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JP2017135509A - 送信装置、受信装置、及び通信システム - Google Patents

送信装置、受信装置、及び通信システム Download PDF

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JP2017135509A JP2016012692A JP2016012692A JP2017135509A JP 2017135509 A JP2017135509 A JP 2017135509A JP 2016012692 A JP2016012692 A JP 2016012692A JP 2016012692 A JP2016012692 A JP 2016012692A JP 2017135509 A JP2017135509 A JP 2017135509A
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正弘 村口
Masahiro Muraguchi
正弘 村口
未彩希 平林
Misaki Hirabayashi
未彩希 平林
良崇 山井
Yoshitaka Yamai
良崇 山井
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Abstract

【課題】周波数の利用効率を向上させることができる。
【解決手段】第１系統演算部１１及び第２系統演算部１２が、第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成するする。送信部３０４が、生成されたＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する。
【選択図】図４

Description

本発明は、送信装置、受信装置、及び通信システムに関する。
移動体通信、無線ＬＡＮ、地上デジタル放送などの爆発的な需要拡大により、電波伝搬特性が良好でシステム設計が容易な５ＧＨｚ以下の周波数帯は枯渇状態に陥っている。そのような状況から、無線システムでは周波数利用効率が高い通信方式である直交周波数分割多重（OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式の採用が進められている。今後、さらに周波数利用効率を高めるためには、ＯＦＤＭ信号の１次変調に２５６ＱＡＭなどの高次変調を用いることが唯一の手段であると考えられている。
しかし、例えば、元信号が１シンボル当たり６ｂｉｔである６４ＱＡＭ変調であった場合、この手段で周波数利用効率を２倍にするには１シンボル当たり１２ｂｉｔである４０９６ＱＡＭ変調が必要となる。６４ＱＡＭ変調から４０９６ＱＡＭ変調に変更した場合、同等の通信品質にするためには４０９６ＱＡＭ変調のＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）（通信品質のパラメータである符号誤り率を誤り訂正前で１×１０−４とした場合）を約１８ｄＢ高く設定する必要がある。これは通信距離でいうと１／８以下にすることに相当し、無線通信システムの設計を根本から変えることが必要なレベルである。
本発明は、上記の事情を鑑みてなされたもので、周波数利用効率を向上させることができる送信装置、受信装置、及び通信システムを提供することを目的とする。
上記の目的を達成するために本発明に係る送信装置は、送信データから、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する生成手段と、前記生成手段によって生成された前記ＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する送信手段と、を含んで構成されている。
本発明の送信装置によれば、生成手段によって、送信データから、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する。
そして、送信手段によって、生成手段によって生成されたＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する。
このように、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成することにより、周波数の利用効率を向上させることができる。
本発明の送信装置は、前記第１系統の搬送波と前記第２系統の搬送波との周波数差が、シンボル時間の逆数を表すシンボルレートの１／２倍の奇数倍となるように予め設定され、前記生成手段は、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第１系統の搬送波とを乗算して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送波とを乗算して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号を生成するようにすることができる。
また、本発明の送信装置において、前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第１系統の搬送波の周波数よりも高くなるように予め設定され、前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第２系統の搬送波の周波数よりも低くなるように予め設定されるようにすることができる。
本発明の受信装置は、上記の送信装置によって送信された前記送信信号を受信信号として受信する受信手段と、前記受信手段によって受信された前記受信信号をＡＤ（Analog-to-digital）変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する変換手段と、前記変換手段によって得られた前記デジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、前記シンボル時間毎に切り出し、前記第１系統の搬送波の周波数と前記第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、前記シンボル時間毎に切り出した前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離する分離手段と、を含むようにすることができる。
また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。
また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。
また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。
また、本発明の受信装置の前記分離手段は、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得るようにすることができる。
また、本発明の受信装置の前記分離手段によって得られた前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する直交復調手段と、前記直交復調手段によって生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、を更に含むようにすることができる。
また、本発明の受信装置は、平均化手段を更に含み、前記変換手段は、前記受信手段によって受信された前記受信信号のサンプリングによりＡＤ（Analog-to-digital）変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、フーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、前記受信信号をサンプリングすることにより前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、デジタルの前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、前記平均化手段は、シンボル毎に、前記フーリエ変換手段の各ポイントに対応する前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサンプリング点の値の平均値を算出し、前記フーリエ変換手段は、前記シンボル毎に、前記平均化手段によって得られた、前記フーリエ変換のポイントの各々について算出された前記ベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行うようにすることができる。
本発明の通信システムは、上記の送信装置と、上記の受信装置とを含むようにすることができる。
以上説明したように、本発明の送信装置及び通信システムによれば、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成することにより、周波数の利用効率を向上させることができる、という効果が得られる。
また、本発明の受信装置及び通信システムによれば、ＯＦＤＭ信号をシンボル時間毎に切り出し、第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出したＯＦＤＭ信号を、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭと第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離することにより、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとの間に三角関数における直交性がない場合であっても、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とを得ることができる、という効果が得られる。
本発明の実施の形態におけるサブキャリアの多重の一例を説明するための説明図である。 サブキャリアの多重と直交性との関係を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態の通信システムの構成例を示す図である。 本発明の第１の実施の形態の送信装置の概略構成の一例を示す図である。 本発明の実施の形態におけるサブキャリアの多重の一例を説明するための説明図である。 本発明の第１の実施の形態の受信装置の概略構成の一例を示す図である。 遅延回路を説明するための説明図である。 搬送波の周波数の周波数差を利用して信号を分離する原理を説明するための説明図である。 搬送波の周波数の比と出力される信号の振幅値との関係を説明するための説明図である。 送信装置及び受信装置が備える各部が出力する信号の一例を示す図である。 本発明の第２の実施の形態の受信装置の概略構成の一例を示す図である。 シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重前のスペクトラムの一例を示す図である。 シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重前のスペクトラムの拡大図の一例を示す図である。 シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重後のスペクトラムの一例を示す図である。 シミュレーションによって得られた分離後の第１系統のＯＦＤＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。 シミュレーションによって得られた分離後の第２系統のＯＦＤＭ信号のスペクトラムの一例を示す図である。 シミュレーションによって得られた分離後に復調した信号のコンスタレーションの一例を示す図である。 第２のシミュレーションによって得られた結果の一例を示す図である。 シミュレーションから得られた誤り率特性の測定結果の一例を示す図である。 本発明の実施の形態の送信装置の概略構成の一例を示す図である。
＜本発明の実施の形態の概要＞
無線システムでは、周波数利用効率が高い変調方式であるＯＦＤＭ方式の採用が優先的に進められている。このＯＦＤＭ方式は移動体通信、無線ＬＡＮ、地上デジタル放送で深刻な問題となるマルチパスフェージングに対する対策が容易であるという利点も備えていることから、現状では周波数利用効率と電気特性の両面からみてＯＦＤＭ方式を上回る対抗技術は存在しない。
信号理論から既存の無線方式の周波数利用効率を比較すると、ＯＦＤＭ方式が優れているというのは実用上での話であり、原理的にはシングルキャリア変調方式と同等である。受信側で正常な信号点配置（コンスタレーション）で復調するためには、シンボル時間をＴｓとすると、ベースバンド信号帯域では１／２Ｔｓ以上の信号帯域が必要である。理由は、信号点の移動がシンボル時間Ｔｓ以内に完了しなければ、正常なコンスタレーションを維持できないからである。
一方、現在使用されている無線システムの殆どはＩチャネルとＱチャネルの２つのデータを直交多重しているので、搬送波周波数帯ではＤＳＢ変調（両側波帯変調）となり、IチャネルとＱチャネルのデータが共に正常に復調されるに必要な必須帯域幅はベースバンド信号帯域の２倍の１／Ｔｓとなる。シングルキャリア変調方式とＯＦＤＭ方式の必須帯域幅とを比較すると、両者は等しくなる。しかし、シングルキャリア変調方式の信号を信号特性に影響を与えずに必須帯域のみを切り出すことができるフィルタは実現困難であり、実用的には２／Ｔｓの程度の帯域幅を必要とする。一方、サブキャリア数が５０以上（無線ＬＡＮ：５２、地上デジタル放送：４０００以上）のＯＦＤＭ方式の信号エネルギーは１／Ｔｓの帯域幅に集中するので、実現可能なフィルタで１／Ｔｓとほぼ同程度の帯域幅で切り出すことが可能となっている。
このように搬送波周波数帯で直交多重している信号の必須帯域幅は１／Ｔｓであり、ＯＦＤＭ方式は周波数利用効率の最大値をほぼ実現していることになる。従って、周波数利用効率をさらに高める方策としては、ＯＦＤＭ方式の採用を大前提として、そのサブキャリアに施す１次変調の次数を高めて、帯域幅当たりの情報量を増やすことが、現状では唯一残された道であると考えられている。
このようなことから、現在使用されている地上デジタル放送のハイビジョン放送では情報レートを最大にするためＯＦＤＭ方式のサブキャリアの１次変調として６４ＱＡＭ変調を用いている。次の世代の４Ｋ放送ではさらに４倍の情報レートが必要なため、現状の１シンボル当たり６ｂｉｔの６４ＱＡＭ変調から１シンボル当たり８ｂｉｔの２５６ＱＡＭ変調への変更が検討されている。
しかしながら、６４ＱＡＭ変調から２５６ＱＡＭ変調へ変更すると、所要ＣＮＲ（通信品質のパラメータである符号誤り率を誤り訂正前で１×１０−４とした場合）を６ｄＢ〜７ｄＢ高く設定することになり、同等の品質でサービスするためには送信出力を４倍にするか、サービスエリアの半径を１／２にしなければならないという大きなデメリットを生じる。しかも、周波数利用効率からすると高々４／３倍（約１．３倍）にしかなっていない。
前述のように、搬送波周波数帯で直交多重している信号の必須帯域幅は１／Ｔｓであり、ＯＦＤＭ方式の信号帯域幅は利用効率という観点からは理論限界近い特性を実現していることになる。
一方、ＯＦＤＭ方式でさらに周波数利用効率を高めるためにはサブキャリアに施す１次変調を高次数にして、帯域幅当たりの情報量を増やすことが一般的なアプローチであることも述べた。
そこで、このアプローチで周波数利用効率を２倍にすることを考える。
１シンボル当たり６ｂｉｔである６４ＱＡＭ変調と比較して、周波数利用効率をその２倍にするには１シンボル当たり１２ｂｉｔである４０９６ＱＡＭ変調が必要となり、同等の通信品質を得るためには所要ＣＮＲ（通信品質のパラメータである符号誤り率を誤り訂正前で１×１０−４とした場合）を１８ｄＢ以上高く設定することになる。これは通信距離でいうと１／８以下にすることに相当し、無線通信システムの設計を根本から変えることが必要なレベルである。
次に、ＯＦＤＭ信号を１シンボル区間で切り出すことを考える。
このとき、ＯＦＤＭの１シンボル時間をＴｓとすると、この区間内ではそれぞれのサブキャリアの変調状態は一定で、位相の変化はなく、振幅も一定となっており、周波数スペクトラムは１／Ｔｓ間隔で並ぶ線状のスペクトルの集合となる。各サブキャリアのエネルギーは１周波数に集中し、分散はしない。
そこで、本発明の実施の形態では、図１に示すように、搬送波周波数帯の周波数軸上において、１つのＯＦＤＭ信号のサブキャリアとサブキャリアとの間隔１／Ｔｓの間にシンボル時間が等しい別のＯＦＤＭ信号のサブキャリアを配置することを考える。これら両者のサブキャリアは周波数軸上では信号エネルギーは重ならないので、送信側で２つのＯＦＤＭ信号をこのようなスペクトラム配置になるように作成し、受信側で２つのＯＦＤＭ信号に分離できれば、周波数利用効率を２倍にできるのではかいかと期待できる。
ただし、上記図１のように２つのＯＦＤＭ信号のサブキャリアを交互に配置した場合、図２に示すように、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとの間には三角関数における直交性はなく、劣化のない分離は困難と考えられる。
通常のＯＦＤＭ信号は各サブキャリア同士が直交しているため、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を用いて復調することができる。一方、上記図２に示すように、１つのＯＦＤＭ信号のサブキャリアの間に異なるＯＦＤＭ信号のサブキャリアを挿入すると、サブキャリア間の直交性が崩れ、この状態でＦＦＴに入力しても正しく復調できないという事態が生じる。
しかし、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とに用いられる搬送波の周波数差を利用すると一方の信号を完全に除去し、他方の信号のみを残すことが可能である。ただし、残す信号のエネルギーを大きくするためには両者の搬送波周波数の差を大きくする必要がある。
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ信号の多重では、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号のシンボル時間及びシンボル区間が一致する。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本実施の形態では、ＯＦＤＭ信号を送信する送信装置とＯＦＤＭ信号を受信する受信装置とを備える通信システムに、本発明を適用した場合を例に説明する。
＜第１の実施の形態＞
本発明の第１の実施の形態に係る通信システムの概略構成について説明する。図３は本発明の第１の実施の形態に係る通信システムの構成の一例を示す概略図である。図３に示すように、本発明の実施の形態に係る通信システム１は、信号を送信する送信装置１０と信号を受信する受信装置２０とを備えている。本発明の実施の形態では、送信装置１０と受信装置２０とは、無線通信により信号の送受信を行う場合を例に説明する。
（送信装置）
次に、送信装置１０の構成について説明する。図４は送信装置の構成の一例を示すブロック図である。図４に示すように、送信装置１０は、第１系統演算部１１、第２系統演算部１２、加算器３００、ＩＦ−ＲＦ（Intermediate Frequency-Radio Frequency）変換部３０２、及び送信部３０４を備えている。送信装置１０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイなどの回路（ＩＣ：Integrated Circuit）により実装される。なお、送信装置１０が備える上記各機能部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＲＯＭ（Read Only Memory）等を備えたコンピュータにより実現し、ＣＰＵが、ＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、各機能部における各機能が実行されるように構成してもよい。第１系統演算部１１、第２系統演算部１２、及び加算器３００は、生成手段の一例である。
第１系統演算部１１の内部において、先ず入力された第１の送信データから、第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。
また、第２系統演算部１２の内部において、先ず入力された第２の送信データから、第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する。
そして、第１系統演算部１１及び第２系統演算部１２の内部において、次に第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
本実施の形態では、第１系統の搬送波と第２系統の搬送波とで周波数が異なる。第１系統の搬送波と第２系統の搬送波との周波数差は、例えば以下の式（１）に示すように、シンボル時間の逆数を表すシンボルレートの１／２倍の奇数倍となるように予め設定される。
上記図１は、上記式（１）における奇数ｎがｎ＝１の場合の多重例である。また、図５に、上記式（１）における奇数ｎがｎ＝９の場合の多重例を示す。
図５に示す例では、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１よりも高くなるように予め設定される。また、第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に、第２系統の搬送波の周波数よりも低くなるように予め設定される。
なお、上記図５に示す奇数ｎがｎ＝９の場合の多重例では、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１よりも低い周波数のサブキャリアの各々と、第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２よりも高い周波数のサブキャリアの各々とは、例えば、ヌルサブキャリアとして設定される。
第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号とは、シンボル時間及びシンボル区間が一致している。
また、上記図１に示すように、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と、第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とは、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように予め定められている。サブキャリアの間隔は、シンボル時間Ｔｓの逆数を表す１／Ｔｓであり、第１系統及び第２系統で等しい。
第１系統演算部１１によって生成された第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、第２系統演算部１２によって生成された第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とは、後述する加算器３００によって多重化され、送信信号としてのＯＦＤＭ信号が生成される。
以下、第１系統演算部１１及び第２系統演算部１２の処理を詳細に説明する。
第１系統演算部１１は、１次変調マッピング部１００、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１０２、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部１０４、ＧＩ（Guard Interval）挿入部１０６、Ｉｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部１０８、Ｑｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部１１０、ＤＡ変換部１１２、ＤＡ変換部１１４、及び直交変調部１１６を備えている。
１次変調マッピング部１００は、バイナリコードのシリアルデータを第１の送信データとして受け付ける。そして、１次変調マッピング部１００は、データを搬送するサブキャリアの変調次数に合わせて、第１の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。なお、１次変調マッピング部１００に対応する処理を行う構成要素は、シンボルマッパとも称される。
シリアルパラレル変換部１０２は、１次変調マッピング部１００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、後述するＩＦＦＴ部１０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。
ＩＦＦＴ部１０４は、シリアルパラレル変換部１０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。
具体的には、ＩＦＦＴ部１０４は、シリアルパラレル変換部１０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータの周波数領域の信号を、高速逆フーリエ変換によって時間信号に変換し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号として出力する。実際には、ＩＦＦＴ部１０４は、ＯＦＤＭ信号の１シンボル時間をポイント数（演算サイズ）で割り、時間順に各サンプル点でのサブキャリアの振幅値の合計をＩｃｈとＱｃｈとに分けて並列で出力する。なお、ＩＦＦＴ部１０４に対応する処理を行う構成要素は、離散時間データを扱うため、ＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fourier Transform）とも称される。
ＧＩ挿入部１０６は、ＩＦＦＴ部１０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。ガードインターバルとは、伝搬路の途中の反射などによって生じた遅延波の影響を吸収するための緩衝領域をいう。
具体的には、ＧＩ挿入部１０６は、１シンボル毎に、ＩＦＦＴ部１０４によって出力されたベースバンドＯＦＤＭ信号の時間軸上の後部データをコピーして先頭に接続する。ＩＦＦＴ部１０４によって、各サブキャリアにおける波動関数が整数周期になるように出力されるので、後方をコピーして先頭に接続した場合、各サブキャリアにおける波動関数は連続して接続される。なお、カードインターバルは、三角関数の性質を利用して遅延波の影響を吸収するので、サイクリック・プリフィクス（ＣＰ）とも称される。
Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。
Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。
ＩＦＦＴ部１０４の出力は時間軸のデータとして出力されるが、Ｉｃｈ及びＱｃｈの各サンプル点のパラレルデータとなっているので、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８及びＱｃｈパラレルシリアル部１１０によって各サンプル点のパラレルデータがシリアルデータとして並べられる。
ＤＡ変換部１１２は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。具体的には、ＤＡ変換部１１２は、Ｉｃｈの変調用の振幅値を、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｕＩ（ｔ）は、以下の式（２）で表される。
ＤＡ変換部１１４は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。実際には、ＤＡ変換部１１４は、Ｑｃｈの変調用の振幅値を、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｕＱ（ｔ）は、以下の式（３）で表される。
なお、上記式（２）及び式（３）における、Ｍは予め定められた値であり、ａｎ，ｂｎはデータシンボルを表す。
また、ＤＡ変換部１１２及びＤＡ変換部１１４の出力側には帯域外信号を除去するフィルタ処理が組み込まれており、信号に含まれる帯域外信号が除去される。
直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１２によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部１１４によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
具体的には、直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１２によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第１系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ1のコサイン波とを乗算して、第１系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
また、直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１４によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第１系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ1のマイナスのサイン波とを乗算して、第１系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
そして、直交変調部１１６は、第１系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号Ｓ１（ｔ）は、以下の式（４）で表される。
第２系統演算部１２は、１次変調マッピング部２００、シリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部２０２、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部２０４、ＧＩ（Guard Interval）挿入部２０６、Ｉｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部２０８、Ｑｃｈパラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）部２１０、ＤＡ変換部２１２、ＤＡ変換部２１４、及び直交変調部２１６を備えている。
１次変調マッピング部２００は、バイナリコードのシリアルデータを第２の送信データとして受け付ける。そして、１次変調マッピング部２００は、１次変調マッピング部１００と同様に、データを搬送するサブキャリアの変調次数に合わせて、第２の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。
シリアルパラレル変換部２０２は、シリアルパラレル変換部１０２と同様に、１次変調マッピング部２００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、後述するＩＦＦＴ部２０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。
ＩＦＦＴ部２０４は、ＩＦＦＴ部１０４と同様に、シリアルパラレル変換部２０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。
ＧＩ挿入部２０６は、ＧＩ挿入部１０６と同様に、ＩＦＦＴ部２０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。
Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。
Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータとして出力する。
ＤＡ変換部２１２は、ＤＡ変換部１１２と同様に、Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。具体的には、ＤＡ変換部２１２は、Ｉｃｈの変調用の振幅値を、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｗＩ（ｔ）は、以下の式（５）で表される。
ＤＡ変換部２１４は、ＤＡ変換部１１４と同様に、Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。実際には、ＤＡ変換部２１４は、Ｑｃｈの変調用の振幅値を、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号として出力する。第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号ｗＱ（ｔ）は、以下の式（６）で表される。
なお、上記式（５）及び式（６）におけるｃｎ，ｄｎはデータシンボルを表す。
また、ＤＡ変換部２１２及びＤＡ変換部２１４の出力側には帯域外信号を除去するフィルタ処理が組み込まれており、信号に含まれる帯域外信号が除去される。
直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１２によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部２１４によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
ここで、第２系統の搬送波の周波数は、第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差が、シンボルレートの１／２の奇数倍となるように予め設定され、後述する加算器３００によって多重化される。従って、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２とは、上記式（１）に示す条件が満たされるように予め設定される。
具体的には、直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１２によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第２系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ２のコサイン波とを乗算して、第２系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
また、直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１４によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のアナログ信号の振幅値と第２系統の搬送波の一例である周波数ｆｃ２のマイナスのサイン波とを乗算して、第２系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
そして、直交変調部２１６は、第２系統のＩｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統のＱｃｈの搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号Ｓ２（ｔ）は、以下の式（７）で表される。
加算器３００は、直交変調部１１６によって生成された第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、直交変調部２１６によって生成された第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭ信号は、以下の式（８）で表される。
ここで、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とは、搬送波周波数帯で多重される。
なお、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とをベースバンド領域で多重してしまうと、受信装置側での分離は不可能となる。
ＩＦ−ＲＦ変換部３０２は、加算器３００によって生成されたＯＦＤＭ信号である中間周波数帯変調信号を、高周波帯信号にアップコンバージョンする。
送信部３０４は、ＩＦ−ＲＦ変換部３０２によって高周波帯信号にアップコンバージョンされたＯＦＤＭ信号を、送信信号として送信する。
（受信装置）
次に、受信装置２０の構成について説明する。図６は受信装置の構成の一例を示すブロック図である。図６に示すように、受信装置２０は、受信部４００、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２、第１系統演算部１５、及び第２系統演算部１６を備えている。受信装置２０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイなどの回路（ＩＣ：Integrated Circuit）により実装される。なお、受信装置２０が備える上記各機能部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＲＯＭ（Read Only Memory）等を備えたコンピュータにより実現し、ＣＰＵが、ＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、各機能部における各機能が実行されるように構成してもよい。
受信部４００は、送信装置１０から送信された送信信号を、受信信号として受信する。
ＲＦ−ＩＦ変換部４０２は、受信部４００によって受信された高周波帯信号の受信信号を中間周波数帯信号にダウンコンバージョンする。なお、本実施の形態では、搬送波とは受信装置２０の受信信号の搬送波のみでなく、受信装置２０内でダウンコンバートした後の中間周波数帯の搬送波も含むものとする。
第１系統演算部１５は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、第１系統演算部１５は、取得した受信信号をＡＤ（Analog-to-digital）変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。次に、第１系統演算部１５は、搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、第１系統演算部１５は、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を分離して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
また、第２系統演算部１６は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、第２系統演算部１６は、取得した受信信号をＡＤ変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。次に、第２系統演算部１５は、ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、第２系統演算部１５は、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を分離して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
以下、第１系統演算部１５及び第２系統演算部１６の処理を詳細に説明する。
第１系統演算部１５は、サンプリング部５００、分離部５０２、乗算器５０４、乗算器５０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部５０８、ＧＩ除去部５１０、ＦＦＴ部５１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部５１４、位相補正部５１６、及び位相補正部５１８を備えている。サンプリング部５００は、変換手段の一例であり、乗算器５０４及び乗算器５０６は、直交復調手段の一例であり、ＦＦＴ部５１２は、フーリエ変換手段の一例である。
サンプリング部５００は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部５００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。なお、サンプリング部５００が、第２系統の搬送波周波数ｆｃ２と同期したサンプリングを行うことにより、後述する分離部５０２で第２系統の搬送波が除去される。
分離部５０２は、サンプリング部５００によって得られたデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部５０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第２系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
図７に、分離部５０２の処理を説明するための説明図を示す。なお、図７には、搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る場合の例を示す。
第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差を利用してＯＦＤＭ信号を分離する手段は複数考えられるが、本実施の形態では、遅延素子によるフィードフォワード回路を用いる場合を例に説明する。図７に示すように、遅延素子によるフィードフォワード回路は、除去したい搬送波の位相をπ（半周期）だけ遅延させる。そして、遅延させた搬送波を、遅延させていない搬送波に加算すると逆相合成となり、除去したい信号が除去される。
一方、抽出したい搬送波の遅延素子による遅延はπ（半周期）から遠ざける必要があり、抽出の効率は２つの搬送波間の周波数差に依存する。
図８に、第１系統の搬送波の除去、第２系統の搬送波の抽出の原理を示す。図８（Ａ）には、第１系統の搬送波が除去され、第２系統の搬送波が抽出される場合のフィードフォワード回路を示す。
図８（Ｂ）に示すように、基準となる時刻をｔ＝０とすると、ｔ＝τ時間後に遅延素子からｔ＝０の信号Ａ１が出力され、ｔ＝τの信号Ｂ１と合成される。τ＝１／２ｆｃ１とすると第１系統の搬送波においてはπ（半周期）だけ位相が変化していることになり、ｔ＝０の第１系統の搬送波と逆相となる。一方、第２系統の搬送波はθだけπからずれており、ｔ＝０の信号Ａ２が出力されているとき、ｔ＝τの信号Ｂ２と合成され、合成位相と振幅位置はＣ２となる。このＣ２の振幅が大きければ抽出したい第２系統搬送波のエネルギーが増加する。
また、図９に、第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２との比ｆｃ２／ｆｃ１を横軸とし、第２系統の搬送波の出力振幅を縦軸としたグラフを示す。
図９に示すように、第１系統の搬送波と第２系統の搬送波との比ｆｃ２／ｆｃ１が大きいほど、第２系統の搬送波の出力振幅が大きいことがわかる。
また、図１０に、搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、分離部によって分離された信号と、後述する各部によって出力される信号の一覧を示す。図１０に示すように、搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、除去対象の信号が除去され、抽出対象の信号が抽出されることがわかる。
なお、図７の回路に入力される信号がサンプリング後のデジタル信号の場合は、第１系統の搬送波の半周期分のサンプル数を遅延させれば良い。サンプリング周波数を第１系統の搬送波の偶数倍の周波数に設定すると、半周期はサンプル点と一致し逆相合成の誤差は生じない。従って、第１系統の搬送波が完全に除去される。
なお、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第１系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、当該搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得ることもできる。
また、上記した説明では、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る場合の例を説明したが、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る場合も同様の手順で行うことができる。
乗算器５０４は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のコサイン波とを乗算し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
乗算器５０６は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のマイナスのサイン波とを乗算し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
乗算器５０４及び乗算器５０６の出力は、それぞれ第１系統のＩｃｈ及びＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第１系統の搬送波の周波数の２倍の周波数２ｆｃ１の搬送帯域ＯＦＤＭ信号が加算された出力となる。
ローパスフィルタシリアルパラレル変換部５０８は、乗算器５０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器５０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第１系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８の入力は、ベースバンドＯＦＤＭ信号と中間周波数の２倍の周波数の信号が加算された信号なので、ローパスフィルタによって中間周波数の２倍の周波数の信号が除去される。
そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８は、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。なお、ここで、１シンボルを分割した１分割領域には中間周波数帯（ＩＦ帯）での複数のサンプリング値があるものとする。
ＧＩ除去部５１０は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８によって出力されたパラレルデータの第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。
第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号においては、それぞれＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数との並列入力信号があるが、その内、ガードインターバル相当分を除去し、ＩＦＦＴのポイント数分だけの信号を取り出す。なお、ポイント毎にＩＦ帯での複数のサンプリング値が存在する。
ＦＦＴ部５１２は、ＧＩ除去部５１０によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ部５１２によって、時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。実際には、ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボル毎にＩＦＦＴポイント数と等しいポイント数（演算サイズ）で演算が行われ、サブキャリア毎にＩｃｈとＱｃｈの振幅値が出力される。
パラレルシリアル変換部５１４は、ＦＦＴ部５１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。ＦＦＴ部５１２は各サブキャリアのＩｃｈとＱｃｈの振幅データをパラレルに出力するので、これらを時間軸上のシリアルデータ列に変換する。
位相補正部５１６は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。
位相補正部５１８は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。
受信装置２０側の信号処理（分離部による処理及び直交復調処理）において、位相回転が生じ、ＩｃｈとＱｃｈとのデータが混合された状態となっているため、位相補正部５１６及び位相補正部５１８によって、位相が補正される。
第２系統演算部１６は、サンプリング部６００、分離部６０２、乗算器６０４、乗算器６０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部６０８、ＧＩ除去部６１０、ＦＦＴ部６１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６１４、位相補正部６１６、及び位相補正部６１８を備えている。サンプリング部６００は、変換手段の一例であり、乗算器６０４及び乗算器６０６は、直交復調手段の一例であり、ＦＦＴ部６１２は、フーリエ変換手段の一例である。
サンプリング部６００は、サンプリング部５００と同様に、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部６００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。なお、サンプリング部６００が、第１系統の搬送波周波数ｆｃ1と同期したサンプリングを行うことにより、後述する分離部６０２で第１系統の搬送波が除去される。
分離部６０２は、分離部５０２と同様に、サンプリング部６００によって得られたデジタルのＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部６０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第１系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
乗算器６０４は、乗算器５０４と同様に、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のコサイン波とを乗算し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
乗算器６０６は、乗算器５０６と同様に、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のマイナスのサイン波とを乗算し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
乗算器６０４及び乗算器６０６の出力は、それぞれ第２系統のＩｃｈ及びＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送波の周波数の２倍の周波数２ｆｃ２の信号が加算された出力となる。
ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８と同様に、乗算器６０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器６０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第２系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。
そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。なお、ここで、１シンボルを分割した１分割領域にはＩＦ帯での複数のサンプリング値があるものとする。
ＧＩ除去部６１０は、ＧＩ除去部５１０と同様に、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８によって出力されたパラレルデータの第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。
なお、ポイント毎にＩＦ帯での複数のサンプリング値が存在する。
ＦＦＴ部６１２は、ＦＦＴ部５１２と同様に、ＧＩ除去部６１０によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。ＦＦＴ部６１２によって、時間領域の信号が周波数領域の信号に変換される。実際には、ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボル毎にＩＦＦＴポイント数と等しいポイント数（演算サイズ）で演算が行われ、サブキャリア毎にＩｃｈとＱｃｈの振幅値が出力される。
パラレルシリアル変換部６１４は、パラレルシリアル変換部５１４と同様に、ＦＦＴ部６１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。ＦＦＴ部６１２は各サブキャリアのＩｃｈとＱｃｈの振幅データをパラレルに出力するので、これらを時間軸上のシリアルデータ列に変換する。
位相補正部６１６は、位相補正部５１６と同様に、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。
位相補正部６１８は、位相補正部５１８と同様に、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。
次に、本実施の形態に係る通信システム１の作用について説明する。送信装置１０は変調処理を実行し、受信装置２０は、復調処理を実行する。
まず、送信装置１０が実行する変調処理について説明する。送信装置１０は、第１の送信データ及び第２の送信データを含む送信データが入力されると、変調処理を実行する。
まず、１次変調マッピング部１００は、第１の送信データを受け付ける。そして、１次変調マッピング部１００は、第１の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。
また、１次変調マッピング部２００は、第２の送信データを受け付ける。そして、１次変調マッピング部２００は、１次変調マッピング部１００と同様に、第２の送信データのデータビットをＩｃｈ用とＱｃｈ用とに仕分けして出力する。
次に、シリアルパラレル変換部１０２は、１次変調マッピング部１００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、ＩＦＦＴ部１０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。
また、シリアルパラレル変換部２０２は、シリアルパラレル変換部１０２と同様に、１次変調マッピング部２００によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのシリアルデータを、S／P（Serial to Parallel）変換により、ＩＦＦＴ部２０４の入力に合わせたパラレルデータに変換し、出力する。
ＩＦＦＴ部１０４は、シリアルパラレル変換部１０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。
また、ＩＦＦＴ部２０４は、ＩＦＦＴ部１０４と同様に、シリアルパラレル変換部２０２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈのパラレルデータに対し高速逆フーリエ変換を行い、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を生成する。
ＧＩ挿入部１０６は、ＩＦＦＴ部１０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。
ＧＩ挿入部２０６は、ＧＩ挿入部１０６と同様に、ＩＦＦＴ部２０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点に対し、１シンボル毎に、ガードインターバルを挿入する。
Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。
Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。
Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０は、ＧＩ挿入部１０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。
Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０と同様に、ＧＩ挿入部２０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号の各サンプル点を、時間軸上に時間順にシリアルデータとして並べ、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をシリアルデータとして出力する。
ＤＡ変換部１１２は、Ｉｃｈパラレルシリアル部１０８によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。
ＤＡ変換部２１２は、ＤＡ変換部１１２と同様に、Ｉｃｈパラレルシリアル部２０８によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。
ＤＡ変換部１１４は、Ｑｃｈパラレルシリアル部１１０によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。
ＤＡ変換部２１４は、ＤＡ変換部１１４と同様に、Ｑｃｈパラレルシリアル部２１０によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシリアルデータを、アナログ信号に変換し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号をアナログ信号として出力する。
直交変調部１１６は、ＤＡ変換部１１２によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部１１４によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第１系統の搬送波とから、上記式（４）に示すように、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
直交変調部２１６は、ＤＡ変換部２１２によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、ＤＡ変換部２１４によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、第２系統の搬送波とから、上記式（７）に示すように、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
加算器３００は、直交変調部１１６によって生成された第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、直交変調部２１６によって生成された第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを、上記式（８）に示すように加算し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化して搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する。
次に、ＩＦ−ＲＦ変換部３０２は、加算器３００によって生成された搬送帯域ＯＦＤＭ信号である中間周波数帯変調信号を、高周波帯信号にアップコンバージョンする。
そして、送信部３０４は、ＩＦ−ＲＦ変換部３０２によって高周波帯信号にアップコンバージョンされた搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、送信信号として送信する。
次に、受信装置２０が実行する復調処理について説明する。受信装置２０は、送信装置１０から送信された送信信号を受信信号として受信すると、復調処理を実行する。
まず、受信部４００は、送信装置１０から送信された送信信号を、受信信号として受信する。
次に、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２は、受信部４００によって受信された高周波帯信号の受信信号を中間周波数帯信号にダウンコンバージョンする。
サンプリング部５００は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部５００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。
また、サンプリング部６００は、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２によって中間周波数帯信号にダウンコンバージョンされた受信信号を取得する。そして、サンプリング部６００は、受信信号をサンプリングして、アナログ信号である受信信号をデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。
分離部５０２は、サンプリング部５００によって得られたデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部５０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第２系統の搬送波の半周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
分離部６０２は、サンプリング部６００によって得られたデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、シンボル時間毎に切り出す。そして、分離部６０２は、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号と、シンボル時間毎に切り出した搬送帯域ＯＦＤＭ信号を第１系統の搬送波の半周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、当該ＯＦＤＭ信号から、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る。
次に、乗算器５０４は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のコサイン波とを乗算し、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。乗算器５０６は、分離部５０２によって得られた第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第１系統の搬送波の周波数ｆｃ１のマイナスのサイン波とを乗算し、第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
また、乗算器６０４は、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のコサイン波とを乗算し、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。乗算器６０６は、分離部６０２によって得られた第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送波の周波数ｆｃ２のマイナスのサイン波とを乗算し、第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を出力する。
ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８は、乗算器５０４によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器５０６によって出力された第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第１系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。
そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８は、第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。
ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、乗算器６０４によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号と、乗算器６０６によって出力された第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号とから、第２系統の搬送波の周波数の２倍の周波数の信号を除去する。
そして、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８は、第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号を、時間軸上においてシンボル時間毎に切り出す。そして、１シンボル時間毎に送信装置１０側のＩＦＦＴ部で使用したＩＦＦＴのポイント数とガードインターバルのポイント数とを加算したポイント数で、１シンボルを分割する。そして、それら時間軸上のシリアルデータ列を、パラレルデータ列に変換する。
ＧＩ除去部５１０は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部５０８によって出力されたパラレルデータの第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。
ＧＩ除去部６１０は、ローパスフィルタおよびシリアルパラレル変換部６０８によって出力されたパラレルデータの第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号から、ガードインターバルを除去する。
ＦＦＴ部５１２は、ＧＩ除去部５１０によって出力された第１系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第１系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。
ＦＦＴ部６１２は、ＧＩ除去部６１０によって出力された第２系統のＩｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のＱｃｈのベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行う。
パラレルシリアル変換部５１４は、ＦＦＴ部５１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。
パラレルシリアル変換部６１４は、ＦＦＴ部６１２によって出力されたＩｃｈ及びＱｃｈの振幅値をシリアルデータに変換する。
位相補正部５１６は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。
位相補正部５１８は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部５１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。
位相補正部６１６は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＩｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＩｃｈデータとして出力する。
位相補正部６１８は、パイロットシンボルの情報を利用して、パラレルシリアル変換部６１４によって出力されたＱｃｈの振幅データに対して位相補正を行い、補正後のデータをＱｃｈデータとして出力する。
以上説明したように、第１の実施の形態に係る送信装置によれば、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、第１系統のベースバンドＯＦＤＭと第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、第２系統のベースバンドＯＦＤＭと第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成することにより、周波数の利用効率を向上させることができる。
また、第１の実施の形態に係る受信装置によれば、ＯＦＤＭ信号をシンボル時間毎に切り出し、第１系統の搬送波の周波数と第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、シンボル時間毎に切り出したＯＦＤＭ信号を、第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭと第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離することにより、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアと第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアとの間に三角関数による直交性がない場合であっても、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とを得ることができる。
具体的には、本実施の形態に係る通信システムでは、２つのＯＦＤＭ信号を同じ周波数帯に多重して送信するため、伝送路における周波数利用効率は２倍となる。
また、周波数利用効率を２倍にする場合に、現状のトレンドであるＯＦＤＭ信号の１次変調を高次化する手段と比較して、同等以上の通信品質が得られる。
＜第２の実施の形態＞
次に、第２の実施の形態に係る通信システムについて説明する。なお、第１の実施の形態と同様の構成となる部分については、同一符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態では、受信装置２０が、ＯＦＤＭ信号から得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号に対応するベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々として、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出する平均化部を備える点が、第１の実施の形態と異なる。
（受信装置）
第２の実施の形態の受信装置の構成について説明する。図１１は、第２の実施の形態の受信装置の構成の一例を示すブロック図である。図１１に示すように、受信装置２０は、受信部４００、ＲＦ−ＩＦ変換部４０２、第１系統演算部１５、及び第２系統演算部１６を備えている。受信装置２０は、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ゲートアレイなどの回路（ＩＣ：Integrated Circuit）により実装される。なお、受信装置２０が備える上記各機能部は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、及びＲＯＭ（Read Only Memory）等を備えたコンピュータにより実現し、ＣＰＵが、ＲＯＭに記憶されているプログラムを実行することにより、各機能部における各機能が実行されるように構成してもよい。
第２の実施の形態の第１系統演算部１５は、サンプリング部５００、分離部５０２、乗算器５０４、乗算器５０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部５０８、ＧＩ除去部５１０、平均化部５１１、ＦＦＴ部５１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部５１４、位相補正部５１６、及び位相補正部５１８を備えている。
第２の実施の形態の第２系統演算部１６は、サンプリング部６００、分離部６０２、乗算器６０４、乗算器６０６、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびシリアルパラレル（Ｓ／Ｐ）変換部６０８、ＧＩ除去部６１０、平均化部６１１、ＦＦＴ部６１２、パラレルシリアル（Ｐ／Ｓ）変換部６１４、位相補正部６１６、及び位相補正部６１８を備えている。
第２の実施の形態の受信装置２０におけるサンプリング部５００は、受信信号のサンプリングによりＡＤ変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、ＦＦＴ部５１２でのフーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、受信信号をサンプリングすることによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。
また、サンプリング部６００は、サンプリング部５００と同様に、受信信号のサンプリングによりＡＤ変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、ＦＦＴ部６１２でのフーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、受信信号をサンプリングすることによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する。
第２の実施の形態の受信装置２０における平均化部５１１は、シンボル毎に、サンプリング部５００によって得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号から得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号に対応するベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々に対応させて、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出する。
平均化部６１１は、平均化部５１１と同様に、シンボル毎に、サンプリング部６００によって得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号から得られた搬送帯域ＯＦＤＭ信号に対応するベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々に対応させて、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出する。
具体的には、平均化部５１１及び平均化部６１１は、ＧＩ除去部から出力されたデータの中で、分離部での分離処理による悪影響が生じていない複数のサンプリング点の値を平均化する。
受信信号には雑音が含まれているため、直交関係にない周波数成分を含む雑音がＦＦＴ部に入力されると、ＦＦＴ部で行われるフーリエ変換の積分処理によって、雑音の影響が増大する。そのため、平均化部５１１によって複数のサンプリング点の値が平均化することにより、雑音の影響が低減される。
第２の実施の形態の受信装置２０におけるＦＦＴ部５１２は、シンボル毎に、平均化部５１１によって得られた、フーリエ変換のポイントの各々に対応して算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行う。
ＦＦＴ部６１２は、ＦＦＴ部５１２と同様に、シンボル毎に、平均化部６１１によって得られた、フーリエ変換のポイントの各々に対応して算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行う。
なお、第２の実施の形態に係る通信システムの他の構成及び作用については、第１の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。
以上説明したように、第２の実施の形態に係る受信装置によれば、受信信号のサンプリングによりＡＤ変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、フーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、受信信号をサンプリングすることによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値に基づいて、フーリエ変換のポイントの各々に対応して、ベースバンドＯＦＤＭ信号の複数のサンプリング点の値の平均値を算出し、フーリエ変換のポイントの各々に対応して算出されたベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行うことにより、復調信号を精度よく出力することができる。
また、雑音の影響を低減させて、復調信号を出力することができる。
＜実施例＞
本実施の形態の実施例として、表１に示す仕様でＭＡＴＬＡＢ／Ｓｉｍｕｌｉｎｋを用いてシミュレーションを行った。
１次変調は１６ＱＡＭであり、その他のＦＦＴサイズやサブキャリア数などは無線ＬＡＮの使用であるIEEE802.11aに準拠した。
シミュレーションで用いた送信回路の構成は、上記図４に示した送信装置１０と同様である。第１系統と第２系統の信号処理はサブブキャリアの配置を変えない場合は、直交変調器の直前までは全く同一の信号処理を行い、直交変調器に入力する搬送波周波数のみを上記式（１）に示す関係式に設定する。
図１２に、シミュレーションによって得られたＯＦＤＭ信号の多重前のスペクトラムを示す。図１２（Ａ）は、第１系統のＯＦＤＭ信号を表し、図１２（Ｂ）は、第２系統のＯＦＤＭ信号を表す。図１３は、多重前のスペクトラムの拡大図で、両者は周波数軸上で0.125MHzずれた関係となっている。
次に、図１４に多重後のスペクトラムを示す。サブキャリアの本数が２倍となり、帯域幅は変わらず、サブキャリア間隔が半分となっていることがわかる。以上より、ＯＦＤＭ信号の多重化が良好であることが確認される。
次に、受信側のシミュレーション結果を示す。シミュレーションで用いた受信回路の構成は、上記図６に示した受信装置と同様である。図６中の分離部には、上記図８（Ａ）の構成を用いた。
図１５は、分離後の第１系統のスペクトラムであり、図１５（Ａ）は第１系統のスペクトラム全体を表し、図１５（Ｂ）は第１系統のスペクトラムの拡大図を表している。また、図１６は第２系統のスペクトラムであり、図１６（Ａ）は第２系統のスペクトラム全体を表し、図１６（Ｂ）は第２系統のスペクトラムの拡大図を表している。両系統とも適切に分離抽出されていることが分かる。
図１７に、分離後に復調した信号のコンスタレーションを示す。第１系統及び第２系統ともに、良好に再生されたことが分かる。
次に、上記のシミュレーションとは異なる条件下で行った第２のシミュレーションの結果を示す。第２のシミュレーションは、表２に示す仕様でシミュレーションを行った。なお、上記式（１）におけるｎは、ｎ＝２６とした。
図１８に、（Ａ）多重前のＯＦＤＭ信号と（Ｂ）多重後のＯＦＤＭ信号とを示す。図１８に示すように、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号とが多重されていることがわかる。
次に、シミュレーションから得られた誤り率特性の測定結果を図１９に示す。なお、測定点は１０万点とした。
図１９では、１次変調が１６ＱＡＭと２５６ＱＡＭのＯＦＤＭ信号と１次変調が１６ＱＡＭで多重化を行ったＯＦＤＭ信号の誤り率特性を同一グラフに示している。１６ＱＡＭと多重化１６ＱＡＭは同一データレートで、多重化の方は占有周波数帯域幅が半分となっている。対して誤り率では、無線通信の許容誤り率である１０−３で３ｄＢの劣化が見られる。また２５６ＱＡＭと多重化１６ＱＡＭは周波数利用効率が同等となっている。周波数利用効率が同等だが、２５６ＱＡＭの方が約１０ｄＢ劣化していることから、２５６ＱＡＭよりも誤り率特性が優れているといえる。
次に、本発明の実施の形態の効果について説明する。以下に示す表３は、本発明の実施の形態の効果を整理したものである。

注）変調次数が１ｂｉｔ増加する毎に約３ｄＢのＣＮＲ劣化を生じる。一方、本実施の形態の技術のＣＮＲ劣化は１次変調の次数に依存しない。
上記表３に示すように、基準となる１次変調を１６ＱＡＭ（４ｂｉｔ）とすると、従来技術で周波数利用効率を２倍にするには１シンボル当たり８ｂｉｔである２５６ＱＡＭ変調を使用することになり、ＣＮＲ劣化は１２ｄＢとなる。これと比較して本発明の実施の形態におけるＣＮＲ劣化３ｄＢはＣＮＲ換算で９ｄＢ優位になる。これは通信距離換算で３倍に相当する。
さらに、基準となる１次変調を６４ＱＡＭ（６ｂｉｔ）とすると、従来技術で周波数利用効率を２倍にするには１シンボル当たり１２ｂｉｔである４０９６ＱＡＭ変調を使用することになり、ＣＮＲ劣化は１８ｄＢとなり、本実施の形態の技術のＣＮＲ劣化３ｄＢはＣＮＲ換算で１５ｄＢ改善されることになり、大幅に優位になることが分かる。これは通信距離換算で６倍に相当する。
さらに具体的な効果を挙げると、４Ｋテレビ放送で検討されている１シンボル当たり８ｂｉｔの２５６ＱＡＭ変調と同等の情報レートを1シンボル当たり４ｂｉｔの１６ＱＡＭ変調を多重することで実現でき、４Ｋテレビ放送でありながら現状の６４ＱＡＭ変調の２Ｋテレビ放送よりも高品質なサービスで提供できると考えられる。
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。
例えば、上記実施の形態では、通信システムは無線通信を行う場合を例に説明したが、これに限定されるものではなく、光通信、有線通信に用いられる通信システムに適用してもよい。
また、上記実施の形態では、直交変調の処理において、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波に基づいて搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する場合を例に説明したが、これに限定されるものではない。
例えば、送信装置は、図２０に示すように、第１系統演算部１１と第２系統演算部１２とにおいて、直交変調部１１６及び直交変調部２１６の処理では同一の周波数ｆｃの搬送波を用いて搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、ＩＦ−ＲＦ変換部１１８及びＩＦ−ＲＦ変換部２１８での中間周波数帯におけるアップコンバージョンのための乗算において、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波を用いてもよい。
また、上記実施の形態では、第１系統のＯＦＤＭ信号と第２系統のＯＦＤＭ信号との多重として、上記図１及び上記図５を例に説明したが、これに限定されるものではなく、周波数の異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波を用いて、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、重ならないような多重であれば、どのような多重であってもよい。そのため、第１系統の搬送波の周波数と、第２系統の搬送波の周波数とは、上記式（１）に限定されるものではなく、第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、重ならないような多重であれば、どのような多重であってもよい。
１ 通信システム
１０ 送信装置
１１ 第１系統演算部
１２ 第２系統演算部
１５ 第１系統演算部
１６ 第２系統演算部
２０ 受信装置
１１６ 直交変調部
１１８ 変換部
２１６ 直交変調部
２１８ 変換部
３００ 加算器
３０４ 送信部
４００ 受信部
５００ サンプリング部
５０２ 分離部
５０４ 乗算器
５０６ 乗算器
５１１ 平均化部
５１２ ＦＦＴ部
６００ サンプリング部
６０２ 分離部
６０４ 乗算器
６０６ 乗算器
６１１ 平均化部
６１２ ＦＦＴ部

Claims (11)

  1. 送信データから、シンボル時間が等しい第１系統のベースバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、
    前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号及び第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と、周波数が異なる第１系統の搬送波及び第２系統の搬送波とに基づいて、
    前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々と前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々とが、搬送波周波数帯域の周波数軸上において交互に配置されるように、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第１系統の搬送波とから第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、かつ、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭと前記第２系統の搬送波とから第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、
    前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを多重化してＯＦＤＭ信号を生成する生成手段と、
    前記生成手段によって生成された前記ＯＦＤＭ信号を送信信号として送信する送信手段と、
    を含む送信装置。
  2. 前記第１系統の搬送波と前記第２系統の搬送波との周波数差が、シンボル時間の逆数を表すシンボルレートの１／２倍の奇数倍となるように予め設定され、
    前記生成手段は、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第１系統の搬送波とを乗算して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、
    前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送波とを乗算して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成し、
    前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号を生成する
    請求項１に記載の送信装置。
  3. 前記第１系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第１系統の搬送波の周波数よりも高くなるように予め設定され、
    前記第２系統のＯＦＤＭ信号のサブキャリアの各々の周波数は、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を生成する際に前記第２系統の搬送波の周波数よりも低くなるように予め設定される
    請求項１又は請求項２に記載の送信装置。
  4. 請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の送信装置によって送信された前記送信信号を受信信号として受信する受信手段と、
    前記受信手段によって受信された前記受信信号をＡＤ（Analog-to-digital）変換することによりデジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換する変換手段と、
    前記変換手段によって得られた前記デジタルの搬送帯域ＯＦＤＭ信号を、前記シンボル時間毎に切り出し、前記第１系統の搬送波の周波数と前記第２系統の搬送波の周波数との周波数差に基づいて、前記シンボル時間毎に切り出した前記ＯＦＤＭ信号を、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号と前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号とへ分離する分離手段と、
    を含む受信装置。
  5. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号と、前記ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
    請求項４に記載の受信装置。
  6. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号と、前記ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の半周期の奇数倍の時間遅延させて得られた信号とを加算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
    請求項４に記載の受信装置。
  7. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号から、前記ＯＦＤＭ信号を前記第１系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
    請求項４に記載の受信装置。
  8. 前記分離手段は、前記ＯＦＤＭ信号から、前記ＯＦＤＭ信号を前記第２系統の搬送波の１周期の整数倍の時間遅延させて得られた信号を減算して、前記ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を除去して、前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号を得る
    請求項４に記載の受信装置。
  9. 前記分離手段によって得られた前記第１系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第１系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成し、前記第２系統の搬送帯域ＯＦＤＭ信号から、前記第２系統のベースバンドＯＦＤＭ信号を生成する直交復調手段と、
    前記直交復調手段によって生成されたベースバンドＯＦＤＭ信号のシンボル毎に、前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に対してフーリエ変換を行うフーリエ変換手段と、を更に含む
    請求項４に記載の受信装置。
  10. 平均化手段を更に含み、
    前記変換手段は、前記受信手段によって受信された前記受信信号のサンプリングによりＡＤ（Analog-to-digital）変換を行う際に、シンボル毎のサンプリング数を、フーリエ変換の演算サイズを表すポイント数のＮ倍として、前記受信信号をサンプリングすることによりデジタルの前記搬送帯域ＯＦＤＭ信号へ変換し、
    前記平均化手段は、シンボル毎に、前記フーリエ変換手段の各ポイントに対応する前記ベースバンドＯＦＤＭ信号に含まれる複数のサンプリング点の値の平均値を算出し、
    前記フーリエ変換手段は、前記シンボル毎に、前記平均化手段によって得られた、前記フーリエ変換のポイントの各々について算出された前記ベースバンドＯＦＤＭ信号の平均値に対してフーリエ変換を行う
    請求項９に記載の受信装置。
  11. 請求項１〜請求項３の何れか１項に記載の送信装置と、
    請求項４〜請求項１０の何れか１項に記載の受信装置と、
    を含む通信システム。
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