JP2016166770A - 漏電検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高電圧電源の漏電検出に用いられるカップリングコンデンサに充放電が生じても迅速に漏電検出を行うことである。
【解決手段】漏電検出装置は、周期的な参照信号を発生する信号発生部と、信号発生部を高電圧電源に接続するカップリングコンデンサと、カップリングコンデンサと信号発生部との間に接続される第１抵抗素子と、カップリングコンデンサと第１抵抗素子との接続点に発生される電圧信号が供給される漏電抵抗検出部とを備え、漏電抵抗検出部は、カップリングコンデンサと第１抵抗素子との接続点に発生される電圧信号のうち、予め設定される判定閾値範囲以内の部分を有効とし、それ以外を無効と判定する判定信号を出力する判定回路と、判定信号が有効と判定する期間における被検出参照信号の振幅を検出し漏電抵抗値に換算して出力する漏電抵抗値出力回路とを含む。
【選択図】図１

Description

本発明は、漏電検出装置に関する。

高電圧電源は、接地との間が電気的に絶縁されている。何らかの原因で高電圧電源と接地との間が電気的に接続されると高電圧電源から接地に電流が流れ漏電が生じる。

この漏電を検知するために、高電圧電源の高電圧側端子または低電圧側端子にカップリングコンデンサを介して所定の入力パルス信号を供給してカップリングコンデンサの電圧を検出することが行われる。漏電が無ければ、入力パルス信号の電圧振幅と同じ電圧振幅を有する応答パルス信号が検出され、漏電があれば漏電抵抗の大きさに応じて入力パルス信号の電圧振幅よりも小さな電圧振幅の応答パルス信号が検出される。

特許文献１の漏電検知装置では、漏電検出がパルス信号の波高値の比較で行われることに着目し、パルス信号の立下がり時間を短縮して漏電検出時間を短くすることが述べられている。

特許文献２は、漏電抵抗の大きさに応じてカップリングコンデンサからの応答パルス信号の波形が変化することに着目し、２つの検出閾値電圧の間の移行時間で漏電抵抗を求めることを述べている。ここでは、緩速充電、急速放電のパルス信号を用いている。

本発明に関連する事項として、特許文献２は、漏電等価抵抗が短絡されるとカップリングコンデンサに充放電が生じ、漏電抵抗測定点の電圧が大幅に変動し、漏電検出可能な適正範囲である（０〜Ｖｃｃ）の域外となり、バイパスダイオードによって適正範囲に引き戻されるまで待つ必要があることを述べている。この場合でも、特許文献２では急速放電を行うので、適正範囲に引き戻す時間を短縮できると述べている。

特開２０１２−１６８０７２号公報 特開２０１３−１９５１３６号公報

高電圧電源の漏電検出に用いられるカップリングコンデンサに充放電が生じても迅速に漏電検出を行うことが望まれる。

本発明に係る漏電検出装置は、周期的な参照信号を発生する信号発生部と、信号発生部を高電圧電源に接続するカップリングコンデンサと、カップリングコンデンサと信号発生部との間に接続される第１抵抗素子と、カップリングコンデンサと第１抵抗素子との接続点に発生される電圧信号が供給される漏電抵抗検出部と、を備え、漏電抵抗検出部は、カップリングコンデンサと第１抵抗素子との接続点に発生される電圧信号のうち、予め設定される判定閾値範囲以内の部分を有効とし、それ以外を無効と判定する判定信号を出力する判定回路と、判定信号が有効と判定する期間における被検出参照信号の振幅を検出し漏電抵抗値に換算して出力する漏電抵抗値出力回路と、を含む。

上記構成によれば、高電圧電源の漏電検出に用いられるカップリングコンデンサに充放電が生じても迅速に漏電検出を行うことができる。

本発明に係る実施の形態の漏電検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明に係る実施の形態の漏電検出装置におけるカップリングコンデンサに充電が生じるときの充電電流の流れを示す図である。 本発明に係る実施の形態の漏電検出装置におけるカップリングコンデンサに放電が生じるときの放電電流の流れを示す図である。 本発明に係る実施の形態の漏電検出装置における判定回路の回路図である。 図１のＰ１における被検出参照信号の時間変化を示す図である。 図１のＰ２における被検出参照信号の時間変化を示す図である。 図１のＰ３における被検出参照信号の時間変化を示す図である。 図１のＰ４における被検出参照信号の時間変化を示す図である。 図１のＰ５における判定信号の時間変化を示す図である。 図１の漏電抵抗値出力回路において振幅を検出するための被検出参照信号を示す図である。 別の構成の漏電検出装置を示す図である。

以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下で述べる電圧値、周波数、抵抗値、容量値、時間等は説明のための例示であって、漏電検出装置の仕様等に応じ適宜変更が可能である。以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、漏電検出装置１０の構成を示すブロック図である。図１には、漏電検出装置１０の構成要素ではないが、検出対象である高電圧電源６と、高電圧電源６の高電圧Ｖ_H側の第１漏電抵抗８と、高電圧電源６の低電圧Ｖ_L側の第２漏電抵抗９を図示した。漏電検出装置１０は、第１漏電抵抗８または第２漏電抵抗９の大きさを検出して出力する装置である。

高電圧電源６は、所望の高電圧大電力を得るために複数の二次電池を組み合せた高電圧大容量の蓄電装置である。高電圧の例としては、約３００Ｖ〜約６００Ｖである。以下では、２５０Ｖの高電圧電源６について述べる。２５０Ｖは、高電圧電源６の高電圧Ｖ_Hと低電圧Ｖ_Lとの間の差電圧である。換言すれば、高電圧Ｖ_Hは低電圧Ｖ_Lよりも２５０Ｖ高い電圧である。

高電圧電源６は、感電防止等のために、外部から絶縁される。高電圧電源６の筐体は、高電圧電源６の高電圧Ｖ_H側と低電圧Ｖ_L側のいずれからもフローティングである。第１漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1は、高電圧電源６の高電圧Ｖ_H側が何らかの理由で筐体との間で漏電したときに漏電電流を漏電抵抗値に換算したものである。同様に、第２漏電抵抗９の漏電抵抗値Ｒ_L2は、高電圧電源６の低電圧Ｖ_H側が何らかの理由で筐体との間で漏電したときに漏電電流を抵抗値に換算したものである。

漏電検出装置１０は、基本構成として、周期的な参照信号を発生する信号発生部１２と、信号発生部１２を高電圧電源６に接続するカップリングコンデンサ１６と、カップリングコンデンサ１６と信号発生部１２との間に接続される第１抵抗素子１８と、カップリングコンデンサ１６と第１抵抗素子との接続点に発生する電圧信号を取得してその電圧信号の振幅から漏電抵抗値を求める漏電抵抗検出部１４を含む。また、高電圧電源６からの高電圧漏電電流に対する保護として、信号発生部１２の出力側に設けられる１組のバイパスダイオード３１，３２と、漏電抵抗検出部１４の入力側に設けられる１組のバイパスダイオード３３，３４を含む。

本発明に係る漏電検出装置１０では、特許文献２で指摘しているように、漏電抵抗が等価的に短絡される場合等のときに、カップリングコンデンサに充放電が生じ、漏電抵抗測定点の電圧が大幅に変動し、漏電検出可能な適正範囲である（０〜Ｖｃｃ）の域外となり、バイパスダイオードによって適正範囲に引き戻されるまで待つ必要がある課題に対し、短い時間で漏電検出を行うことを可能とする。

そこで、漏電検出装置１０の構成の詳細を述べる前に、カップリングコンデンサ１６に生じる充放電について説明する。カップリングコンデンサ１６に充放電電流が流れるのは、高電圧電源６の絶縁抵抗である漏電抵抗が外的要因によって変化した場合であり、高電圧電源６の漏電抵抗、例えば、第１漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1または第２漏電抵抗９の漏電抵抗値Ｒ_L2が大きく低下し、高電圧電源６の第１漏電抵抗８または第２漏電抵抗９が等価的に短絡した場合等である。以下では、第１漏電抵抗８または第２漏電抵抗９が等価的に短絡した場合について述べる。

図２は、高電圧電源６の第１漏電抵抗８が等価的に短絡したときにカップリングコンデンサ１６に流れる充電電流のパス８０を示す図である。高電圧電源６の第１漏電抵抗８が等価的に短絡して高電圧電源６の高電圧Ｖ_Hが接地電圧（ＧＮＤ）となると、相対的に高電圧電源６の低電圧Ｖ_Lは、Ｖ_Hよりも２５０Ｖ低い（−２５０Ｖ）の電圧となる。カップリングコンデンサ１６の一方端である高電圧電源６側の電圧も（−２５０Ｖ）となる。カップリングコンデンサ１６の他方端は、第２抵抗素子２０とバイパスダイオード３４を介して接地されるので、（−２５０Ｖ）よりは高電圧側である。したがって、接地（ＧＮＤ）〜バイパスダイオード３４〜第２抵抗素子２０〜カップリングコンデンサ１６〜高電圧電源６の低電圧Ｖ_L側〜高電圧電源６〜高電圧電源６の高電圧Ｖ_H側〜第１漏電抵抗８〜接地（ＧＮＤ）のパス８０で電流が流れる。この電流によりカップリングコンデンサ１６は、（−２５０Ｖ）側から０Ｖ側に充電される。

この充電は、カップリングコンデンサ１６の容量値Ｃと第２抵抗素子２０の抵抗値Ｒ２等で定まる時定数を有する充電特性の下で行われる。実際の回路定数を当てはめると、充電完了まで約２０ｓ〜約６０ｓの時間を要する。その遷移期間の間は、漏電抵抗検出部１４の入力点Ｐ２の電圧値、すなわちカップリングコンデンサ１６と第１抵抗素子１８との接続点Ｐ１に発生される電圧値は一定とならないので、漏電抵抗検出部１４は参照信号の振幅を検出できず漏電検出を行うことができない。

図３は、高電圧電源６の第２漏電抵抗９が等価的に短絡したときにカップリングコンデンサ１６に流れる充電電流のパス８２を示す図である。高電圧電源６の第２漏電抵抗９が等価的に短絡して高電圧電源６の低電圧Ｖ_Lが接地電圧（ＧＮＤ）となると、カップリングコンデンサ１６の一方端である高電圧電源６側の電圧は０Ｖとなる。カップリングコンデンサ１６の他方端は、第２抵抗素子２０とバイパスダイオード３３を介して回路電源（Ｖｃｃ）に接続されるので、０Ｖよりは高電圧側である。したがって、接地（ＧＮＤ）〜第２漏電抵抗９〜カップリングコンデンサ１６〜第２抵抗素子２０〜バイパスダイオード３３〜回路電源（Ｖｃｃ）〜（信号発生部１２と漏電抵抗検出部１４の回路負荷）〜接地（ＧＮＤ）のパス８２で電流が流れる。この電流によりカップリングコンデンサ１６は、回路電源（Ｖｃｃ）側から０Ｖ側に放電される。

この放電は、図２で説明した充電と同様に、放電完了まで約２０ｓ〜約６０ｓの時間を要する。その遷移期間の間は、漏電抵抗検出部１４の入力点Ｐ２の電圧値、すなわちカップリングコンデンサ１６と第１抵抗素子１８との接続点Ｐ１に発生される電圧値は一定とならないので、漏電抵抗検出部１４は参照信号の振幅を検出することができず漏電検出を行うことができない。

このように、カップリングコンデンサ１６に充放電が生じると、従来技術では約２０ｓ〜約６０ｓの遷移時間の間、漏電抵抗値の正確な検出を行うことができない。

再び図１に戻り、本発明の漏電検出装置１０の詳細な構成を説明する。カップリングコンデンサ１６は、一方端が高電圧電源６の低電圧Ｖ_L側端子に接続され、他方端であるＰ１は、第１抵抗素子１８を介して信号発生部１２に接続されると共に、第２抵抗素子２０を介して漏電抵抗検出部１４に接続される。

第１抵抗素子１８は、第１漏電抵抗８、または第２漏電抵抗９とで信号発生部１２から発生される参照信号の電圧を分割する。第１抵抗素子１８は、信号発生部１２の出力側に設けられる１組のバイパスダイオード３１，３２と共に、高電圧電源６側からの高電圧漏電電流に対して信号発生部１２の保護を行う保護抵抗となる。第１抵抗素子１８を用いることで、カップリングコンデンサ１６と第１抵抗素子１８との接続点Ｐ１の電圧値は、第１抵抗素子１８の抵抗値Ｒ１と、第１漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1または第２漏電抵抗９の漏電抵抗値Ｒ_L2とで分割された値となる。例えば、カップリングコンデンサ１６に充電電流が流れる場合、信号発生部１２の参照信号の振幅電圧をＶ₁とすると、漏電抵抗検出部１４により検出される被検出参照信号の振幅電圧（Ｐ１の電圧値）＝［｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ_L1）｝×Ｖ₁］となる。このように、第１抵抗素子１８は、漏電抵抗検出における分割抵抗として働く。

第２抵抗素子２０は、漏電抵抗検出部１４の入力側に設けられる１組のバイパスダイオード３３，３４と共に、高電圧電源６側からの高電圧漏電電流に対して漏電抵抗検出部１４の保護を行う保護抵抗である。また、図２、図３で述べたように、カップリングコンデンサ１６に充放電が生じる場合に、第２抵抗素子２０の抵抗値Ｒ２は、カップリングコンデンサ１６の容量値Ｃと共に、充放電時定数を決める充放電抵抗として働く。

２組のバイパスダイオード３１，３２，３３，３４はバイパス電圧の余裕をもって高電圧電源６からの高電圧漏電電流をＧＮＤまたはＶｃｃ側に流す保護ダイオードである。一例を挙げると、Ｖｃｃ＝＋１２Ｖ、ＧＮＤ＝０Ｖとし、バイパス電圧＝０．６Ｖとすると、カップリングコンデンサ１６に充放電が生じても、Ｐ２の電圧は、下限が（−０．６Ｖ）で制限され、上限が（＋１２．６Ｖ）で制限され、（±２５０Ｖ）の電圧がＰ２に懸ることはない。

信号発生部１２は、マイクロプロセッサ４０に内蔵される発振器４２と、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路４４とを含み、さらにマイクロプロセッサ４０の外部に設けられ、ＬＰＦと示すローパスフィルタ４６と、ＨＰＦと示すハイパスフィルタ４８と、オフセット回路５０とを含む。

ＰＷＭ回路４４は、所定周期のＰＷＭ信号を発生する。ＰＷＭ回路４４から出力されるＰＷＭ信号は、ローレベル（Ｌ）が０Ｖでハイレベル（Ｈ）が＋５Ｖである。ローパスフィルタ４６は、ＰＷＭ回路４４から出力されたＰＷＭ信号を、（＋２．５Ｖ±２．５Ｖ）の正弦波信号とする。正弦波信号の周波数は、一例を挙げると、２．５Ｈｚである。なお、図２、図３で説明した遷移時間の２０ｓ〜６０ｓは、この正弦波信号の５０〜１５０周期分に相当する。

ハイパスフィルタ４８は、（＋２．５Ｖ±２．５Ｖ）で周波数２．５Ｈｚの正弦波信号から直流バイアス電圧（＋２．５Ｖ）を取り除き、（０Ｖ±２．５Ｖ）で周波数２．５Ｈｚの正弦波信号とする。

オフセット回路５０は、（０Ｖ±２．５Ｖ）で周波数２．５Ｈｚの正弦波信号を、任意に設定された直流オフセット電圧を中心電圧として±２．５Ｖの電圧振幅と周波数２．５Ｈｚを有する正弦波信号に変換する。直流オフセット電圧は、漏電抵抗検出部１４における検出電圧範囲を考慮して定められる。Ｖｃｃ＝＋１２Ｖ、ＧＮＤ＝０Ｖの場合、この範囲に余裕を有して収まる正弦波信号が好ましい。一例を挙げると、＋３．３Ｖである。この場合、（＋３．３Ｖ±２．５Ｖ）の波形となり、（＋５．８Ｖ〜＋０．８Ｖ）の電圧範囲となる。以下では、（＋３．３Ｖ±２．５Ｖ）で周波数２．５Ｈｚの正弦波信号がカップリングコンデンサ１６に対して供給される。すなわち、信号発生部１２は、周波数２．５Ｈｚの一定周期の正弦波信号を参照信号として発生する。この参照信号は、第１抵抗素子１８を介してカップリングコンデンサ１６に供給される。

カップリングコンデンサ１６に供給された参照信号は、第１漏電抵抗８または第２漏電抵抗９の大きさに応じてその電圧振幅が変化する。電圧振幅の変化は、第１抵抗素子１８の分割抵抗機能による。第１抵抗素子１８の分割抵抗機能の式である（Ｐ１の電圧値）＝［｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ_L1）｝×Ｖ₁］を書き直すと、（被検出参照信号の電圧振幅）＝［｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ_L1）｝×（参照信号の電圧振幅）］となる。（参照信号の電圧振幅）は±２．５Ｖである。第１抵抗素子１８の抵抗値Ｒ１は既知であるので、（被検出参照信号の電圧振幅）を検出することで、第１漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1を求めることができる。

漏電検出装置１０では、カップリングコンデンサ１６に充放電が生じる場合を対象とするので、充放電時定数で定まる充放電特性を有する直流電圧成分に（参照信号の電圧振幅）が重畳する。この重畳された電圧信号から（参照信号の電圧振幅）を抜き出す処理を行う必要がある。さらに、充放電の場合にバイパスダイオード３３，３４で（−０．６Ｖ〜＋１２．６Ｖ）の範囲で制限され、上限が（＋１２．６Ｖ）で抑えられ、あるいは下限が（−０．６Ｖ）でカットされて不完全な振幅の被検出参照信号となるものを除外する処理を行うことで、正確な被検出参照信号を早期に取得することができる。

漏電抵抗検出部１４は、ノイズフィルタ６０と、ＨＰＦと示されるハイパスフィルタ６２とオフセット回路６４とを含み、この処理ルートとは別に、ノイズフィルタ６０を通った被検出参照信号についての判定回路６６を含む。さらに、漏電抵抗検出部１４は、オフセット回路６４の出力信号と判定回路６６の出力信号を取得し、内部にＡＤＣとして示すアナログデジタル変換器７０とメモリ７２とＶ_PP検出回路７４とＲ_L換算部７６とを含むマイクロプロセッサ４０を含む。

ノイズフィルタ６０は、カップリングコンデンサ１６の電圧信号のうち、信号発生部１２から供給される参照信号と同じ周波数の被検出参照信号を通すフィルタである。

ハイパスフィルタ６２は、ノイズフィルタ６０から出力される電圧信号から充放電時定数で定まる充放電特性を有する直流電圧成分を取り除き、交流成分の被検出参照信号を取り出すフィルタである。例えば、第１漏電抵抗８または第２漏電抵抗９によって小さくなった電圧振幅を±１．１Ｖとすると、バイパスダイオード３３，３４の影響を除いたとして、ハイパスフィルタ６２の出力は、（０Ｖ±１．１Ｖ）で周波数が２．５Ｈｚの正弦波の被検出参照信号である。

オフセット回路６４は、ハイパスフィルタ６２から出力される（０Ｖ±１．１Ｖ）で周波数が２．５Ｈｚの被検出参照信号に対し、マイクロプロセッサ４０の信号処理に適した直流オフセット電圧を加える処理を行う。直流オフセット電圧は、漏電抵抗検出部１４における検出電圧範囲を考慮して定められる。Ｖｃｃ＝＋１２Ｖ、ＧＮＤ＝０Ｖの場合、この範囲に余裕を有して収まる正弦波信号が好ましい。一例を挙げると、＋２．５Ｖである。この場合、（＋２．５Ｖ±１．１Ｖ）の波形となり、（＋３．６Ｖ〜＋１．４Ｖ）の電圧範囲となる。

判定回路６６は、ノイズフィルタ６０を通し、充放電特性を有する直流電圧成分の上に重畳する被検出参照信号の信号波形について、予め定めた判定閾値範囲内にあるか否かを判定し、判定閾値範囲以内の部分を有効とし、それ以外を無効とする判定信号を出力する回路である。例えば、判定閾値範囲以内にある信号波形の部分について有効であることを示すハイレベル（Ｈ）を出力し、それ以外の信号波形の部分について無効であることを示すローレベル（Ｌ）を出力する。

判定回路６６は、ノイズフィルタ６０を通った被検出参照信号の中で、マイクロプロセッサ４０の測定可能範囲に入る信号波形のみを測定に対し有効な部分として選び出す。マイクロプロセッサ４０は、選び出した有効な部分が信号波形の一周期分連続している被検出参照信号のみを用いて漏電検出に用いる。

判定閾値範囲は、漏電抵抗検出部１４であるマイクロプロセッサ４０の動作電圧範囲の上限と下限の範囲内で任意に設定できる。例えば、マイクロプロセッサ４０の動作電圧範囲の上限と下限のそれぞれについて予め定めた余裕電圧分狭くした電圧範囲を判定閾値範囲とできる。マイクロプロセッサ４０の動作電圧範囲を、Ｖｃｃ＝＋１２．０ＶからＧＮＤ＝０Ｖとすると、（０Ｖ＋下限余裕電圧）から（＋１２．０Ｖ−上限余裕電圧）の範囲を判定閾値範囲とできる。下限余裕電圧＝上限余裕電圧＝０．２Ｖとするときは、（０Ｖ＋０．２Ｖ）＝＋０．２Ｖから、（＋１２．０Ｖ−０．２Ｖ）＝＋１１．８Ｖの電圧範囲が判定閾値範囲となる。

判定閾値範囲の設定の際に、バイパスダイオード３３，３４によってそのバイパス電圧に固定された部分は含まないようにする。導通電圧であるバイパス電圧に固定された部分を有効としてマイクロプロセッサ４０に入力すると、被検出参照信号の電圧振幅値＝０と誤判断する為である。図１の構成では、バイパスダイオード３３，３４の電源電圧とＧＮＤはマイクロプロセッサ４０の電源電圧とＧＮＤと同じである。したがって、充放電の場合に被検出参照信号は、バイパスダイオード３３，３４で（−０．６Ｖ〜＋１２．６Ｖ）の範囲で制限され、上限が（＋１２．６Ｖ）で抑えられ、あるいは下限が（−０．６Ｖ）でカットされる。この上限値である（＋１２．６Ｖ）と下限値である（−０．６Ｖ）はいずれもマイクロプロセッサ４０の動作範囲外である。したがって、図１の構成の場合は、判定閾値範囲をマイクロプロセッサ４０の動作電圧範囲より狭く設定することで、バイパスダイオード３３，３４によってそのバイパス電圧に固定された部分は含まないようにできる。

図４は、判定回路６６の回路図の例である。判定回路６６において、ＶｃｃとＧＮＤとの間に分割抵抗を設け、Ｖｃｃ側判定閾値であるＶ_thHとＧＮＤ側判定閾値Ｖ_thLを生成する。（Ｖｃｃ−Ｖ_thH）は上限余裕電圧に相当し、（Ｖ_thL−ＧＮＤ）は下限余裕電圧に相当する。一例を挙げると、Ｖｃｃ＝＋１２．０Ｖ、ＧＮＤ＝０Ｖとして、上限余裕電圧と下限余裕電圧をそれぞれ０．２Ｖとすると、Ｖ_thH＝（Ｖｃｃ−余裕電圧分）＝＋１１．８Ｖ、Ｖ_thL＝＋０．２Ｖとする。

判定回路６６は、２つのコンパレータ８４，８６を有し、ノイズフィルタ６０から出力される被検出参照信号とＶ_thHの比較、ノイズフィルタ６０から出力される被検出参照信号とＶ_thLの比較を行い、それぞれの出力をＯＲ回路８８に入力する。ＯＲ回路８８の出力が判定信号である。被検出参照信号の信号波形のうち、判定信号がハイレベル（Ｈ）である部分が有効と判定された部分で、ローレベル（Ｌ）である部分が無効と判定された部分である。一周期分の信号波形に渡って有効と判定されると、その被検出参照信号は、（＋１１．８Ｖ〜＋０．２Ｖ）の電圧範囲において信号波形に欠け等がなく、その一周期の信号波形でその被検出参照信号の電圧振幅を測定することができる。

一周期に渡って有効と判定された被検出参照信号は、一周期分の信号波形だけであっても、その電圧振幅を検出することで、漏電抵抗値を求めることが可能である。一周期に渡って有効とされる被検出参照信号が複数であれば、その電圧振幅に基づいて求められる漏電抵抗値はさらに信頼性が高くなる。好ましくは一周期に渡って有効とされる被検出参照信号の１０周期以内で漏電抵抗値を求めることがよい。１０周期の被検出参照信号は、４００ｍｓ×１０＝４，０００ｍｓ＝４ｓである。従来技術では約２０ｓ〜６０ｓ待機する必要があることと比較すると、飛躍的に迅速に漏電抵抗値を正確に求めることができる。可能であれば、一周期に渡って有効とされる被検出参照信号の５個以内で漏電抵抗値を求めることがよい。その場合には漏電抵抗値を求めるのに要する時間は約２ｓで済む。

マイクロプロセッサ４０では、オフセット回路６４から連続して出力される被検出参照信号に対し、判定回路６６の出力をＡＮＤ演算する。ＡＮＤ演算によってオフセット回路６４から入力される被検出参照信号の信号波形で無効とされる部分はローレベル（Ｌ）となるが、ローレベル（Ｌ）が出ると以前の演算をリセットする等の処理を行う。これにより、有効とされるハイレベル（Ｈ）が連続している間のみ、以後の漏電検出値出力のための演算を続行できる。有効とされるハイレベル（Ｈ）が連続しているときは、ＡＮＤ演算の出力は、一周期に渡って欠け等のない完全な信号波形の連続である。これらを用いて漏電抵抗値を求める。

アナログデジタル変換器７０は、ＡＮＤ演算の結果得られた被検出参照信号の個々のアナログ信号波形をサンプリングによって離散的なデジタル値の信号波形に変換する。メモリ７２はアナログデジタル変換器７０から出力される離散的なデジタル値の信号波形を記憶する。Ｖ_PP検出回路７４は、メモリ７２に記憶された個々の信号波形についてそれぞれの波高値を検出する。検出された波高値は、被検出参照信号の電圧振幅に相当する値である。

Ｒ_L換算部７６は、（被検出参照信号の電圧振幅）＝［｛Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ_L1）｝×（参照信号の電圧振幅）］の関係式に基づいて、第１漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1または第２漏電抵抗値Ｒ_L2を算出して出力する。Ｒ_L換算部７６は、算出演算処理を実行してもよく、予め関係式をマップ化し、またはルックアップテーブル化して、Ｖ_PP検出回路７４の出力値を入力することで対応する漏電抵抗値を出力してもよい。複数のＶ_PP値を用いるときは、平均値をＲ_L換算部７６に入力する。

このように、漏電検出装置１０によれば、判定回路６６を用いるので、カップリングコンデンサ１６に充放電が生じても、従来技術に比べ、迅速に漏電抵抗値を出力することができる。

上記構成の漏電検出装置１０の作用を、図５から図９を用いてさらに詳細に説明する。図５から図９は、図１のＰ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４，Ｐ５における信号波形の時間推移をシミュレーションで計算した結果を示す図である。各図の横軸は時間ｔ、縦軸は電圧値Ｖである。これらの図では、カップリングコンデンサ１６に充電電流が流れるものとした。カップリングコンデンサ１６に放電電流が流れる場合は、信号波形の時間推移の傾向は同じであるが電圧値等が相違するので、適宜その相違についても述べる。

図５は、図１のＰ１における信号波形の電圧値の時間推移を示す図である。図２で述べたように、カップリングコンデンサ１６に充電が生じるときは、高電圧電源６の低電圧Ｖ_L側の電圧値がＧＮＤに対し約（−２５０Ｖ）となる。一方カップリングコンデンサ１６には信号発生部１２から（３．３Ｖ±２．５Ｖ）の参照信号が供給される。

したがって、カップリングコンデンサ１６の容量値Ｃと第２抵抗素子２０の抵抗値Ｒ２で定まる充電時定数による充電特性は、（−２５０Ｖ）から（＋３．３Ｖ）に向かう直流成分となる。これに、信号発生部１２からの交流信号（±２．５Ｖ）が第1漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1と第１抵抗素子１８の抵抗値Ｒ₁の分割比で定まる分だけ小さい振幅の交流信号が重畳する。

図５（ａ）は、縦軸の１目盛が５０Ｖで、（−２５０Ｖ）から（＋３．３Ｖ）に向かう充電特性が示されている。図５（ａ）の例では、Ｐ１において電圧値が安定するまで約３０ｓを要する。なお、カップリングコンデンサ１６に放電が生じる場合は、（＋２５０Ｖ）から（＋３．３Ｖ）に向かう放電特性となる。

図５（ｂ）は、（ａ）の一部について、縦軸の１目盛を２Ｖに拡大した図である。（−２５０Ｖ）から（＋３．３Ｖ）に向かう充電特性に、約（±１．１Ｖ）の交流信号が重畳している。この約（±１．１Ｖ）の交流信号がカップリングコンデンサ１６における被検出参照信号である。信号発生部１２から供給される参照信号の電圧振幅（±２．５Ｖ）と、Ｐ１における被検出参照信号の電圧振幅（±１．１Ｖ）とから、漏電抵抗値を求めることができるが、そのためには、充電が完了するまでの約３０ｓを待機しなければならない。

図５（ｃ）は、（ｂ）の一部について横軸を拡大した図である。縦軸の１目盛は（ｂ）と同じ２Ｖである。時間軸の目盛を省略したが、被検出参照信号の周波数は、参照信号の周波数と同じ２．５Ｈｚである。

図６は、図１のＰ２における信号波形の電圧値の時間推移を示す図である。Ｐ２はバイパスダイオード３４のカソード側である。バイパスダイオード３４のバイパス電圧である約（−０．６Ｖ）よりもマイナス側のＰ１における信号波形の電圧成分は、バイパスダイオード３４を通ってＧＮＤに接地される。したがって、Ｐ２の信号波形の電圧値は、Ｐ１の信号波形の電圧値を約（−０．６Ｖ）でクランプしたものとなり、約（−０．６Ｖ）よりマイナス側の値が出ない。

図６（ａ），（ｂ），（ｃ）の縦軸と横軸は、それぞれ図５（ａ），（ｂ），（ｃ）の縦軸と横軸と同じである。これらを比較すると、Ｐ２における信号波形のマイナス側は、約（−０．６Ｖ）で固定される。なお、カップリングコンデンサ１６に放電が生じる場合は、Ｐ２における信号波形のプラス側が約（＋１２．６Ｖ）で固定される。

図７は、図１のＰ３における信号波形の電圧値の時間推移を示す図である。Ｐ３は、Ｐ２の信号波形をノイズフィルタ６０とハイパスフィルタ６２を通した後の位置である。ノイズフィルタ６０は、被検出参照信号の中で、参照信号と同じ周波数のものだけを通すものであるが、このシミュレーションではノイズ成分を加えていない。そこで、Ｐ３の信号波形の電圧値は、Ｐ２の信号波形から充電特性の直流電圧成分をカットしたものとなる。

図７（ａ），（ｂ），（ｃ）の縦軸と横軸は、それぞれ図６（ａ），（ｂ），（ｃ）の縦軸と横軸と同じである。図６では、充電特性の直流電圧成分に被検出参照信号が重畳したものがバイパス電圧である約（−０．６Ｖ）を最小電圧として、それよりマイナス側がカットされている。図７では、図６においてバイパス電圧でカットされた部分はＧＮＤ＝０Ｖにシフトし、バイパス電圧でカットされなかった被検出参照信号はＧＮＤ＝０に重畳した形になっている。したがって、ＧＮＤ＝０Ｖから立ち上がる初めの方の被検出参照信号は、一周期が完全な正弦波でなく、マイナス側が一部欠けた信号波形となっている。参考として、図７（ｃ）で、被検出参照信号が現れる順に、番号を１から９と付した。少なくとも番号６までは信号波形の一部が欠けている。それ以降は信号波形が欠けているかは図７（ｃ）のみでははっきりしない。

なお、カップリングコンデンサ１６に放電が生じている場合は、ＧＮＤ＝０Ｖから立ち下がる被検出参照信号は、一周期が完全な正弦波でなく、プラス側が一部欠けた信号波形となる。

図８は、図１のＰ４における信号波形の電圧値の時間推移を示す図である。Ｐ４は、ハイパスフィルタ６２を通ってきた信号に対してオフセット回路６４でオフセット電圧を加えた後の位置である。オフセット電圧は、＋２．５Ｖである。

図８（ａ），（ｂ），（ｃ）の縦軸と横軸は、それぞれ図７（ａ），（ｂ），（ｃ）の縦軸と横軸と同じである。図８の各図における信号の電圧値は、図７の各図における信号波形に＋２．５Ｖ加えたものであるので、これ以上の詳細な説明を省略する。

図９は、図１のＰ５における信号波形の電圧値の時間推移を示す図である。Ｐ５における信号は、ノイズフィルタ６０を通ってきた信号波形に対し判定回路６６を通し、判定回路６６が出力した判定信号である。シミュレーションではノイズ信号を加えていないので、判定回路６６への入力信号波形は、Ｐ２における信号波形である。

図９（ａ）は、図６（ｃ）と同じ図で、Ｐ２における信号波形の時間推移図である。判定回路６６は、図４で述べたように、Ｖ_thL＝＋０．２ＶがＧＮＤ側判定閾値であるので、図９（ａ）の信号波形でＶ_thL＝＋０．２Ｖ以上の部分に対し有効であることを示すハイレベル（Ｈ）を出力し、それ以外の部分に対し無効であることを示すローレベル（Ｌ）を出力する。

図９（ｂ）は、判定信号を示す図である。図９（ｂ）の縦軸、横軸は、図９（ａ）の縦軸、横軸と同じである。ここではハイレベル（Ｈ）＝＋５Ｖ、ローレベル（Ｌ）＝０Ｖとした。図９（ｃ）は、図９（ａ）と図９（ｂ）を重ね合わせた図である。参考として、図７、図８に付した被検出参照信号の順を示す番号を付した。図９（ｃ）に示されるように、番号１０までの被検出参照信号は、一部に無効を示すローレベル（Ｌ）の判定信号が出力されるが、番号１１以降の被検出参照信号は、全て連続して有効を示すハイレベル（Ｈ）の判定信号が出力される。このことから、番号１１以降の被検出参照信号は、マイクロプロセッサ４０で信号処理ができ、かつ一周期に渡って信号波形に欠け等がない信号波形であることが分かる。

なお、カップリングコンデンサ１６に放電が生じている場合は、Ｖ_thH＝＋１１．８ＶがＶｃｃ側判定閾値であるので、ノイズフィルタ６０を取ってきた信号波形でＶ_thH＝＋１１．８Ｖ以下の部分に対し有効であることを示すハイレベル（Ｈ）を出力し、それ以外の部分に対し無効であることを示すローレベル（Ｌ）を出力する。

図１０は、マイクロプロセッサ４０において、Ｐ４における信号波形とＰ５における判定信号波形のＡＮＤ演算処理を示す図である。ここでは、図８（ａ），（ｂ），（ｃ）の信号波形の時間推移に、判定信号の時間推移を重ねた。特に図１０（ｃ）は、図８（ｃ）に図９（ｂ）を重ねた図である。参考として、図７、図８、図９に付した被検出参照信号の順を示す番号を付した。

図９（ｃ）では、ノイズフィルタ６０を通ってきた信号と判定信号の電圧範囲が共通でないので、この２つの信号に対してＡＮＤ演算処理を行っても、番号１１以降の被検出参照信号を選び出せない。これに対し、図１０（ｃ）では、判定信号の電圧範囲と、ノイズフィルタ６０を通ってきた信号に対し充電直流成分を取り除き、さらにオフセット処理を行った信号の電圧範囲が共通となるので、この２つの信号に対してＡＮＤ演算処理を行うことで番号１１以降の被検出参照信号を選び出すことができる。

このようにして、マイクロプロセッサ４０は、その動作範囲に、一周期に渡って信号波形の欠けのない被検出参照信号を取得できる。この被検出参照信号の電圧振幅を参照信号の電圧振幅と比較して、第1漏電抵抗８の漏電抵抗値Ｒ_L1を検出する。

図１０（ｃ）の例で、漏電抵抗値の検出に番号１１以降の１０周期の被検出参照信号の電圧振幅を用いるとすると、１０周期の被検出参照信号を取得する時間は、（０．４ｓ×１０）＝４ｓである。従来技術では、充電開始から２０ｓ〜６０ｓ程度待機していたことに比べ、迅速に漏電抵抗値の検出が可能になる。

上記の電圧値、周波数等は、シミュレーションを用いての説明のための例示であって、これ以外の値であってもよい。

上記では、ＡＮＤ演算をマイクロプロセッサ４０の内部で行うものとしたが、ＡＮＤ演算回路をマイクロプロセッサ４０の外部に設けてもよい。図１１は、オフセット回路６４の出力と、判定回路６６の出力とをＡＮＤ処理するＡＮＤ演算回路９０をマイクロプロセッサ４０とは別のハードウェアで構成した例である。図１１でＰ６における信号波形の時間推移は、図１０で説明した内容に相当する。図１１の構成を用いることで、図１と比較して、マイクロプロセッサ４０の入力ポートの数を少なくすることが可能になる。

６ 高電圧電源、８ 第１漏電抵抗、９ 第２漏電抵抗、１０ 漏電検出装置、１２ 信号発生部、１４ 漏電抵抗検出部、１６ カップリングコンデンサ、１８ 第１抵抗素子、２０ 第２抵抗素子、３１，３２，３３，３４ バイパスダイオード、４０ マイクロプロセッサ、４２ 発振器、４４ ＰＷＭ回路、４６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、４８，６２ ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）、５０，６４ オフセット回路、６０ ノイズフィルタ、６６ 判定回路、７０ アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）、７２ メモリ、７４ Ｖ_PP検出回路、７６ Ｒ_L換算部、８０ （充電電流の）パス、８２ （放電電流の）パス、８４，８６ コンパレータ、８８ ＯＲ回路、９０ ＡＮＤ演算回路。

Claims (7)

1. 周期的な参照信号を発生する信号発生部と、
   前記信号発生部を高電圧電源に接続するカップリングコンデンサと、
   前記カップリングコンデンサと前記信号発生部との間に接続される第１抵抗素子と、
   前記カップリングコンデンサと前記第１抵抗素子との接続点に発生される電圧信号が供給される漏電抵抗検出部と、
   を備え、
   前記漏電抵抗検出部は、
   前記カップリングコンデンサと前記第１抵抗素子との接続点に発生される電圧信号のうち、予め設定される判定閾値範囲以内の部分を有効とし、それ以外を無効と判定する判定信号を出力する判定回路と、
   前記判定信号が有効と判定する期間における被検出参照信号の振幅を検出し漏電抵抗値に換算して出力する漏電抵抗値出力回路と、
   を含む、漏電検出装置。
2. 前記信号発生部の出力側と、前記漏電抵抗検出部の入力側にそれぞれ設けられ、回路電源電圧に対する正側保護ダイオードと接地電圧に対する負側保護ダイオードからなる２組のバイパスダイオードを備え、
   前記判定閾値範囲は、その範囲内に前記バイパスダイオードの導通電圧を含まない、請求項１に記載の漏電検出装置。
3. 前記判定閾値範囲は、前記漏電検出抵抗検出部の動作電圧範囲の上限と下限のそれぞれについて予め定めた余裕電圧分狭くした電圧範囲である、請求項１または２に記載の漏電検出装置。
4. 前記カップリングコンデンサおよび前記第１抵抗素子の接続点と前記漏電抵抗検出部との間に接続される第２抵抗素子を有し、
   前記漏電抵抗検出部は、
   前記カップリングコンデンサの容量値と前記第１抵抗素子の抵抗値で定まる放電時定数による直流電圧成分、または前記カップリングコンデンサの前記容量値と前記第２抵抗素子の抵抗値で定まる充電時定数による直流電圧成分を除くハイパスフィルタを備え、
   前記漏電抵抗値出力回路は、
   前記ハイパスフィルタを通した被検出参照信号を取得し、取得した被検出参照信号のうちでその被検出参照信号波形の一周期に渡って前記判定信号が有効と判定する被検出参照信号を用いて前記漏電抵抗値を出力する、請求項１から３のいずれか１に記載の漏電検出装置。
5. 前記漏電抵抗検出部は、
   前記カップリングコンデンサの容量値と前記第１抵抗素子の抵抗値で定まる放電時定数による直流電圧成分、または前記カップリングコンデンサの前記容量値と前記第２抵抗素子の抵抗値で定まる充電時定数による直流電圧成分を除くハイパスフィルタと、
   前記ハイパスフィルタを通した被検出参照信号と前記判定信号を入力信号とするＡＮＤ演算回路と、
   を含み、
   前記漏電抵抗値出力回路は、前記ＡＮＤ演算回路が出力する被検出参照信号のうちでその被検出参照信号波形の一周期に渡って前記判定信号が有効と判定する被検出参照信号を用いて前記漏電抵抗値を出力する、請求項１から３のいずれか１に記載の漏電検出装置。
6. 前記漏電抵抗値出力回路は、
   前記判定信号が有効と判定する範囲内で、時系列の最初から数えて１０周期以内の被検出参照信号に基づいて前記漏電抵抗値を出力する、請求項２または３に記載の漏電検出装置。
7. 前記判定回路は、
   前記被検出参照信号を前記上限について定めた余裕電圧値および前記下限について定めた余裕電圧値と比較するコンパレータで構成される、請求項３に記載の漏電検出装置。

Images