q-axis PI control gain. calculates a q-axis voltage command value Vq * to be given to a d-axis current command value Id * for generating the inverter 109 the current supplied to the stator windings 208, d A PI control gain to calculate a d-axis voltage command value Vd * to be supplied to the inverter 109 based on, on the basis of the q-axis current command value Iq *, the estimated q-axis inductance Lq, further variable leakage magnetic flux motor 110 Get the number of revolutions. Then, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * , the d-axis voltage command value Vd * , the rotation speed, the estimated q-axis inductance Lq, and the previous estimated value of the d-axis inductance Ld (N -1), the d-axis inductance Ld is estimated, the d-axis PI control gain is adjusted according to the estimated d-axis inductance Ld, and the q-axis voltage command value Vq * and the d-axis voltage command value Vd * are adjusted . Q-axis current Iq and d-axis current Id corresponding to the above are supplied from the inverter 109 to the stator winding 208.
これにより、磁石磁束とインダクタンスとが変化する可変漏れ磁束モータ１１０のｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができるので、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値に基づいてＰＩ制御ゲインを調整することにより、制御安定性が向上し、幅広い運転領域においてモータ１１０の効率を向上させることができる。 Thereby, since the d-axis inductance Ld of the variable leakage magnetic flux motor 110 in which the magnetic flux and the inductance change can be estimated, the control stability can be controlled by adjusting the PI control gain based on the estimated value of the d-axis inductance Ld. Thus, the efficiency of the motor 110 can be improved in a wide range of operation.
また、第１実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置１００によれば、ｑ軸インダクタンスＬｑは、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を予め記憶させたマップを用いて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*及びｄ軸電流指令値Ｉｄ*から推定される。これにより、ｑ軸インダクタンスＬｑを精度よく推定することができる。 Further, according to the current control device 100 for the variable magnetic flux rotating electrical machine of the first embodiment, the q-axis inductance Lq stores the relationship between the d-axis current Id, the q-axis current Iq, and the q-axis inductance Lq in advance. It is estimated from the q-axis current command value Iq * and the d-axis current command value Id * using a map. Thereby, the q-axis inductance Lq can be estimated with high accuracy.
［第２実施形態］
第２実施形態の電流制御装置２００は、ｑ軸インダクタンスＬｑの推定方法が第１実施形態と主に異なる。
[Second Embodiment]
The current control device 200 of the second embodiment is mainly different from the first embodiment in the method of estimating the q-axis inductance Lq.
図４は、第２実施形態の電流制御装置２００の構成を示す制御ブロック図である。なお、第１実施形態と同様の構成部分は同じ符号を付して説明を省略する。 FIG. 4 is a control block diagram showing the configuration of the current control device 200 of the second embodiment. Note that the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.
図４に示すように、本実施形態のｑ軸インダクタンス推定器２２３には、第１実施形態とは異なりｄ軸電流指令値Ｉｄ*（Ｎ）は入力されず、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*（Ｎ）からｑ軸インダクタンスＬｑを推定する。 As shown in FIG. 4, unlike the first embodiment, the d-axis current command value Id * (N) is not input to the q-axis inductance estimator 223 of this embodiment, and the q-axis current command value Iq * ( N) to estimate the q-axis inductance Lq.
具体的には、ｑ軸インダクタンス推定器２２３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ*（Ｎ）に基づいて、予め定めたｑ軸インダクタンスＬｑの最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとの間を補間する補間式を用いて、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。当該補間式には、最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとを係数とする線形もしくは非線形な関数で構成され、図５、６で例示される複数パターンのうちのいずれかが用いられる。 Specifically, the q-axis inductance estimator 223 interpolates between a predetermined maximum value Lq_max and minimum value Lq_min of the q-axis inductance Lq based on the q-axis current command value iq * (N). Is used to calculate the q-axis inductance Lq. The interpolation formula is composed of a linear or non-linear function having a maximum value Lq_max and a minimum value Lq_min as coefficients, and any one of a plurality of patterns illustrated in FIGS. 5 and 6 is used.
図５は、ｑ軸インダクタンスＬｑを、その最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとを線形補間することによって演算する方法を説明する図である。図５で示すとおり、線形補間では、最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとの２点を直線で結ぶｑ軸電流Ｉｑの一次関数に基づいて、ｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。これにより、第１実施形態のｑ軸インダクタンス推定器１０３のようにマップを格納しておく必要がないので、電流制御装置２００が備えるメモリの使用量を低減することができる。 FIG. 5 is a diagram for explaining a method of calculating the q-axis inductance Lq by linearly interpolating the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. As shown in FIG. 5, in the linear interpolation, the q-axis inductance Lq is calculated based on a linear function of a q-axis current Iq that connects two points of the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min with a straight line. Thereby, since it is not necessary to store a map unlike the q-axis inductance estimator 103 of the first embodiment, the amount of memory used in the current control device 200 can be reduced.
図６（ａ）、（ｂ）は、ｑ軸インダクタンスＬｑを、その最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとを非線形に補間することによって演算する方法を説明する図である。図６（ａ）、（ｂ）で示すように、非線形補間では、最大値Ｌｑ_ｍａｘと最小値Ｌｑ_ｍｉｎとの２点を結ぶｑ軸電流Ｉｑの非線形な関数に基づいて、ｑ軸インダクタンスＬｑが算出される。なお、図６（ａ）、（ｂ）で示す非線形の補間式は例示であって、制御対象のモータ特性に応じて事前に調整される。これにより、第１実施形態のｑ軸インダクタンス推定器１０３のようにマップを格納するのに比べて、電流制御装置２００が備えるメモリの使用量を低減することができる。 6A and 6B are diagrams for explaining a method of calculating the q-axis inductance Lq by nonlinearly interpolating the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. As shown in FIGS. 6A and 6B, in the non-linear interpolation, the q-axis inductance Lq is calculated based on a non-linear function of the q-axis current Iq connecting the two points of the maximum value Lq_max and the minimum value Lq_min. The Note that the nonlinear interpolation equations shown in FIGS. 6A and 6B are examples, and are adjusted in advance according to the motor characteristics to be controlled. Thereby, compared with storing a map like the q-axis inductance estimator 103 of 1st Embodiment, the usage-amount of the memory with which the current control apparatus 200 is provided can be reduced.
以上、第２実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置２００によれば、ｑ軸インダクタンスＬｑは、予め定めたｑ軸インダクタンスＬｑの最大値と最小値との間を補間する補間式を用いて、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*から推定される。当該補間は、線形、あるいは非線形な補間である。これにより、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、ｑ軸インダクタンスＬｑとの関係を記憶させたマップを用意する必要がなくなるので、電流制御装置２００が利用するメモリの使用量を低減することができる。 As described above, according to the current control device 200 for the variable magnetic flux rotating electric machine according to the second embodiment, the q-axis inductance Lq uses the interpolation formula for interpolating between the predetermined maximum value and minimum value of the q-axis inductance Lq. Thus, it is estimated from the q-axis current command value Iq * . The interpolation is linear or non-linear interpolation. This eliminates the need to prepare a map that stores the relationship between the d-axis current Id and the q-axis current Iq and the q-axis inductance Lq, thereby reducing the amount of memory used by the current control device 200. it can.
［第３実施形態］
第３実施形態の電流制御装置３００は、ｄ軸インダクタンスＬｄを推定する際の最初の制御タイミング時に、初期値としての固定値Ｌｄ（０）が設定された下記式（２）を使用する点に特徴がある。初期値として設定される固定値Ｌｄ（０）は、制御対象モータの特性に応じて事前に取得した値を使用する。
[Third Embodiment]
The current control device 300 according to the third embodiment uses the following formula (2) in which a fixed value Ld (0) as an initial value is set at the first control timing when the d-axis inductance Ld is estimated. There are features. As the fixed value Ld (0) set as the initial value, a value acquired in advance according to the characteristics of the controlled motor is used.
なお、ここでの最初の制御タイミングとは、車両が起動した後の最初の制御タイミングであって、車両の制御システムが起動して、モータ１１０が備える固定子巻線２０８に電流が最初に通電された時の制御タイミングのことをいう。 Here, the first control timing is the first control timing after the vehicle is started. When the vehicle control system is started, current is first supplied to the stator winding 208 of the motor 110. It means the control timing at the time of being performed.
また、その後の電流制御において推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期値にリセットする際にも、上記の固定値Ｌｄ（０）を用いて、Ｌｄ（Ｎ）＝Ｌｄ（０）に設定する。なお、電流制御において推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期値にリセットすることを、以下では初期化シーケンスと呼ぶ。 Further, when resetting the d-axis inductance Ld estimated in the subsequent current control to the initial value, Ld (N) = Ld (0) is set using the fixed value Ld (0). Note that resetting the d-axis inductance Ld estimated in the current control to an initial value is hereinafter referred to as an initialization sequence.
これにより、ｄ軸インダクタンスと磁石磁束とが双方とも変化するモータにおいて、ｄ軸インダクタンスＬｄを車両システムの起動時から精度よく推定することが可能となるので、モータ１１０のモード効率をより向上させることができる。 This makes it possible to accurately estimate the d-axis inductance Ld from the start of the vehicle system in a motor in which both the d-axis inductance and the magnet magnetic flux change, thereby further improving the mode efficiency of the motor 110. Can do.
また、マップ等を参照して演算するのではなく、事前に取得した固定値Ｌｄ（０）を使用するので、電流制御装置３００が備えるメモリ使用量を低減することができる。 In addition, since the fixed value Ld (0) acquired in advance is used instead of calculating with reference to a map or the like, the memory usage of the current control device 300 can be reduced.
以上、第３実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置３００によれば、ｄ軸インダクタンスＬｄの初期値として、予め定めた固定値Ｌｄ（０）を使用する。これにより、磁石磁束とインダクタンスの双方が変化するモータにおいて、車両システムの起動時からｄ軸インダクタンスＬｄを精度よく推定することができる。 As described above, according to the current control device 300 for the variable magnetic flux rotating electrical machine of the third embodiment, the predetermined fixed value Ld (0) is used as the initial value of the d-axis inductance Ld. Thereby, in the motor in which both the magnet magnetic flux and the inductance change, the d-axis inductance Ld can be accurately estimated from the time of starting the vehicle system.
また、第３実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置３００によれば、推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄの値を固定値Ｌｄ（０）に設定する。これにより、磁石磁束とインダクタンスの双方が変化するモータにおいて、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。 Further, according to the current control device 300 for the variable magnetic flux rotating electrical machine of the third embodiment, when executing the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance Ld, the value of the estimated d-axis inductance Ld is fixed. Set to the value Ld (0). Thereby, in the motor in which both the magnet magnetic flux and the inductance change, the d-axis inductance Ld can be estimated with higher accuracy.
［第４実施形態］
第４実施形態の電流制御装置４００は、電流制御中において初期値Ｌｄ（０）を演算する点が、第３実施形態と異なる。以下、その演算方法について図等を参照して説明する。
[Fourth Embodiment]
The current control device 400 of the fourth embodiment differs from the third embodiment in that the initial value Ld (0) is calculated during current control. Hereinafter, the calculation method will be described with reference to the drawings.
図７、８は、モータ１１０において、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時のｑ軸電流Ｉｑとｄ軸磁束λｄとの関係を示す図である。図中の点線が、本発明の制御対象であるモータ１１０においての、ｑ軸電流Ｉｑに対するｄ軸磁束λｄを示す。図中の実線は、本発明の対象外の通常のモータ特性であり、ｑ軸電流Ｉｑに対して変化しないｄ軸磁束λｄを示す。すなわち、モータ１１０は、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、磁石磁束Ψａが略１０％以上変化する。言い換えると、モータ１１０は、ｄ軸電流Ｉｄが略０の時に、ｑ軸電流Ｉｑによって、漏れ磁束量（短絡磁束量）が略１０％以上変化する。 7 and 8 are diagrams illustrating the relationship between the q-axis current Iq and the d-axis magnetic flux λd when the d-axis current Id is substantially 0 in the motor 110. The dotted line in the figure indicates the d-axis magnetic flux λd with respect to the q-axis current Iq in the motor 110 that is the control target of the present invention. The solid line in the figure is a normal motor characteristic that is not the subject of the present invention, and indicates a d-axis magnetic flux λd that does not change with respect to the q-axis current Iq. That is, in the motor 110, when the d-axis current Id is approximately 0, the magnet magnetic flux Ψa changes by approximately 10% or more by the q-axis current Iq. In other words, when the d-axis current Id is substantially 0, the motor 110 changes the leakage magnetic flux amount (short-circuit magnetic flux amount) by approximately 10% or more by the q-axis current Iq.
本実施形態における初期値Ｌｄ（０）の演算は、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｄが略０の時に実施される。より具体的には、車両の停車中等のｑ軸電流Ｉｑが略０の時（図７の丸で囲む領域）、或いは、ｑ軸電流Ｉｑが最大値付近の時（図８の丸で囲む領域）に、少なくとも固定子巻線に発生する誘起電圧を算出できる程度の微小電流Ｉｄ１（第１のｄ軸電流）、Ｉｄ２（第２のｄ軸電流）を固定子巻線にパルスで２回流し、その時々の誘起電圧を取得する。そして、取得した誘起電圧に基づいて、ｄ軸磁束λｄ１、λｄ２を求めると、以下式（３）のように表すことができる。なお、誘起電圧は、計測器により計測しても良いし、公知の方法により算出しても良い。 The calculation of the initial value Ld (0) in the present embodiment is performed when the rate of change of magnetic flux dψa / dId with respect to the q-axis current Iq is substantially zero. More specifically, when the q-axis current Iq is approximately 0 (a region surrounded by a circle in FIG. 7) when the vehicle is stopped, or when the q-axis current Iq is near the maximum value (a region surrounded by a circle in FIG. 8). ), At least a minute current Id1 (first d-axis current) and Id2 (second d-axis current) that can be used to calculate the induced voltage generated in the stator winding are pulsed twice through the stator winding. Get the occasional induced voltage. Then, when the d-axis magnetic fluxes λd1 and λd2 are obtained based on the acquired induced voltage, they can be expressed as the following formula (3). The induced voltage may be measured by a measuring instrument or may be calculated by a known method.
この時、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束Ψａの変化率ｄΨａ／ｄＩｑは略０なので、磁石磁束Ψａは一定値とみなせる。したがって、式（３）より、ｄ軸インダクタンスＬｄを算出することができる。そして、算出したｄ軸インダクタンスＬｄが初期値Ｌｄ（０）に設定される。また、本実施形態においては、初期化シーケンスの実行時にも、ｄ軸インダクタンスＬｄ（Ｎ）に、式（３）に基づき算出されたｄ軸インダクタンスＬｄが初期値Ｌｄ（０）として設定される。これにより、ｄ軸インダクタンスと磁石磁束とが双方とも変化するモータにおいて、ｄ軸インダクタンスＬｄをより精度よく推定することができ、モータ１１０のモード効率をより向上させることができる。 At this time, since the rate of change dΨa / dIq of the magnetic flux Ψa with respect to the q-axis current Iq is substantially 0, the magnetic flux Ψa can be regarded as a constant value. Therefore, the d-axis inductance Ld can be calculated from Equation (3). Then, the calculated d-axis inductance Ld is set to the initial value Ld (0). In the present embodiment, the d-axis inductance Ld calculated based on Expression (3) is set as the initial value Ld (0) in the d-axis inductance Ld (N) even when the initialization sequence is executed. Thereby, in a motor in which both the d-axis inductance and the magnet magnetic flux change, the d-axis inductance Ld can be estimated with higher accuracy, and the mode efficiency of the motor 110 can be further improved.
なお、図７、図８で示したｑ軸電流Ｉｑとｄ軸磁束λｄとの関係に電流の位相は考慮されていないが、モータの特性によっては電流位相も影響するので、電流位相を考慮してｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｄを算出してもよい。 Although the current phase is not considered in the relationship between the q-axis current Iq and the d-axis magnetic flux λd shown in FIGS. 7 and 8, the current phase is also affected depending on the characteristics of the motor. The rate of change of magnetic flux dΨa / dId with respect to the q-axis current Iq may be calculated.
以上、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００は、固定子巻線２０８に発生する誘起電圧を計測または算出し、推定したｄ軸インダクタンスＬｄを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、誘起電圧から求められる磁石磁束に基づいて算出された値を初期値として設定する。これにより、モータ１１０の運転中に初期値が算出されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。 As described above, the current control device 400 for the variable magnetic flux rotating electric machine according to the fourth embodiment measures or calculates the induced voltage generated in the stator winding 208 and executes the initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance Ld. In doing so, a value calculated based on the magnetic flux obtained from the induced voltage is set as an initial value. Thereby, since the initial value is calculated during the operation of the motor 110, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
また、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００は、可変磁束型回転電機が、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄψａ／ｄＩｑが略０となる動作域において動作する際に、初期化シーケンスを実行する。これにより、モータ１１０の運転中において適切なタイミングで初期化が実行されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定し続けることができる。 In addition, the current control device 400 for the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to the fourth embodiment operates when the variable magnetic flux type rotating electrical machine operates in an operating range where the rate of change of magnetic flux dψa / dIq with respect to the q-axis current Iq is substantially zero. Then, the initialization sequence is executed. As a result, initialization is executed at an appropriate timing during operation of the motor 110, so that the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
また、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００によれば、初期化シーケンスでは、ｑ軸電流が略０のときに、第１のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ１と、第２のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ２とに基づいて算出された値を、初期値として設定する。これにより、モータ１１０の運転中において初期値が算出されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。 Further, according to the current control device 400 for the variable magnetic flux rotating electric machine of the fourth embodiment, in the initialization sequence, when the q-axis current is substantially 0, the first d-axis current is passed through the stator winding 208. A value calculated based on the calculated d-axis magnetic flux λd1 and the d-axis magnetic flux λd2 calculated by passing the second d-axis current through the stator winding 208 is set as an initial value. Thereby, since the initial value is calculated during the operation of the motor 110, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
あるいは、第４実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置４００によれば、初期化シーケンスでは、ｑ軸電流が略最大値のときに、第１のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ１と、第２のｄ軸電流を固定子巻線２０８に流すことにより算出されたｄ軸磁束λｄ２とに基づいて算出された値を、初期値として設定する。これにより、モータ１１０の運転中において初期値が算出されるので、より精度よくｄ軸インダクタンスＬｄを推定することができる。 Alternatively, according to the current control device 400 for the variable magnetic flux rotating electrical machine of the fourth embodiment, in the initialization sequence, the first d-axis current is supplied to the stator winding 208 when the q-axis current is substantially the maximum value. A value calculated based on the d-axis magnetic flux λd1 calculated by flowing and the d-axis magnetic flux λd2 calculated by flowing the second d-axis current to the stator winding 208 is set as an initial value. . Thereby, since the initial value is calculated during the operation of the motor 110, the d-axis inductance Ld can be estimated more accurately.
［第５実施形態］
第５実施形態の電流制御装置５００は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄと、当該ｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて算出したｄ軸ＰＩ制御ゲインとに上下限の制限を設ける点が上述した各実施形態とは異なる。以下、図等を参照して説明する。
[Fifth Embodiment]
The current control device 500 of the fifth embodiment is different from the above-described embodiments in that upper and lower limits are provided for the estimated d-axis inductance Ld and the d-axis PI control gain calculated based on the d-axis inductance Ld. Is different. Hereinafter, description will be given with reference to the drawings.
図９は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄの上限値を説明する図である。ｄ軸インダクタンスＬｄの上限値Ｌｄ_ｍａｘは、モータ特性に応じて予め設定される。そして、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上限値Ｌｄ_ｍａｘを超える場合は、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値をＬｄ_ｍａｘに設定する。言い換えると、Ｌｄ≧Ｌｄ_ｍａｘの時は、Ｌｄ＝Ｌｄ_ｍａｘとする。 FIG. 9 is a diagram illustrating the estimated upper limit value of the d-axis inductance Ld. The upper limit value Ld_max of the d-axis inductance Ld is set in advance according to the motor characteristics. If the estimated d-axis inductance Ld exceeds the upper limit value Ld_max, the estimated value of the d-axis inductance Ld is set to Ld_max. In other words, when Ld ≧ Ld_max, Ld = Ld_max.
図１０は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄの下限値を説明する図である。ｄ軸インダクタンスＬｄの下限値Ｌｄ_ｍｉｎは、モータ特性に応じて予め設定される。そして、推定したｄ軸インダクタンスが下限値Ｌｄ_ｍｉｎ以下になると、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値をＬｄ_ｍｉｎに設定する。言い換えると、Ｌｄ≦Ｌｄ_ｍｉｎの時は、Ｌｄ＝Ｌｄ_ｍｉｎとする。 FIG. 10 is a diagram illustrating a lower limit value of the estimated d-axis inductance Ld. The lower limit value Ld_min of the d-axis inductance Ld is set in advance according to the motor characteristics. Then, when the estimated d-axis inductance is equal to or lower than the lower limit value Ld_min, the estimated value of the d-axis inductance Ld is set to Ld_min. In other words, when Ld ≦ Ld_min, Ld = Ld_min.
このように、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値に制限を設けることによって、ｄ軸ＰＩ制御ゲインとの関係において、電流制御が発散することを防ぐことができる。 As described above, by limiting the estimated value of the d-axis inductance Ld, it is possible to prevent the current control from diverging in relation to the d-axis PI control gain.
ここで、ｄ軸インダクタンスＬｄの値が小さくなると、電流の変化率が大きくなるので、制御が特に発散しやすくなる。そこで、ｄ軸インダクタンスＬｄが、Ｌｄ＝Ｌｄ_ｍｉｎとなった場合でも、制御が発散しないゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘを事前に設定する。 Here, when the value of the d-axis inductance Ld becomes small, the rate of change of current becomes large, so that control becomes particularly easy to diverge. Therefore, even when the d-axis inductance Ld becomes Ld = Ld_min, a gain maximum value Gain_max at which control does not diverge is set in advance.
図１１は、ｄ軸ＰＩ制御ゲインの最大値を説明する図である。ｄ軸ＰＩ制御ゲインがゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘ以上になると、ｄ軸ＰＩ制御ゲインをＧａｉｎ_ｍａｘに設定する。言い換えると、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン≧Ｇａｉｎ_ｍａｘの時は、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン＝Ｇａｉｎ_ｍａｘとする。これにより、推定したｄ軸インダクタンスＬｄがどんなに小さな値になったとしても、制御が発散するのを回避することができる。 FIG. 11 is a diagram for explaining the maximum value of the d-axis PI control gain. When the d-axis PI control gain becomes equal to or greater than the gain maximum value Gain_max, the d-axis PI control gain is set to Gain_max. In other words, when d-axis PI control gain ≧ Gain_max, d-axis PI control gain = Gain_max. As a result, even if the estimated d-axis inductance Ld becomes a small value, the control can be prevented from diverging.
また、本実施形態の電流制御装置５００では、上述したように推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値になった場合には、次に初期化可能なタイミングで初期化シーケンスを実行する。例えば、第３実施形態で説明したように事前に取得した初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値になった後、モータ１１０が停止したタイミングで実行する。また、第４実施形態で説明したように電流制御中に算出された初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値になった後、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０になったタイミング（図７、８参照）で実行する。 Further, in the current control device 500 of the present embodiment, when the d-axis inductance Ld estimated as described above reaches the upper and lower limit values, the initialization sequence is executed at a timing that can be initialized next. For example, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) acquired in advance as described in the third embodiment, after the estimated d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values, the motor Executed when 110 stops. Further, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) calculated during the current control as described in the fourth embodiment, the estimated d-axis inductance Ld becomes the upper and lower limit values. Thereafter, the process is executed at the timing (see FIGS. 7 and 8) when the rate of change dΨa / dIq of the magnetic flux with respect to the q-axis current Iq becomes substantially zero.
図１２は、初期化シーケンスのフローを説明するフローチャートである。当該フローは、電流制御装置５００の各構成が備わるコントローラが、車両システムが起動している間、所定の間隔で繰り返し実行するようにプログラムされている。 FIG. 12 is a flowchart for explaining the flow of the initialization sequence. The flow is programmed so that a controller provided with each component of the current control device 500 is repeatedly executed at predetermined intervals while the vehicle system is activated.
ステップＳ１１０１では、ｄ軸インダクタンスＬｄが推定される。 In step S1101, the d-axis inductance Ld is estimated.
ステップＳ１１０２では、ステップＳ１１０１にて推定されたｄ軸インダクタンスが、上下限値に達しているか否かを判定する。ｄ軸インダクタンスが上限値Ｌｄ_ｍａｘ、または、下限値Ｌｄ_ｍｉｎであると判定されると、初期化フラグをＯＮに設定するためにステップＳ１１０３の処理が実行される。ｄ軸インダクタンスが上限値Ｌｄ_ｍａｘ、または、下限値Ｌｄ_ｍｉｎではないと判定された場合は、初期化フラグの状態を判定するために続くステップＳ１１０４の処理を実行する。 In step S1102, it is determined whether or not the d-axis inductance estimated in step S1101 has reached the upper and lower limit values. If it is determined that the d-axis inductance is the upper limit value Ld_max or the lower limit value Ld_min, the process of step S1103 is executed to set the initialization flag to ON. When it is determined that the d-axis inductance is not the upper limit value Ld_max or the lower limit value Ld_min, the process of the subsequent step S1104 is executed to determine the state of the initialization flag.
ステップＳ１１０３では、ｄ軸インダクタンスＬｄの推定値の初期化が必要であることを示す初期化フラグをＯＮに設定する。そして、現フロー中において初期化シーケンスを実行可能であるかを判定するために続くステップＳ１１０５の処理を実行する。 In step S1103, an initialization flag indicating that the estimated value of the d-axis inductance Ld needs to be initialized is set to ON. Then, the process of the subsequent step S1105 is executed to determine whether or not the initialization sequence can be executed in the current flow.
ステップＳ１１０４では、前回までのフローにおいて初期化フラグがＯＮに設定されているか否かを判定する。ｄ軸インダクタンスＬｄが一度でも上下限値に達した場合は、推定誤差が大きくなっている可能性があり、値が信用できないので、初期化を行う必要がある。したがって、前回フローにおいてｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値に達していても、初期化シーケンスが実行されていなければ、初期化が実行されるまで初期化フラグがＯＮの状態が維持される。初期化フラグがＯＮに設定されていれば、現フローにおいて初期化シーケンスを実行可能であるかを判定するために続くステップＳ１１０５の処理を実行する。初期化フラグがＯＮに設定されていなければ、本タイミングに係る初期化シーケンス実行フローを終了する。 In step S1104, it is determined whether the initialization flag is set to ON in the flow up to the previous time. If the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values even once, the estimation error may be large and the value cannot be trusted, so initialization is necessary. Therefore, even if the d-axis inductance Ld has reached the upper and lower limit values in the previous flow, if the initialization sequence is not executed, the initialization flag is kept on until the initialization is executed. If the initialization flag is set to ON, the process of the subsequent step S1105 is executed to determine whether or not the initialization sequence can be executed in the current flow. If the initialization flag is not set to ON, the initialization sequence execution flow related to this timing is terminated.
ステップＳ１１０５では、初期化シーケンスを実行可能なタイミングか否かが判定される。上述したように、事前に取得した初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、モータ１１０が停止したか否かが判定される。電流制御中に算出された初期値Ｌｄ（０）を用いて初期化シーケンスを実行する場合には、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０であるか否かが判定される。モータ１１０が停止した、あるいは、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０であると判定された場合には、初期化シーケンスを実行するステップＳ１１０６の処理が実行される。 In step S1105, it is determined whether it is a timing at which the initialization sequence can be executed. As described above, when the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) acquired in advance, it is determined whether or not the motor 110 has stopped. When the initialization sequence is executed using the initial value Ld (0) calculated during the current control, it is determined whether or not the change rate dΨa / dIq of the magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is substantially zero. The When it is determined that the motor 110 has stopped or the change rate dΨa / dIq of the magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is substantially 0, the process of step S1106 for executing the initialization sequence is executed.
モータ１１０が停止した、あるいは、ｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｄが略０であると判定されなかった場合には、現フローは初期化シーケンスを実行するタイミングではないので、本タイミングに係る初期化シーケンス実行フローを終了する。 If the motor 110 is stopped or the change rate dΨa / dId of the magnetic flux with respect to the q-axis current Iq is not determined to be substantially 0, the current flow is not the timing for executing the initialization sequence. The initialization sequence execution flow related to timing ends.
ステップＳ１１０６では、前ステップにおいて初期化可能なタイミングであると判定されたので、初期化シーケンスが実行される。初期化シーケンスが実行された後は、続くステップＳ１１０７の処理において初期化フラグがＯＦＦに設定され、ステップＳ１１０１の処理に戻って再びｄ軸インダクタンスＬｄが推定される。車両の制御システムが起動する間、以上のフローが繰り返されることで、ｄ軸インダクタンスＬｄを監視して、ｄ軸インダクタンスＬｄが上下限値に達した場合には初期化が実行されるので、推定されたｄ軸インダクタンスＬｄの精度が担保される。この結果、制御の発散を防ぐことができ、電流制御性が安定するので、モード効率を向上させることができる。 In step S1106, since it is determined that the timing is that initialization is possible in the previous step, an initialization sequence is executed. After the initialization sequence is executed, the initialization flag is set to OFF in the subsequent process of step S1107, and the process returns to the process of step S1101 to estimate the d-axis inductance Ld again. Since the above flow is repeated while the vehicle control system is activated, the d-axis inductance Ld is monitored, and initialization is executed when the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values. The accuracy of the d-axis inductance Ld thus obtained is ensured. As a result, divergence of control can be prevented and current controllability is stabilized, so that mode efficiency can be improved.
以上、第５実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置５００は、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが予め定めたｄ軸インダクタンス上限値Ｌｄ_ｍａｘ以上の場合は、ｄ軸インダクタンスＬｄをｄ軸インダクタンス上限値Ｌｄ_ｍａｘに設定し、推定したｄ軸インダクタンスＬｄが予め定めたｄ軸インダクタンス下限値Ｌｄ_ｍｉｎ以下の場合は、ｄ軸インダクタンスＬｄをｄ軸インダクタンス下限値Ｌｄ_ｍｉｎに設定する。これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄに上下限の制限が設けられるので、電流制御が発散するのを防止することができる。 As described above, when the estimated d-axis inductance Ld is greater than or equal to the predetermined d-axis inductance upper limit value Ld_max, the current control device 500 for the variable magnetic flux rotating electric machine according to the fifth embodiment uses the d-axis inductance Ld as the d-axis inductance upper limit value. When the estimated d-axis inductance Ld is equal to or less than a predetermined d-axis inductance lower limit value Ld_min, the d-axis inductance Ld is set to the d-axis inductance lower limit value Ld_min. Thereby, since the upper and lower limit is provided for the d-axis inductance Ld, it is possible to prevent the current control from diverging.
また、第５実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置５００は、推定したｄ軸ＰＩ制御ゲインが、ｄ軸インダクタンスＬｄがｄ軸インダクタンス下限値Ｌｄ_ｍｉｎの場合でも電流制御が発散しない最大のゲインを予め定めたゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘ以上の場合は、ｄ軸ＰＩ制御ゲインをゲイン最大値Ｇａｉｎ_ｍａｘに設定する、これにより、ｄ軸インダクタンスＬｄがどのような値になっても電流制御の発散を抑えることができるので、電流制御性をより安定させることができる。 Further, the current control device 500 for the variable magnetic flux rotating electric machine according to the fifth embodiment has the estimated d-axis PI control gain that is the maximum gain at which current control does not diverge even when the d-axis inductance Ld is the d-axis inductance lower limit Ld_min. Is equal to or greater than the predetermined gain maximum value Gain_max, the d-axis PI control gain is set to the maximum gain value Gain_max, thereby suppressing the divergence of the current control regardless of the value of the d-axis inductance Ld. Therefore, current controllability can be further stabilized.
また、第５実施形態の可変磁束型回転電機の電流制御装置５００は、ｄ軸インダクタンスＬｄがｄ軸インダクタンス上限値Ｌｄ_ｍａｘ以上、もしくは、ｄ軸インダクタンスＬｄがｄ軸インダクタンス下限値以下になった場合は、その後最初にｑ軸電流Ｉｑに対する磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０となった時に、初期化シーケンスを実行する。このように、ｄ軸インダクタンスＬｄが上下限制限値に達した場合に、初期化可能な次のタイミングで初期化シーケンスが実行されることにより、ＰＩ制御における積分計算で加算されている誤差がリセットされるので、ｄ軸インダクタンスＬｄを精度よく推定し続けることができる。 In the current control device 500 for the variable magnetic flux rotating electric machine according to the fifth embodiment, when the d-axis inductance Ld is not less than the d-axis inductance upper limit value Ld_max or the d-axis inductance Ld is not more than the d-axis inductance lower limit value. After that, when the rate of change of magnetic flux dψa / dIq with respect to the q-axis current Iq becomes first zero, the initialization sequence is executed. As described above, when the d-axis inductance Ld reaches the upper and lower limit values, the initialization sequence is executed at the next timing that can be initialized, thereby resetting the error added in the integral calculation in the PI control. Therefore, the d-axis inductance Ld can be continuously estimated with high accuracy.
本発明は、上述した一実施形態に限定されることはない。例えば、各実施形態で説明した構成は、矛盾が生じない範囲で適宜組み合わされてもよい。 The present invention is not limited to the above-described embodiment. For example, the configurations described in the embodiments may be combined as appropriate within a range where no contradiction occurs.
１０１…ｑ軸ＰＩ制御部（ｑ軸ＰＩ制御器）
１０２…ｄ軸ＰＩ制御部（ｄ軸ＰＩ制御器）
１０３…Ｌｑ推定部（ｑ軸インダクタンス推定器）
１０４…Ｌｄ推定部（ｄ軸インダクタンス推定器）
１０６…ｄ軸ＰＩ制御ゲイン調整部（ｄ軸ゲイン調整器）
１０８…回転数取得部（回転数推定器）
１０９…インバータ
101 ... q-axis PI controller (q-axis PI controller)
102 ... d-axis PI controller (d-axis PI controller)
103 ... Lq estimator (q-axis inductance estimator)
104 ... Ld estimator (d-axis inductance estimator)
106 ... d-axis PI control gain adjustment unit (d-axis gain adjuster)
108... Revolution acquisition unit (revolution estimator)
109: Inverter
Claims (15)
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｑ軸電流指令値と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｑ軸電圧指令値を算出し、
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｄ軸電流指令値と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｄ軸電圧指令値を算出し、
前記ｑ軸電流指令値に基づいて、前記ｑ軸インダクタンスを推定し、
前記可変磁束型回転電機の回転数を取得し、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値と、前記ｄ軸電圧指令値と、前記回転数と、推定した前記ｑ軸インダクタンスと、前記ｄ軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいて前記ｄ軸インダクタンスを推定し、
推定した前記ｄ軸インダクタンスに応じて前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整し、
前記ｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸電圧指令値とに応じたｑ軸電流及びｄ軸電流を、前記インバータから前記固定子巻線に供給する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 A magnetic flux generated from a permanent magnet constituting one magnetic pole is configured to be short-circuited as a leakage flux to a magnetic pole side constituted by another adjacent permanent magnet, and in accordance with the current supplied from the inverter to the stator winding In the current control method of the variable magnetic flux rotating electrical machine in which the amount of leakage magnetic flux changes by 10% or more and the d-axis inductance and the q-axis inductance change,
Calculating a q-axis voltage command value to be given to the inverter based on a q-axis current command value for causing the inverter to generate a current to be supplied to the stator winding and a q-axis PI control gain;
Calculating a d-axis voltage command value to be supplied to the inverter based on a d-axis current command value for causing the inverter to generate a current to be supplied to the stator winding and a d-axis PI control gain;
Based on the q-axis current command value, the q-axis inductance is estimated,
Obtaining the rotational speed of the variable magnetic flux rotating electrical machine;
Based on the d-axis current command value and the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previous estimated value of the d-axis inductance, estimating the d-axis inductance,
Adjusting the d-axis PI control gain according to the estimated d-axis inductance;
Supplying a q-axis current and a d-axis current according to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value from the inverter to the stator winding;
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記ｑ軸インダクタンスは、前記ｄ軸電流及びｑ軸電流と、前記ｑ軸インダクタンスとの関係を予め記憶させたマップを用いて、前記ｑ軸電流指令値及び前記ｄ軸電流指令値から推定される、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 1,
The q-axis inductance is estimated from the q-axis current command value and the d-axis current command value using a map in which the relationship between the d-axis current and the q-axis current and the q-axis inductance is stored in advance. ,
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記ｑ軸インダクタンスは、予め定めた前記ｑ軸インダクタンスの最大値と最小値との間を補間する補間式を用いて、前記ｑ軸電流指令値から推定される、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 1,
The q-axis inductance is estimated from the q-axis current command value using an interpolation formula that interpolates between a predetermined maximum value and minimum value of the q-axis inductance.
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記補間は線形補間である、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 3,
The interpolation is linear interpolation;
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記補間は非線形補間である、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 3,
The interpolation is non-linear interpolation;
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記ｄ軸インダクタンスの初期値として、予め定めた固定値を使用する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux rotating electric machine according to any one of claims 1 to 5,
A predetermined fixed value is used as an initial value of the d-axis inductance.
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
推定した前記ｄ軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、推定した前記ｄ軸インダクタンスの値を前記固定値に設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 6,
When executing an initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance, the estimated d-axis inductance value is set to the fixed value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記固定子巻線に発生する誘起電圧を計測または算出し、
推定した前記ｄ軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する際は、前記誘起電圧から求められる磁石磁束に基づいて算出されたｄ軸インダクタンス算出値を前記初期値として設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 6,
Measure or calculate the induced voltage generated in the stator winding,
When executing an initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance, a d-axis inductance calculated value calculated based on a magnet magnetic flux obtained from the induced voltage is set as the initial value.
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記可変磁束型回転電機が、前記ｑ軸電流に対する前記磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０となる動作域において動作する際に、前記初期化シーケンスを実行する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 8,
When the variable magnetic flux type rotating electrical machine operates in an operating range where the rate of change of magnetic flux dψa / dIq with respect to the q-axis current is substantially 0, the initialization sequence is executed.
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記初期化シーケンスでは、
前記ｑ軸電流が略０のときに、第１のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第１のｄ軸磁束と、第２のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第２のｄ軸磁束とに基づいて算出された前記ｄ軸インダクタンス算出値を、前記初期値として設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 9,
In the initialization sequence,
When the q-axis current is substantially 0, the first d-axis magnetic flux calculated by flowing the first d-axis current through the stator winding and the second d-axis current are supplied to the stator winding. Setting the d-axis inductance calculated value calculated based on the second d-axis magnetic flux calculated by flowing to the initial value as the initial value,
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記初期化シーケンスでは、
前記ｑ軸電流が略最大値のときに、第１のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第１のｄ軸磁束と、第２のｄ軸電流を前記固定子巻線に流すことにより算出された第２のｄ軸磁束とに基づいて算出された前記ｄ軸インダクタンス算出値を、前記初期値として設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 9,
In the initialization sequence,
When the q-axis current has a substantially maximum value, the first d-axis magnetic flux calculated by flowing the first d-axis current through the stator winding and the second d-axis current are output to the stator winding. The d-axis inductance calculated value calculated based on the second d-axis magnetic flux calculated by flowing through the wire is set as the initial value;
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
推定した前記ｄ軸インダクタンスが予め定めたｄ軸インダクタンス上限値以上の場合は、前記ｄ軸インダクタンスを前記ｄ軸インダクタンス上限値に設定し、
推定した前記ｄ軸インダクタンスが予め定めたｄ軸インダクタンス下限値以下の場合は、前記ｄ軸インダクタンスを前記ｄ軸インダクタンス下限値に設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 The current control method for a variable magnetic flux rotating electrical machine according to any one of claims 1 to 11,
If the estimated d-axis inductance is greater than or equal to a predetermined d-axis inductance upper limit value, the d-axis inductance is set to the d-axis inductance upper limit value,
If the estimated d-axis inductance is less than or equal to a predetermined d-axis inductance lower limit, the d-axis inductance is set to the d-axis inductance lower limit;
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
推定した前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインが、前記ｄ軸インダクタンスが前記ｄ軸インダクタンス下限値の場合でも電流制御が発散しない最大のゲインを予め定めたゲイン最大値以上の場合は、前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインを前記ゲイン最大値に設定する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 12,
When the estimated d-axis PI control gain is equal to or larger than a predetermined gain maximum value, the maximum gain at which current control does not diverge even when the d-axis inductance is the d-axis inductance lower limit value, the d-axis PI control gain To the maximum gain value,
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
推定した前記ｄ軸インダクタンスが前記ｄ軸インダクタンス上限値以上、もしくは、推定した前記ｄ軸インダクタンスが前記ｄ軸インダクタンス下限値以下になった場合は、その後最初に前記ｑ軸電流に対する前記磁石磁束の変化率ｄΨａ／ｄＩｑが略０となった時に、推定した前記ｄ軸インダクタンスを初期化する初期化シーケンスを実行する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御方法。 In the current control method of the variable magnetic flux type rotating electrical machine according to claim 12,
When the estimated d-axis inductance is equal to or higher than the d-axis inductance upper limit value or the estimated d-axis inductance is equal to or lower than the d-axis inductance lower limit value, the change in the magnetic flux with respect to the q-axis current is first changed. When the rate dΨa / dIq becomes approximately 0, an initialization sequence for initializing the estimated d-axis inductance is executed.
A current control method for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｑ軸電流指令値と、ｑ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｑ軸電圧指令値を算出するｑ軸ＰＩ制御部と、
前記固定子巻線に供給する電流を前記インバータに発生させるためのｄ軸電流指令値と、ｄ軸ＰＩ制御ゲインと、に基づいて前記インバータに与えるｄ軸電圧指令値を算出するｄ軸ＰＩ制御部と、
前記ｑ軸電流指令値に基づいて、前記ｑ軸インダクタンスを推定するＬｑ推定部と、
前記可変磁束型回転電機の回転数を取得する回転数取得部と、
前記ｄ軸電流指令値及び前記ｑ軸電流指令値と、前記ｄ軸電圧指令値と、前記回転数と、推定した前記ｑ軸インダクタンスと、前記ｄ軸インダクタンスの前回推定値と、に基づいて前記ｄ軸インダクタンスを推定するＬｄ推定部と、
推定した前記ｄ軸インダクタンスに応じて前記ｄ軸ＰＩ制御ゲインを調整するｄ軸ＰＩ制御ゲイン調整部と、を備え、
前記ｑ軸電圧指令値と前記ｄ軸電圧指令値とに応じたｑ軸電流及びｄ軸電流を、前記インバータから前記固定子巻線に供給する、
ことを特徴とする可変磁束型回転電機の電流制御装置。 A magnetic flux generated from a permanent magnet constituting one magnetic pole is configured to be short-circuited as a leakage flux to a magnetic pole side constituted by another adjacent permanent magnet, and in accordance with the current supplied from the inverter to the stator winding In the current control device for a variable magnetic flux type rotating electrical machine in which the amount of leakage magnetic flux changes by 10% or more and the d-axis inductance and the q-axis inductance change,
Q-axis PI control for calculating a q-axis voltage command value applied to the inverter based on a q-axis current command value for causing the inverter to generate a current to be supplied to the stator winding and a q-axis PI control gain. And
D-axis PI control for calculating a d-axis voltage command value to be given to the inverter based on a d-axis current command value for causing the inverter to generate a current to be supplied to the stator winding and a d-axis PI control gain. And
An Lq estimator for estimating the q-axis inductance based on the q-axis current command value;
A rotational speed acquisition unit for acquiring the rotational speed of the variable magnetic flux rotating electrical machine;
Based on the d-axis current command value and the q-axis current command value, the d-axis voltage command value, the rotation speed, the estimated q-axis inductance, and the previous estimated value of the d-axis inductance, an Ld estimator for estimating d-axis inductance;
A d-axis PI control gain adjustment unit that adjusts the d-axis PI control gain according to the estimated d-axis inductance,
Supplying a q-axis current and a d-axis current according to the q-axis voltage command value and the d-axis voltage command value from the inverter to the stator winding;
A current control device for a variable magnetic flux type rotating electrical machine.
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