JP2017050924A - 電動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】車両用駆動電動機の制御に弱め界磁制御が選択的に適用される電動車両において、電動機の温度検出精度を向上する。
【解決手段】昇圧コンバータによる昇圧が禁止された退避走行では、弱め界磁制御が適用された正弦波ＰＭＷ制御、および、弱め界磁制御が非適用の正弦波ＰＷＭ制御を選択してモータジェネレータが制御される。後進走行時には、モータジェネレータの推定温度が、弱め界磁制御の非適用時および適用時の間で異なるマップを用いて、モータジェネレータＭＧの出力トルクおよび温度センサの検出温度から算出される。弱め界磁制御の適用時に用いられるマップは、弱め界磁制御の非適用時に用いられるマップと比較して、出力トルクが同一値の下で、検出温度と推定温度との温度差が大きくなるように構成される。
【選択図】図５

Description

この発明は、電動車両に関し、より特定的には、車両駆動用電動機の温度推定に関する。

ハイブリッド自動車を始めとする電動車両において、直流電力源である蓄電装置と、車両駆動用電動機に交流電圧を供給するインバータとの間に、昇圧コンバータを配置する構成が、特開２００９−２２５６３３号公報（特許文献１）等に記載されている。

特許文献１には、電動機の動作点が所定の共振域に含まれる場合には、制御精度に優れる正弦波ＰＷＭ制御を適用することが記載されている。これにより、昇圧コンバータにより形成されるＬＣ回路での電圧や電流の共振の発生を防止することができる。さらに、特許文献１には、電動機の動作点が所定の共振域に含まれる場合に、弱め界磁制御を適用することが記載されている。

特許文献２には、特許文献１と同様の昇圧コンバータでの共振の発生を回避するために、昇圧コンバータでの昇圧を非実行とする走行（上アームオン走行）において、共振域では、電動機での出力トルクを制限して矩形波電圧制御モードの適用を禁止することが記載されている。

特開２００９−２２５６３３号公報 特開２０１３−２７２１２号公報

電動車両では、電動機温度の上昇時には、電動機からの出力制限によって、電動機を過熱から保護する制御が行われることがある。しかしながら、温度センサの配置制約等によって、温度センサによる検出温度のみでは、電動機温度を正確に検出できないケースが想定される。この場合には、電動機温度の推定が必要となる。

一方で、特許文献１，２にも示されるように、複数の制御モードの選択的な適用を伴って、電動機の出力は制御される。したがって、制御モード間での特性の違いを考慮しなければ、電動機温度の推定精度が低下する虞がある。特に、弱め界磁制御の適用時は、電動機出力の拡大が可能となる一方で、電動機での電力損失が増大する方向に電流位相が変化されるので、電動機の温度上昇が大きくなることが懸念される。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、車両用駆動電動機の制御に弱め界磁制御が選択的に適用される電動車両において、電動機の温度推定精度を向上することである。

この発明のある局面では、電動車両は、車両駆動力を発生する電動機と、蓄電装置と、昇圧機能を有する昇圧コンバータと、インバータと、温度センサと、温度推定部とを備える。昇圧コンバータは、前記蓄電装置および電力線の間に接続される。インバータは、前記電力線上の直流電圧を、前記電動機を駆動するための交流電圧に変換する。温度センサは、電動機のコイル温度を検出する。温度推定部は、電動機の温度を推定するように構成される。昇圧コンバータによる昇圧が禁止されているときの走行において、電動機の出力を制御するためのインバータでの電力変換は、弱め界磁制御を非適用とした正弦波ＰＷＭ制御である第１の制御モードと、前記弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御である第２の制御モードとを選択して制御される。温度推定部は、前記後進走行時において、前記第１の制御モードでは第１のマップを用いて前記推定温度を算出する一方で、前記第２の制御モードでは第２のマップを用いて前記推定温度を算出する。第２のマップは、前記電動機の出力トルクが同一値の下で、前記推定温度および前記検出温度の温度差が前記第１のマップよりも大きくなるように構成される。

上記電動車両によれば、昇圧コンバータによる昇圧が禁止されているときの走行（退避走行）において、弱め界磁制御の適用によって、制御精度に優れた正弦波ＰＷＭ制御による電動機の出力範囲を拡大できる。さらに、推定演算によって電動機温度を推定する後進走行時には、第１および第２のマップの切換えによって、弱め界磁制御の適用による電動機での電力損失の増大を反映して、電動機温度の推定精度を確保することができる。この結果、推定された電動機温度に基づいて、電動機を過熱から保護するための制御を適切に起動することができる。

この発明によれば、車両用駆動電動機の制御に弱め界磁制御が選択的に適用される電動車両において、電動機の温度推定精度を向上することができる。

本発明の実施の形態による電動車両の電気システムを示した構成図である。 図１に示されたモータジェネレータの制御モードを説明する図である。 昇圧コンバータの上アームオン状態時における電気システムの等価回路図である。 昇圧禁止での退避走行時におけるモータジェネレータの動作範囲を説明するための概念図である。 昇圧禁止での退避走行時におけるモータジェネレータの制御の状態遷移図である。 モータジェネレータの冷却機構の概略を説明する概念図である。 モータジェネレータに対する冷媒（ＡＴＦ）の供給態様を説明するための概念図である。 坂道走行時におけるモーターコイルのセンサによる検出温度と実際の温度との差異を説明するための概念図である。 本実施の形態に従う電動車両におけるモータジェネレータの熱保護のための制御処理を説明するフローチャートである。 モータジェネレータの温度推定のための制御処理の詳細を説明するフローチャートである。 温度推定マップの特性を比較する概念図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態による電動車両の電気システムを示した図である。
図１を参照して、電動車両１００は、蓄電装置Ｂと、昇圧コンバータ１０と、インバータ２０と、モータジェネレータＭＧと、駆動輪３５と、動力伝達ギヤ３６と、高電圧側の電力線ＰＬ１，ＰＬ２と、低電圧側の電力線ＮＬと、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１とを備える。また、電動車両１００は、制御装置４０と、電圧センサ５２，５４と、電流センサ５６と、回転角センサ５８と、シフトレバー６１と、シフトポジションセンサ６２とをさらに備える。

蓄電装置Ｂは、再充電可能な直流電源であり、たとえばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池によって構成される。蓄電装置Ｂは、走行用の電力を蓄える。なお、蓄電装置Ｂとして、二次電池に代えて、電気二重層キャパシタや大容量のコンデンサ等を用いてもよい。

蓄電装置Ｂは、電力線ＰＬ１およびＮＬと接続される。電力線ＮＬは、たとえば、接地配線である。平滑コンデンサＣ０は、電力線ＰＬ１およびＮＬの間に接続される。平滑コンデンサＣ０は、電力線ＰＬ１およびＮＬ間の電圧変動の交流成分を平滑化する。以下では、蓄電装置Ｂの出力電圧を、直流電圧ＶＢとも表記する。

昇圧コンバータ１０は、蓄電装置Ｂと、電力線ＰＬ２の間に接続される。昇圧コンバータ１０は、いわゆる昇圧チョッパ回路の構成を有しており、リアクトルＬと、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する。）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

平滑コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ２およびＮＬの間に接続される。平滑コンデンサＣ１は、電力線ＰＬ２およびＮＬ間の電圧変動の交流成分を平滑化する。

インバータ２０は、いわゆる三相インバータの回路構成を有し、昇圧コンバータ１０およびモータジェネレータＭＧの間に接続される。インバータ２０は、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とを含む。Ｕ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６は、電力線ＰＬ２およびＮＬの間に並列に接続される。Ｕ相アーム２２は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を含む。Ｖ相アーム２４は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を含む。Ｗ相アーム２６は、直列に接続されたスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６を含む。各相アームの中間点は、モータジェネレータＭＧのステータコア（図示せず）に巻回された各相のコイルＣＬにそれぞれ接続されている。

なお、上記のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および後述のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６として、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６に対して、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６が逆並列に接続される。

モータジェネレータＭＧは、交流電動発電機であり、たとえば、永久磁石が埋設されたロータを備える三相交流電動発電機によって構成される。モータジェネレータＭＧは、動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３５に機械的に連結される。これにより、モータジェネレータの出力トルクによって、電動車両１００の走行トルクを発生することができる。モータジェネレータＭＧが正方向に回転することによって、電動車両１００は前進方向に走行する。一方で、モータジェネレータＭＧが負方向に回転することによって、電動車両１００は後進方向に走行する。以下では、モータジェネレータＭＧを正回転方向に回転駆動するためのトルクを正トルク、負回転方向に回転駆動するためのトルクを負トルクとも称する。

また、モータジェネレータＭＧは、電動車両１００の制動時には、車両の運動エネルギーを駆動輪３５から伝達された状態で、車両の走行を妨げる方向のトルクを発生することによって発電することができる。たとえば、電動車両１００の前進走行時において、モータジェネレータＭＧが負トルクを出力することによって、回生発電が実行される。なお、電動車両１００がハイブリッド車両である場合には、モータジェネレータＭＧは、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力を用いて発電し、かつ、エンジンの始動も行なうものであってもよい。

昇圧コンバータ１０は、制御装置４０からの信号ＣＮＶに基づいて、電力線ＰＬ２およびＮＬ間の直流電圧ＶＨ（以下「システム電圧ＶＨ」とも称する。）を電圧指令値に従って制御する。平滑コンデンサＣ０の直流電圧ＶＬ（すなわち、ＶＬ＝ＶＢ）に対して、昇圧コンバータ１０は、システム電圧ＶＨをＶＨ≧ＶＬの範囲に制御する。すなわち、昇圧コンバータ１０は、昇圧機能を有している。

具体的には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を交互にオンオフ制御する際のデューティ比について、システム電圧ＶＨが電圧指令値よりも低い場合には、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティーを大きくすることによって、電力線ＰＬ１から電力線ＰＬ２へ電流を流すことによりシステム電圧ＶＨを上昇させることができる。これに対して、システム電圧ＶＨが電圧指令値電圧よりも高い場合には、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティーを大きくすることによって、電力線ＰＬ２から電力線ＰＬ１へ電流を流すことにより、システム電圧ＶＨを低下させることができる。

インバータ２０は、制御装置４０からの信号ＩＮＶに基づいて、電力線ＰＬ２上の直流電力を、モータジェネレータＭＧを駆動するための交流電力（三相交流電圧）に変換する。また、インバータ２０は、電動車両１００の回生制動時には、信号ＩＮＶに基づいて、モータジェネレータＭＧにより発電された三相交流電力を直流電圧に変換して、電力線ＰＬ２へ出力する。たとえば、制御装置４０は、モータジェネレータＭＧの出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御されるように、信号ＩＮＶを生成する。電動車両１００の前進走行時には、加速時にはＴｑｃｏｍ＞０（正トルク）に設定され、回生制動時には、Ｔｑｃｏｍ＜０（負トルク）に設定される。電動車両１００の後進走行時には、モータジェネレータＭＧは負トルクを出力する。

電圧センサ５２は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。電圧センサ５４は、蓄電装置Ｂの電圧ＶＢを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。電流センサ５６は、蓄電装置Ｂに入出力される電流ＩＢを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。回転角センサ５８は、モータジェネレータＭＧのロータの回転角θを検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。回転角センサ５８の出力から、モータジェネレータＭＧの単位時間当たりの回転数（以下、「ＭＧ回転数」）を算出することができる。

運転者は、シフトレバー６１の操作により、少なくとも、リバースレンジ（Ｒレンジ）、ニューラルレンジ（Ｎレンジ）、ドライブレンジ（Ｄレンジ）およびパーキングレンジ（Ｐレンジ）のいずれかを選択できる。シフトポジションセンサ６２は、シフトレバー６１の操作により現在選択されているレンジを示す信号を制御装置４０へ出力する。

制御装置４０は、図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

制御装置４０は、電圧ＶＨ，ＶＢ（ＶＢ＝ＶＬ）および電流ＩＢの各検出値に基づいて、昇圧コンバータ１０を駆動するための信号ＣＮＶを生成して昇圧コンバータ１０へ出力する。また、制御装置４０は、モータ電流、回転角θおよび電圧ＶＨの各検出値、ならびに、図示されない外部ＥＣＵからのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに基づいて、モータジェネレータＭＧを駆動するための信号ＩＮＶを生成してインバータ２０へ出力する。シフトポジションセンサ６２からの信号は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍを設定する外部ＥＣＵにも伝達されている。

制御装置４０は、モータジェネレータＭＧのトルク制御（以下、単に「ＭＧ制御」とも称する）について、複数の制御モードを選択する。選択された制御モードに従って、インバータ２０における電力変換が制御される。

図２は、図１に示したモータジェネレータＭＧの制御モードを説明する図である。図２を参照して、電動車両１００では、ＭＧ制御、すなわちインバータ２０における電力変換について、ＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとを切替えて使用する。

ＰＷＭ制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御とを含む。正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って、各相上下アーム素子のオン／オフが制御される。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。

なお、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限されるこの正弦波ＰＷＭ制御では、モータジェネレータＭＧへの印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する。）の基本波成分を入力電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない（以下、入力電圧（システム電圧）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称する。）。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御での最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。なお、過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、モータジェネレータＭＧに印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

矩形波電圧制御モードでは、矩形波電圧制御の実行により、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分がモータジェネレータに印加される。これにより、矩形波電圧制御では、変調率は０．７８まで高められる。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるので、トルク指令値に対する偏差に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

正弦波ＰＷＭ制御は、電圧および電流（すなわち、出力トルク）の制御精度が高い一方で、変調率の限界から出力範囲が限られる。一方で、矩形波電圧制御は、制御精度は相対的に低下するが、高出力への対応が可能となる特徴を有する。過変調ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の境界領域を分担する役割を有する。

制御モードの切替については、概略的には、低トルク低回転数域では、トルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中トルク中回転数域では、過変調ＰＷＭ制御が用いられる。そして、高トルク高回転数域では、モータジェネレータＭＧの出力向上を実現可能な矩形波電圧制御が適用される。上記の制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。すなわち、高出力領域でＰＷＭ制御を適用するためには、変調率を下げるためにシステム電圧ＶＨを上昇させる必要がある。

（電動車両の退避走行と昇圧コンバータでの共振現象）
再び図１を参照して、昇圧コンバータ１０は、スイッチング素子Ｑ２をオフ固定すると、昇圧機能がオフされて、ＶＨ＝ＶＬとなる。この際に、スイッチング素子Ｑ１をオンすると、電力線ＰＬ２から電力線ＰＬ１に回生電流を受け入れることができる。

したがって、電圧センサ５２の故障等によって昇圧コンバータ１０での昇圧が禁止された場合にも、スイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２をオフに固定した状態（以下、「上アームオン状態」とも称する）で昇圧コンバータ１０を動作することにより、電動車両１００は、ＶＨ＝ＶＬの制限下で、車両走行を継続することができる。この結果、通常時の加速能力は得られなくても、安全な場所まで車両を移動させる等の緊急的な車両走行（以下、「退避走行」とも称する）を継続することが可能となる。

このような、昇圧が禁止された退避走行では、システム電圧ＶＨを高めることができないので、変調率を下げることが困難である。しかしながら、昇圧コンバータ１０を上アームオン状態で動作させた下で、矩形波電圧制御モードを適用すると、特許文献２にも記載されるように、以下のような共振現象の発生が懸念される。

図３には、昇圧コンバータの上アームオン状態における電気システムの等価回路図が示される。

図３を参照して、昇圧コンバータ１０の上アームオン状態では、スイッチング素子Ｑ１を経由して、平滑コンデンサＣ１と昇圧コンバータ１０のリアクトルＬとによるＬＣ回路が連続的に形成される。当該ＬＣ回路は、インバータ２０と接続される。

一方で、矩形波電圧制御モードでは、ＭＧ回転数に依存した矩形波電圧がインバータ２０に印可される。したがって、ＭＧ回転数に依存したトルクリップルが発生すると、このトルクリップルに応じた電圧リップルが電力線ＰＬ２（システム電圧ＶＨ）に発生する。

電圧リップルの周波数が、平滑コンデンサＣ１およびリアクトルＬにより形成されるＬＣ回路の共振周波数に近づくと、電圧リップルに誘引されて当該ＬＣ回路が共振することによって、過電流や過電圧が発生し得る。

より詳しく説明すると、平滑コンデンサＣ１および昇圧コンバータ１０のリアクトルＬにより形成されるＬＣ回路の共振周波数ｆ１は、次式によって表される。

ｆ１＝１／｛２π√（Ｌ×Ｃ）｝ …（１）
ここで、Ｌは、リアクトルＬのインダクタンスを示し、Ｃは、平滑コンデンサＣ１の容量を示す。

一方、モータジェネレータＭＧのトルクリップルに応じて発生する電力線ＰＬ２の電圧リップルの変動周波数ｆ２は、たとえば次式によって表される。

ｆ２＝Ｎｍｇ×４×６／６０ …（２）
ここで、モータジェネレータＭＧのロータの永久磁石は４極対とし、変動周波数ｆ２は、６次高調波成分の周波数としている。なお、Ｎｍｇは、１分間当たりのＭＧ回転数を示す。

上記のように、電圧リップルの変動周波数ｆ２はＭＧ回転数Ｎｍｇに依存し、変動周波数ｆ２がＬＣ回路の共振周波数ｆ１に近くなるようなＭＧ回転数ＮｍｇになるとＬＣ回路が共振する。

特に、上述した、昇圧コンバータ１０での昇圧が禁止された下での退避走行では、図３に示されたＬＣ回路が常時形成されることになるので、ＬＣ回路の共振による、過電圧および／または過電流が発生し易くなってしまう。

ここで、式（１）および（２）から、モータジェネレータＭＧについて、ｆ２＝ｆ１が成立する共振回転数を求めることができる。この結果、ＭＧ回転数Ｎｍｇについて、当該共振回転数を含む所定の共振領域を設定することができる。共振領域は、回路シミュレーションおよび／または実機実験等によって、予め定めることができる。すなわち、ＭＧ回転数Ｎｍｇが当該共振領域内に入ると、ＬＣ回路の共振を回避するために、矩形波電圧制御モードの適用を禁止することが好ましい。

図４には、昇圧禁止での退避走行時におけるモータジェネレータＭＧの動作範囲を説明するための概念図が示される。

図４の横軸には、ＭＧ回転数の絶対値（｜Ｎｍｇ｜）が示され、縦軸にはモータジェネレータＭＧの出力トルクの絶対値（｜Ｔ｜）が示される。すなわち、図４の特性図は、前進走行および後進走行に共通に適用することができる。

図４を参照して、モータジェネレータＭＧの最大出力線１０１は、各回転数｜Ｎｍｇ｜における出力最大トルクの集合に相当する。昇圧コンバータ１０が正常に昇圧機能を発揮できる場合には、最大出力線１０１よりも内側の領域内で、モータジェネレータＭＧの動作点（回転数×トルク）を設定することができる。

図４中には、矩形波電圧制御禁止ライン１１０がさらに示される。矩形波電圧制御禁止ライン１１０は、昇圧コンバータ１０が上アームオン状態であるとき（すなわち、ＶＨ＝ＶＬ＝ＶＢ）のときに、正弦波ＰＷＭ制御モードでモータジェネレータＭＧを制御可能な、最大出力線に相当する。したがって、ＶＨ＝ＶＢの下で、矩形波電圧制御禁止ライン１１０を超えた出力範囲（図中で矩形波電圧制御禁止ライン１１０よりも右側の領域）でモータジェネレータＭＧを動作させる場合には、矩形波電圧制御モード（または、過変調ＰＷＭ制御）の適用が必要となる。言い換えると、矩形波電圧制御禁止ライン１１０を超えた出力範囲において正弦波ＰＷＭ制御モードを適用するには、システム電圧ＶＨの昇圧が必要となる。

ここで、昇圧が禁止された退避走行では、緊急的な走行のための必要最低限の車両駆動力（走行トルク）を確保することが目的となる。このため、図１に示した電気システム内に過電流や過電圧が発生することを優先的に回避するべく、モータジェネレータＭＧについては、制御性能に優れた正弦波ＰＷＭ制御を適用して走行することが好ましい。

一方で、矩形波電圧制御禁止ライン１１０では、高回転数領域におけるトルクが大幅に制限される。しかしながら、出力確保のために矩形波電圧制御モードを適用すると、上述した共振現象の問題が生じてしまう。図６中では、Ｎ１≦｜Ｎｍｇ｜≦Ｎ２が共振領域として示される。

少なくとも上記共振領域では、出力トルク拡大のためには、矩形波電圧制御モードではなく、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御を用いる必要がある。通常、正弦波ＰＷＭ制御では、ｄ軸電流およびｑ軸電流の指令値がそれぞれ設定されて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を指令値に近付けるためのフィードバック制御に従って、インバータ２０からモータジェネレータＭＧへ供給される交流電圧が制御される。同一出力トルクに対応するｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の組み合わせは複数存在し、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の比の設定によって電流位相は制御される。

弱め界磁制御が非適用とされる、通常の正弦波ＰＷＭ制御では、モータジェネレータＭＧの電流位相は、電力損失が最小となる最適値に制御される。これにより、同一電流振幅に対するモータジェネレータＭＧの出力トルクは最大となる。

これに対して、弱め界磁制御が適用された正弦波ＰＷＭ制御では、同一出力トルク下で、ｄ軸電流が増加するようにモータジェネレータＭＧの電流位相が制御される。ｄ軸電流の増加により、モータジェネレータＭＧの各相での誘起電圧が低下することにより、出力トルクを拡大することが可能となる。一方で、モータジェネレータＭＧでの電力損失は、通常の正弦波ＰＷＭ制御と比較して増加する。すなわち、モータジェネレータＭＧの効率は低下する。

図４に示されるように、非昇圧（ＶＨ＝ＶＬ）において弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御による最大出力線１２０（以下、単に、「弱め界磁制御の最大出力線１２０」とも称する）は、矩形波電圧制御禁止ライン１１０よりも高トルク領域でのモータジェネレータＭＧでの動作を可能とする。この結果、昇圧が禁止された退避走行での最大出力線は、矩形波電圧制御禁止ライン１１０（Ｎ＜Ｎ１）および、弱め界磁制御適用時の最大出力線１２０（Ｎ≧Ｎ１）の組み合わせによって得られる。

図５は、昇圧禁止での退避走行におけるモータジェネレータＭＧの制御モードの状態遷移図である。

図５を参照して、昇圧禁止（ＶＨ＝ＶＬ）での退避走行が開始されると、最適電流位相による、すなわち弱め界磁制御を非適用とした、通常の正弦波ＰＷＭ制御によって、モータジェネレータＭＧの出力は制御される。

ＭＧ回転数（｜Ｎｍｇ｜）が、判定値Ｎｔよりも高くなると、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御が用いられる。本実施の形態では、Ｎｔ＝Ｎ１とすることにより、共振領域（Ｎ１≦｜Ｎｍｇ｜≦Ｎ２）において、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御が用いられるものとする。

なお、｜Ｎｍｇ｜＞Ｎ２の領域においても、出力トルクの急変を回避するために、弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御を用い続けることが好ましい。一方で、｜Ｎｍｇ｜≦Ｎ１に復帰した場合には、通常の正弦波ＰＷＭ制御に、制御モードを復帰することが好ましい。かかる低回転数領域では、通常の正弦波ＰＷＭ制御でも、出力トルクの不足は発生し難いからである。

（モータジェネレータの熱保護制御）
モータジェネレータＭＧは、トルク出力のための通電によって発熱する。したがって、モータジェネレータＭＧの温度（以下、単に「ＭＧ温度」とも称する」が上昇すると、機器保護のために、モータジェネレータＭＧの出力（具体的には、トルク）を制限する必要が生じる。

図６は、モータジェネレータＭＧの冷却機構の概略を示す概念図である。
図６を参照して、電動車両１００において、モータジェネレータＭＧは、他の駆動系部品と共に、トランスアクスルケース６０内に格納されている。トランスアクスルケース６０の内部には、作動油（ＡＴＦ）を溜めるためのオイルパン７０が設けられる。オイルポンプ６５は、トランスアクスルケース６０の内部で当該ＡＴＦを循環するために配置される。オイルポンプ６５は、たとえば、モータジェネレータＭＧのロータの回転に伴って駆動される。オイルポンプ６５が駆動するとオイルパン７０に溜められたＡＴＦは、油路７５を経由して吸い上げられて、予め設けられた排出口６６から排出される。

排出口６６は、ＡＴＦがモータジェネレータＭＧ（特に、コイルＣＬ）全体に掛るような位置に予め配置される。ＡＴＦがモータジェネレータＭＧに対して出力されることによって、モータジェネレータＭＧは冷却される。すなわち、ＡＴＦがモータジェネレータＭＧの冷媒としても作用する。

モータジェネレータＭＧには、ＭＧ温度を推定するための温度センサ６７が設けられている。温度センサ６７は、たとえば、コイルＣＬ（図１）の温度を検出するように配置される。コイル温度は、コイルＣＬを通過する電流による電力損失（銅損）によって上昇する他、ステータコア（図示せず）での発熱が伝達されることによっても上昇する。

コイルＣＬの通過電流は、モータジェネレータＭＧのトルク増加に応じて増大する。一方で、トルクが同一値であっても、モータジェネレータＭＧの電流位相に応じて電力損失が増加すると、ステータコアでの温度上昇が大きくなる。したがって、弱め界磁制御の適用時には、同一のトルク値のもとで、モードジェネレータＭＧの温度上昇が大きくなることが懸念される。

図７は、モータジェネレータに対する冷媒（ＡＴＦ）の供給態様を説明するための概念図である。図７（ａ）には、平坦路走行時におけるＡＴＦの供給態様が模式的に示される一方で、図７（ｂ）には、坂道行時におけるＡＴＦの供給態様が模式的に示される。

図７（ａ）を参照して、平坦路走行時には、排出口６６から出力されるＡＴＦは、前方側の経路７１および後方側の経路７２に略均等に分割されてモータジェネレータＭＧに供給される。一方で、温度センサ６７は、経路７１側のみに配置されている。

図７（ｂ）には、前進方向での降坂および、後進走行での登坂方向の坂道走行時における、ＡＴＦの供給態様が示される。図７（ｂ）では、電動車両１００の傾きにより、排出口６６から流出されるＡＴＦが経路７１に大量に流れる一方で、経路７２のＡＴＦ流量は小さくなる。

この結果、図７（ｂ）の坂道走行時には、温度センサ６７に対して大量のＡＴＦが通流することになる。この結果、温度センサ６７の検出温度が低下する。図８には、図７（ｂ）の坂道走行時における温度挙動が示される。

図８を参照して、坂道走行時には、温度センサ６７を多量のＡＴＦが通過する。したがって、図中に点線で示される、コイルＣＬの実温度Ｔｃｌの上昇に対して、温度センサ６７による検出温度Ｔｓｎがあまり上昇しない。このため、実温度Ｔｃｌおよび検出温度Ｔｓｎの温度差ΔＴｃｌが、坂道走行時には大きくなることが懸念される。この結果、検出温度Ｔｓｎに基づいてＭＧ温度を推定すると、温度上昇を過小評価してしまう虞がある。

特に、後進走行での登坂時には、モータジェネレータＭＧから大きな負トルクを出力することが必要になるため、温度差ΔＴｃｌの影響で、モータジェネレータＭＧの熱保護が不十分となる虞がある。

一方で、前進走行での降坂時には、モータジェネレータＭＧはあまり大きなトルクを出力する必要がない。このため、モータジェネレータＭＧの熱保護のために出力制限が必要となる可能性は低い。また、前進走行での登坂時には、図７（ｂ）とは逆に、温度センサ６７の検出温度Ｔｓｎは、ＡＴＦ量の低下によって、平坦路走行時よりも上昇する可能性があるが、この温度差は、熱保護の観点からは安全側に作用する。

図９は、本実施の形態におけるモータジェネレータＭＧの熱保護のための制御処理を説明するフローチャートである。図９に示すフローチャートの各ステップの処理は、たとえば、制御装置４０によるハードウェア処理および／またはソフトウェア処理によって実行される。

図９を参照して、制御装置４０は、ＭＧ温度を推定するためのステップＳ１００を実行した後、熱保護のためのステップＳ３００を実行する。ステップＳ１００は、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０およびＳ２００を含む。

制御装置４０は、ステップＳ１１０により、前進走行中であるかどうかを判定する。ステップＳ１１０による判定は、たとえば、シフトポジションセンサ６２（図１）の出力に基づいて実行することができる。制御装置４０は、Ｄレンジの選択時には、ステップＳ１１０をＹＥＳ判定とする一方で、後進走行のためのＲレンジが選択されている場合には、ステップＳ１１０をＮＯ判定とする。

制御装置４０は、前進走行時（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０により、コイル温度センサ７６による検出値（検出温度Ｔｓｎ）を取得する。さらに、制御装置４０は、ステップＳ１３０により、ＭＧ温度Ｔｍｇ＝Ｔｓｎとする。すなわち、前進走行時には、コイル温度センサ７６による検出温度Ｔｓｎに従って、ＭＧ温度が推定される。

制御装置４０は、後進走行時（Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２００により、コイル温度センサ７６による検出温度ＴｓｎおよびモータジェネレータＭＧの出力トルク（｜Ｔ｜）からの推定演算によって、ＭＧ温度（Ｔｍｇ）を推定する。

図１０は、図９のステップＳ２００による、モータジェネレータの温度推定のための制御処理を説明するフローチャートである。図１０を参照して、ステップＳ２００（図９）は、ステップＳ２１０〜Ｓ２７０を有する。

制御装置４０は、ステップＳ２１０により、コイル温度センサ７６による検出値（検出温度Ｔｓｎ）を取得するとともに、ステップＳ２２０により、トルク絶対値（｜Ｔ｜）を取得する。たとえば、トルク指令値Ｔｑｃｏｍから、トルク絶対値を取得することができる（｜Ｔ｜＝｜Ｔｑｃｍ｜）。さらに、制御装置４０は、ステップＳ２３０により、弱め界磁制御の適用中であるかどうかを判定する。

制御装置４０は、弱め界磁制御の非適用時（Ｓ２３０のＮＯ判定時）には、ＭＧ温度推定のためのマップとして、マップ１を選択する。一方で、制御装置４０は、弱め界磁制御の適用時（Ｓ２３０のＹＥＳ判定時）には、マップ２を選択する。

このように、弱め界磁制御が非適用とされた正弦波ＰＷＭ制御、すなわち、通常の正弦波ＰＷＭ制御は「第１の制御モード」に対応し、弱め界磁制御が適用とされた正弦波ＰＷＭ制御は「第２の制御モード」に対応する。

マップ１およびマップ２の各々は、検出温度Ｔｓｎおよびトルク絶対値｜Ｔ｜の入力に対して、ＭＧ温度（Ｔｍｇ）を出力するように構成される。マップ１およびマップ２は、たとえば、実験結果やシミュレーション結果等に基づいて予め作成される。

制御装置４０は、ステップＳ２６０では、選択されたマップ（マップ１またはマップ２）に、コイル検出温度Ｔｓｎおよびトルク絶対値｜Ｔ｜を入力して、ＭＧ温度の推定値（Ｔｍｇ＃）を算出する。さらに、制御装置４０は、ステップＳ２７０により、ステップＳ２６０で算出された推定温度Ｔｍｇ＃を、ＭＧ温度（Ｔｍｇ）とする。（Ｔｍｇ＝Ｔｍｇ＃）
図１１には、温度推定のためのマップ１およびマップ２の特性を比較する概念図が示される。

図１１を参照して、マップ２は、弱め界磁制御の適用によって、モータジェネレータＭＧでの電力損失が大きくなるときの温度推定に用いられる。一方で、マップ１は、弱め界磁制御の非適用時、すなわち、モータジェネレータＭＧでの電力損失が最小となる電流位相の適用時における温度推定に用いられる。

したがって、弱め界磁制御の適用中に用いられるマップ２は、弱め界磁制御の非適用中に用いられるマップ１と比較して、同一のトルク絶対値に対して、温度差ΔＴｃｌが大きくなるように作成される。ここで、温度差ΔＴｃｌ＝Ｔｍｇ＃−Ｔｓｎである。

これにより、弱め界磁制御の適用／非適用が選択される、昇圧が禁止された退避走行において、後進走行時におけるＭＧ温度の推定演算（Ｓ２００）の精度を確保することができる。具体的には、弱め界磁制御適用によるモータジェネレータＭＧでの電力損失増加による温度上昇の増加を、推定演算に適切に反映することができる。このように、制御装置４０が、ステップＳ２００を含むステップＳ１００による制御処理を実行することによって、「温度推定部」の機能を実現することができる。

再び図９を参照して、熱保護のためのステップＳ３００は、ステップＳ３１０〜Ｓ３３０を有する。制御装置４０は、ステップＳ３１０では、ステップＳ１００で推定されたＭＧ温度（Ｔｍｇ）を、所定のしきい値Ｔｘと比較する。

制御装置４０は、ＭＧ温度Ｔｍｇがしきい値Ｔｘ以下であるときには（Ｓ３１０のＮＯ判定時）、ステップＳ３３０により、熱保護制御をオフする。この場合には、図４に示した、矩形波電圧制御禁止ライン１１０（Ｎ＜Ｎ１）および、弱め界磁制御適用時の最大出力線１２０（Ｎ≧Ｎ１）の組み合わせによって、昇圧が禁止された退避走行におけるモータジェネレータＭＧの最大出力が規定される。

これに対して、制御装置４０は、ＭＧ温度Ｔｍｇがしきい値Ｔｘを超えているとき（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３２０に処理を進めて、モータジェネレータＭＧのさらなる温度上昇を抑制するための熱保護制御をオンする。たとえば、熱保護制御では、モータジェネレータＭＧの出力が制限される。すなわち、昇圧が禁止された退避走行時においては、モータジェネレータＭＧの動作領域は、保護制御オフの場合よりも制限されることになる。特に、ＭＧ温度Ｔｍｇの上昇量が大きい場合には、モータジェネレータＭＧによるトルク出力が禁止されてもよい。

このように、本実施の形態に従う電動車両によれば、昇圧が禁止された退避走行において、昇圧コンバータでの共振現象を回避するとともにモータジェネレータＭＧの出力を拡大するために弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御を用いた場合にも、モータジェネレータＭＧの温度を正確に推定することができる。この結果、図７に示したように、坂道走行時および平坦路走行時の間で、モータジェネレータＭＧの温度センサの出力挙動が変化する場合にも、ＭＧ温度を適切に推定することができるので、適切な熱保護制御を行なうことができる。特に、登坂走行の降坂時において、モータジェネレータＭＧの熱保護が不十分になるという問題点を解消することができる。

なお、推定されたＭＧ温度の活用については、図９に例示された熱保護制御（Ｓ３００）に限定されることなく、任意の態様で実行することが可能である。

また、図９の制御処理において、電動車両１００に路面勾配を検出するためのセンサが搭載されている場合には、ステップＳ１１０については、「Ｒレンジ選択、かつ、路面勾配が閾値よりも大きい」ときに限ってＮＯ判定とすることも可能である。言い換えると、図９に示された、後進走行時に推定演算によってＭＧ温度を推定する制御処理では、路面勾配の検出センサが搭載されていない場合にも、後進走行での登坂時（図７（ｂ））におけるモータジェネレータＭＧの熱保護を図ることができる。

また、図１０の制御処理における、弱め界磁制御非適用時のマップ１については、退避走行以外（通常走行時）での温度推定精度を向上するために、図２に示された制御モード（正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および、矩形波電圧制御）毎に別個に作成することが望ましい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 昇圧コンバータ、２０ インバータ、２２，２４，２６ 各相アーム、３５ 駆動輪、３６ 動力伝達ギヤ、４０ 制御装置、５２，５４ 電圧センサ、５６ 電流センサ、５８ 回転角センサ、６０ トランスアクスルケース、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６５ オイルポンプ、６６ 排出口、６７ 温度センサ、７０ オイルパン、７１，７２ 経路（ＡＴＦ）、７５ 油路（ＡＴＦ）、７６ コイル温度センサ、１００ 電動車両、１０１ 最大出力線（通常）、１１０ 矩形波電圧制御禁止ライン、１２０ 最大出力線（弱め界磁制御適用時）、Ｂ 蓄電装置、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＬ コイル（モータジェネレータ）、ＣＮＶ，ＩＮＶ 信号、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード、ＩＢ 電流（蓄電装置）、Ｌ リアクトル、ＮＬ，ＰＬ１，ＰＬ２ 電力線、Ｎｍ ＭＧ回転数、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６ スイッチング素子、Ｔｃｌ 実温度（コイル）、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｔｓｎ 検出温度（コイル）、ＶＢ 直流電圧（蓄電装置）、ＶＨ 直流電圧（システム電圧）。

Claims (1)

1. 車両駆動力を発生する電動機を搭載した電動車両であって、
   蓄電装置と、
   前記蓄電装置および電力線の間に接続された、昇圧機能を有する昇圧コンバータと、
   前記電力線上の直流電圧を、前記電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、
   前記電動機のコイル温度を検出する温度センサと、
   前記電動機の温度を推定するための温度推定部とを備え、
   前記温度推定部は、車両の前進走行時には、前記温度センサによる検出温度から電動機温度を推定する一方で、前記車両の後進走行時には、前記温度センサによる検出温度および前記電動機の出力トルクからの推定演算によって前記電動機温度を推定するように構成され、
   前記昇圧コンバータによる昇圧が禁止されているときの走行では、弱め界磁制御を非適用とした正弦波ＰＷＭ制御である第１の制御モードと、前記弱め界磁制御を適用した正弦波ＰＷＭ制御である第２の制御モードとを選択して、前記電動機の出力を制御するための前記インバータでの電力変換が制御され、
   前記温度推定部は、前記後進走行時において、前記第１の制御モードでは第１のマップを用いて前記推定温度を算出する一方で、前記第２の制御モードでは第２のマップを用いて前記推定温度を算出し、
   前記第２のマップは、前記電動機の出力トルクが同一値の下で、前記推定温度および前記検出温度の温度差が前記第１のマップよりも大きくなるように構成される、電動車両。

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