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JP2016019463A - パルス幅変調共振コンバータおよびこれを利用した車両用充電器 - Google Patents

パルス幅変調共振コンバータおよびこれを利用した車両用充電器 Download PDF

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Abstract

【課題】２次側ダイオードの耐圧を低減し、負荷に関係なくゼロ電圧スイッチングをするパルス幅変調共振コンバータおよびこれを利用した車両用充電器を提供する。【解決手段】パルス幅変調共振コンバータは、変圧機と、変圧機の１次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４スイッチを含み、第１乃至第４スイッチのスイッチング動作−ここで、各スイッチは、両端の電圧差が０である場合、オフからオンにスイッチングされる−によって直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング部と、変圧機の２次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４ダイオード、出力キャパシタ、変圧機の２次側コイルに電気的に連結する共振キャパシタと共振インダクタを有する共振タンクを含む整流部とを含む。【選択図】図２

Description

本発明は、パルス幅変調共振コンバータおよびこれを利用した車両用充電器に関する。
最近、需要が急増した電気自動車（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ：以下、「ＥＶ」という）およびプラグインハイブリッド方式の車両に搭載する充電器は、自動車の燃費と直結する重要な部品であるため、高効率化の要求が増加している。車両搭載型充電器は、商用電源の入力で使用するため、９０Ｖｒｍｓ〜２６５Ｖｒｍｓの入力電圧範囲で使用が可能でなければならず、力率改善が可能でなければならず、バッテリー仕様によって２５０Ｖ〜４５０Ｖまでの広い範囲の充電電圧に対応が可能でなければならない。
このような要求条件を満たすために、ＥＶ充電用コンバータは、力率改善のためのＡＣ／ＤＣコンバータのＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）ブーストコンバータ（Ｂｏｏｓｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）（以下、ＰＦＣコンバータ）とＰＦＣコンバータで出力された直流（ＤＣ）電圧をバッテリー充電電圧に変わるＤＣ／ＤＣコンバータの２段で構成されている。この中で、ＤＣ／ＤＣコンバータは、絶縁のために絶縁型変圧機を使用するが、このような絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、充電器の効率に多くの影響を与えることになる。
商用化された電気自動車充電器用ＤＣ／ＤＣコンバータとして位相シフトフルブリッジ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｆｕｌｌ Ｂｒｉｄｇｅ、以下、「ＰＳＦＢ」という）方式のコンバータを主に使用するが、位相シフトフルブリッジ方式のコンバータは、低い負荷におけるソフトスイッチングが難しく、二次側の整流段に過度な耐圧が印加されて導通損失の大きい素子を使用するしかなく、電圧サージ（ｖｏｌｔａｇｅ ｓｕｒｇｅ）の低減のためのスナバが必要である。これにより、位相シフトフルブリッジ方式を使用したコンバータの場合、最大負荷における効率が９２％を越え難いという問題点がある。
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、本発明が目的とする技術的課題は、２次側ダイオードの耐圧を低減し、負荷に関係なくゼロ電圧スイッチングをするパルス幅変調共振コンバータおよびこれを利用した車両用充電器を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明の特徴に係るパルス幅変調共振コンバータは、変圧機と、前記変圧機の１次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４スイッチを含み、前記第１乃至第４スイッチのスイッチング動作−ここで、前記各スイッチは、両端の電圧差が０である場合、オフからオンにスイッチングされる−によって直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング部と、前記変圧機の２次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４ダイオード、出力キャパシタ、前記変圧機の２次側コイルに電気的に連結する共振キャパシタと共振インダクタを有する共振タンクを含む整流部とを含む。
ここで、前記第１および第２ダイオードの接点に、前記変圧機の２次側コイルの一端が電気的に連結され、前記共振タンクは、前記変圧機の２次側コイルの他端と前記第３および第４ダイオードの接点との間に電気的に連結され、前記出力キャパシタは、前記第１および第４ダイオードの接点と前記第２ダイオードと第３ダイオードの間の接点との間に電気的に連結されている。
また、直列に連結する前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接点に、前記変圧機の１次側コイルの一端が電気的に連結され、直列に連結する前記第３スイッチおよび前記第４スイッチの接点に、前記変圧機の１次側コイルの他端が電気的に連結されている。
そして、前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの間に入力キャパシタが電気的に連結されている。
本発明の特徴に係る車両用充電器は、車両のモータゼネレータに電力を供給する高電圧バッテリーと前記車両の電装に電力を供給する低電圧バッテリーを充電する車両用充電器において、
入力交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、変圧機の１次側に形成された複数のスイッチ、変圧機の２次側に形成された共振インダクタと共振キャパシタを含み、前記ＡＣ／ＤＣコンバータで出力された直流電圧のレベルを調整して前記高電圧バッテリーを充電するための第１電圧を生成する第１コンバータと、前記第１コンバータの出力電圧または前記高電圧バッテリーの出力電圧を第１固定電圧とし、前記第１固定電圧に基づいて減圧して前記低電圧バッテリーを充電するための第２電圧を生成する低電圧供給部とを含む。
ここで、前記低電圧供給部は、前記第１コンバータの出力電圧または前記高電圧バッテリーの出力電圧を前記第１固定電圧に維持させる固定電圧生成部と、前記固定電圧生成部から出力された前記第１固定電圧をデューティ比調整を通じて前記第２電圧に変換させた後、前記第２電圧で前記低電圧バッテリーを充電する低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータとを含む。
そして、前記固定電圧生成部は、前記第１コンバータの出力端と前記高電圧バッテリーの一端に電気的に連結する第１スイッチと、前記第１スイッチと前記高電圧バッテリーの他端に電気的に連結するダイオードと、前記第１コンバータの出力端と前記高電圧バッテリーの一端に電気的に連結するインダクタとを含む。
この時、前記高電圧バッテリーを充電する第１モードで、前記第１スイッチはオンの状態となり、前記低電圧バッテリーを充電する第２モードで、前記第１スイッチ、前記ダイオードおよび前記インダクタはＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータで動作する。
また、前記固定電圧生成部は、前記第１スイッチに並列に連結し、前記第１コンバータの出力端と前記高電圧バッテリーの一端に電気的に連結する第２スイッチをさらに含むことができる。この場合、前記高電圧バッテリーを充電する第１モードで、前記第２スイッチはオンの状態となり、前記低電圧バッテリーを充電する第２モードで、前記第２スイッチはオフの状態となり、前記第１スイッチ、前記ダイオードおよび前記インダクタはＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータで動作する。
一方、前記低電圧供給部は、
車両の停車中は、前記第１コンバータの出力電圧に基づいて前記第１固定電圧に維持させ、車両の運行中は、前記高電圧バッテリーの出力電圧に基づいて前記第１固定電圧を維持させる。
本発明の実施例に係るＰＭＷ共振コンバータは、変圧機の１次側に連結する複数のスイッチが１次側の磁化インダクタンスを利用してゼロ電圧スイッチングを行うため、スイッチング損失を最小化することができ、２次側に流れる電流は、共振インダクタと共振キャパシタによって共振電流が流れるため、２次側に連結されたダイオードの耐圧を低くすることができる長所がある。
また、本発明の実施例によると、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータが高電圧バッテリーの出力電圧変動と関係なく、固定された電圧を安定的に供給を受けることができる長所がある。
本発明の実施例に係る電気自動車充電システムを示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータと低電圧供給部を詳しく示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータの動作を示す図面である。 本発明の実施例に係るシミュレーション結果を示す図面である。 本発明の実施例に係るシミュレーション結果を示す図面である。
以下、添付の図面を参照して本発明の実施例について、本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳しく説明する。しかし、本発明は、様々な異なる形態に具現化することができ、ここで説明する実施例に限定されない。図面で本発明を明確に説明するために、説明上不必要な部分は省略し、明細書全体にわたって同一または類似の構成要素については同一の参照符号を適用する。
明細書全体において、ある部分が他の部分と「連結」されているというとき、これは「直接的に連結」されている場合だけでなく、その中間に他の素子を挟んで「電気的に連結」されている場合も含む。また、ある部分がある構成要素を「含む」というとき、これは、特に反対する記載がない限り、他の構成要素を除外するのではなく、他の構成要素をさらに含むことができることを意味する。
以下で説明する車両用充電器は、電気自動車用充電器を例として説明するが、本発明がこれに限定されるものではなく、プラグインハイブリッド車両のようにバッテリーに電力を充電する他の全ての車両の充電器にも適用が可能である。
図１は、本発明の実施例に係る電気自動車充電システムを示す図面である。
図１に示すように、本発明の実施例に係る電気自動車充電システムは、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００、ＰＷＭ共振コンバータ１００、低電圧供給部２００、高電圧バッテリー３００、および低電圧バッテリー４００を含む。
図ｌにおいて、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００、ＰＷＭ共振コンバータ１００および低電圧供給部２００は、本発明の実施例に係る車両用充電器を構成する。
図１において、高電圧バッテリー３００は、電気自動車のモータゼネレータに電力を供給する役割をし、低電圧バッテリー４００は、車両の電装に電力を供給する役割をする。
図１において、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００は、入力商用交流電圧を直流電圧に変換するためのものであり、本発明の実施例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００をＰＦＣコンバータで具現化して整流回路（図示せず）を通じて入力される入力電圧および入力電流の位相を一致させて力率を改善する。このようなＰＦＣコンバータは、本発明が属する技術分野の専門家であれば簡単に理解できる事項であるため、以下で詳細な説明は省略する。一方、本発明の実施例では、ＡＣ／ＤＣコンバータとしてＰＦＣコンバータを使用したが、本発明がこれに限定されるものではなく、他のＡＣ／ＤＣコンバータを使用することもできる。一方、本発明の実施例では、充電のための電力源として商用交流電圧を使用したためＡＣ／ＤＣコンバータ５００を具備したが、商用交流電圧でなくＤＣ電圧を使用する場合は、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００を使用しないこともある。
図１において、ＰＷＭ共振コンバータ１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００で出力された直流電圧のレベルを調整して高電圧バッテリー３００のバッテリー充電電圧に変わるコンバータである。本発明の実施例によると、ＰＷＭ共振コンバータ１００は、変圧機の１次側に位置した複数のスイッチのスイッチング動作によって供給される電圧および電流を変換して、変換された電圧および電流を２次側に伝達する。本発明の実施例によると、１次側の複数のスイッチは、磁化インダクタンスを利用したゼロ電圧スイッチングを行い、２次側には共振電流が流れる。
図１において、低電圧供給部２００は、固定電圧生成部２２０と低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０を含み、ＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧または高電圧バッテリー３００の出力電圧を固定電圧で生成した後、固定電圧をデューティ比の調整等を通じて必要な電圧に減圧した後、減圧された電圧で低電圧バッテリー４００を充電させる。
具体的には、固定電圧生成部２２０は、ＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧または高電圧バッテリー３００の出力電圧を第１固定電圧に維持する役割をし、維持された固定電圧を低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０に供給する。低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０は、固定電圧生成部２２０から出力された第１固定電圧をデューティ比の調整を通じて第２電圧に変換させた後、変換された第２電圧で低電圧バッテリー４００を充電する。
この時、本発明の実施例によると、低電圧供給部２００は、商用電源が供給される車両の停車中は、ＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧に基づいて第１固定電圧に維持させ、車両の運行中は、高電圧バッテリー３００の出力電圧に基づいて第１固定電圧を維持させる。そして、維持された第１固定電圧をデューティ比の調整を通じて必要な第２電圧に減圧させた後、減圧された第２電圧で低電圧バッテリー４００を充電させる。
従来、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、高電圧バッテリーから直接電圧の供給を受けたが、高電圧バッテリーの出力電圧が高電圧バッテリーのＳｏＣ（Ｓｔａｔｅ ｏｆ Ｃｈａｒｇｅ）により変動し得るため、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータに入力される電圧が変動する問題があった。しかし、本発明の実施例によると、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０が高電圧バッテリーの出力電圧変動と関係なく、固定電圧生成部２２０を通じて安定して電圧の供給を受けられる長所がある。
次に、図２を参照して本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータ１００と低電圧供給部２００をより詳しく説明する。
図２に示すように、本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータ１００は、スイッチング部１２０、変圧機Ｔ１、整流部１４０を含む。
スイッチング部１２０は、変圧機の１次側に連結する複数のＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４を含み、各スイッチのスイッチング動作を通じてＡＣ／ＤＣコンバータ５００から出力された直流電圧を交流電圧に変換する。複数のＭＯＳＦＥＴスイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４は、それぞれ両端にキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４が形成され、逆方向のボディーダイオードが形成される。以下、各スイッチの両端に形成されるキャパシタをそれぞれスイッチキャパシタと称する。
この時、本発明の実施例によると、後述するように複数のスイッチが１次側の磁化インダクタンスを利用してゼロ電圧スイッチングを行うため、スイッチング損失を最小化することができる。
変圧機Ｔ１は、スイッチング部１２０のスイッチング動作によって生成される交流電圧（以下、第１交流電圧という）のレベルを調節する。具体的には、変圧機Ｔ１は、スイッチング部１２０から伝達された電流（第１交流電圧に対応する）のレベルを調節して１次側から２次側に伝達する。この時、伝達された電流のレベルは、１次側と２次側のコイルの巻かれた数の比率により決定される。
整流部１４０は、ブリッジダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、変圧機の２次側に連結する共振インダクタＬｒ、共振キャパシタＣｒおよび出力キャパシタＣｏを含む。この時、共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒは、共振タンクを構成する。
図２において、共振タンクＬｒ、Ｃｒは、変圧機の２次側コイルの一端に連結するダイオードＤ１、Ｄ２の接点と、変圧機の２次側コイルの他端に連結するダイオードＤ３、Ｄ４の接点との間に直列に連結され、１次側から２次側に伝達される電流（電圧）を共振させる。このように、本発明の実施例によると、２次側に共振電流を形成させる共振タンクが設けられるため、２次側に連結されたダイオードの耐圧を低くすることができる長所がある。
図２において、出力キャパシタＣｏは、ブリッジダイオードを通じて整流された電流を充電して、高電圧バッテリー３００で出力される出力電圧を生成する役割をする。
一方、図２に示すように、本発明の実施例に係る固定電圧生成部２２０は、出力インダクタＬｆ、第１スイッチＭａ、ダイオードＤａおよび第２スイッチＲａを含む。本発明の実施例において、第１スイッチＭａはＭＯＳＦＥＴで構成され、第２スイッチＲａはＭＯＳＦＥＴで構成される。また、本発明の実施例によると、出力インダクタＬｆ、第１スイッチＭａおよびダイオードＤａは、Ｂｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータを構成する。
図２において、出力インダクタＬｆは、ＰＷＭ共振コンバータ１００の出力端に連結し、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０に入力される電圧を安定化させる役割をする。
第２スイッチＲａは、ＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧で高電圧バッテリー３００を充電（高電圧充電モード）するか、低電圧バッテリー４００を充電（低電圧充電モード）するかを選択するスイッチである。本発明の実施例では、リレースイッチの第２スイッチＲａを利用して充電モードを選択する場合は、リレー素子がＭＯＳＦＥＴスイッチよりスイッチング損失が少ないため、電力面で有利な長所がある。
ダイオードＤａおよび第１スイッチＭａは、低電圧充電モードではＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、高電圧充電モードでは作動しない。
具体的には、本発明の実施例によると、高電圧充電モードである時は第２スイッチＲａをオンさせ、ＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧Ｖｏを利用して高電圧バッテリー３００を充電させる。
そして、低電圧充電モードである場合は、第２スイッチＲａをオフさせ、第１スイッチＭａとダイオードＤａをＢｕｃｋ ＤＤ／ＤＣコンバータで動作させてＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧または高電圧バッテリーの出力電圧を固定電圧Ｖｏに維持するようにする。このようなＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータの動作は、本発明が属する技術分野の専門家であれば簡単に理解できる事項であるため、以下で詳しい説明は省略する。
一方、本発明の実施例では、固定電圧生成部２００をＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータを使用して具現化したが、本発明がこれに限定されるものではなく、Ｂｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータでなく他のＤＣ／ＤＣコンバータを使用することもできる。
また、本発明の実施例では、リレースイッチの第２スイッチＲａを利用してＰＷＭ共振コンバータ１００の出力電圧で高電圧バッテリー３００を充電（高電圧充電モード）するか、低電圧バッテリー４００を充電（低電圧充電モード）するかを選択したが、第２スイッチを除去し、Ｂｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータとして利用される第１スイッチを利用して充電モードを選択してもよい。つまり、高電圧バッテリー充電モード時は、第１スイッチをオンの状態に維持させ、低電圧バッテリー充電モード時は、Ｂｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するように第１スイッチをスイッチングさせる。このように、第２スイッチを除去し、ＭＯＳＦＥＴの第１スイッチを統合的に利用して充電モードを選択する場合は、全体的な部品の数が節減される効果がある。
以上で説明したように、本発明の実施例によると、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ２４０は、変動する高電圧バッテリーの電圧と関係なく固定電圧生成部２２０を通じて安定的に固定電圧の供給を受けることができる長所がある。
以下、図３乃至図１０を参照して、本発明の実施例に係るＰＷＭ共振コンバータ１００の動作を説明する。
［Ｍｏｄｅ１］
図３および図４に示すように、モード１では、スイッチＭ１はオフからオンの状態に転換され、スイッチＭ３はオンの状態であり、スイッチＭ２とスイッチＭ４はオフの状態を維持する。スイッチＭ１とスイッチＭ３がオンになれば、変圧機の１次側の電流Ｉｐは、ＡＣ／ＤＣコンバータ５００の出力電圧が充電されたキャパシタＣｌｉｎｋ、スイッチＭ１、変圧機の１次側コイルＬｍ、スイッチＭ２の経路で流れ、変圧機の２次側電流Ｉｓは、ダイオードＤ１、ＰＷＭ共振コンバータの出力電圧が充電されるキャパシタＣｏ、ダイオードＤ３、共振キャパシタＣｒ、共振インダクタＬｒ、変圧機の２次側コイルＬｒの経路で流れる。この時、変圧機の２次側に流れる電流Ｉｓは、共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒによって共振形態で流れる。
モード１では、スイッチＭ１のキャパシタＣ１には電圧が充電されず、スイッチＭ２のキャパシタＣ２には、キャパシタＣｌｉｎｋに充電された電圧Ｖｌｉｎｋが充電される。
［Ｍｏｄｅ２］
図３および図４に示すように、モード２では、スイッチＭ１がオンからオフの状態に転換され、スイッチＭ３はオンの状態、スイッチＭ２とスイッチＭ４はオフの状態を維持する。
スイッチＭ１がオンからオフに転換されれば、１次側電流Ｉｐは、スイッチＭ１のキャパシタＣ１を電圧Ｖｌｉｎｋまで充電させ、スイッチＭ２のキャパシタＣ２を０まで放電させる。この状態で、以後スイッチＭ２がオンになれば、スイッチＭ２のゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅｓ ｗｉｔｃｈｉｎｇ）が達成される。
図４に示すように、モード２の動作区間は、モード１の動作区間よりは非常に少ない時間の間維持される。
［Ｍｏｄｅ３］
図５および図６に示すように、モード３では、スイッチＭ２がオフからオンの状態に転換され、スイッチＭ３がオンの状態、スイッチＭ１とスイッチＭ４はオフの状態を維持する。モード２において、スイッチＭ２のキャパシタＣ２の両端の電圧差が０であるため、スイッチＭ２がオフからオンにスイッチングされる時、ゼロ電圧スイッチングが行われるため、スイッチング損失を最小化することができる。
Ｍｏｄｅ３区間の間には、スイッチＭ２とスイッチＭ３がオンになっているため、変圧機の両端電圧は０となり、２次側電流Ｉｓは、共振キャパシタＣｒ、共振インダクタＬｒ、２次側コイル、ダイオードＤ１、ダイオードＤ３の経路で流れ、電流の大きさは次第に減少する。この区間で２次側電流Ｉｓが０になれば、変圧機１次側には磁化電流Ｉｍのみが存在するようになる。
［Ｍｏｄｅ４］
図５および図６に示すように、モード４では、スイッチＭ３がオンからオフの状態に転換され、スイッチＭ２はオンの状態、スイッチＭ１とスイッチＭ４はオフの状態を維持する。
スイッチＭ３がオンからオフに転換されれば、１次側の変圧機のインダクタに流れる磁化電流Ｉｍは、スイッチＭ３のキャパシタＣ３をＶｌｉｎｋまで充電させ、スイッチＭ４のキャパシタＣ４を０まで放電させる。この状態で、以後スイッチＭ４がオンになれば、スイッチＭ４のゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が達成される。
図６に示すように、モード４の動作区間は、モード３の動作区間よりは非常に少ない時間の間維持される。
［Ｍｏｄｅ５］
図７および図８に示すように、モード５では、スイッチＭ４がオフからオンの状態に転換され、スイッチＭ２がオンの状態、スイッチＭ１とスイッチＭ３はオフの状態を維持する。モード４において、スイッチＭ４のキャパシタＣ４の両端の電圧差が０であるため、スイッチＭ４がオフからオンにスイッチングされる時、ゼロ電圧スイッチングが行われるため、スイッチング損失を最小化することができる。
Ｍｏｄｅ５区間の間には、スイッチＭ２とスイッチＭ４がオンになっているため、１次側電流Ｉｐは、キャパシタＣｌｉｎｋ、スイッチＭ４、変圧機１次側コイルＬｍ、スイッチＭ２の経路で流れ、２次側電流Ｉｓは、ダイオードＤ２、変圧機２次側コイル、共振インダクタＬｒ、空気はキャパシタＣｒ、ダイオードＤ４、出力キャパシタＣｏの経路で流れる。この時、２次側に流れる電流Ｉｓは、共振インダクタＬｒと共振キャパシタＣｒによって共振形態で流れる。
［Ｍｏｄｅ６］
図７および図８に示すように、モード６では、スイッチＭ４がオンからオフの状態に転換され、スイッチＭ２はオンの状態、スイッチＭ１、スイッチＭ３はオフの状態を維持する。
スイッチＭ４がオンからオフに転換されれば、１次側の変圧機のインダクタに流れる磁化電流Ｉｍは、スイッチＭ４のキャパシタＣ４をＶｌｉｎｋまで充電させ、スイッチＭ３のキャパシタＣ３を０まで放電させる。この状態で、以後スイッチＭ３がオンになれば、スイッチＭ３のゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が達成される。
図８に示すように、モード６の動作区間は、モード５の動作区間よりは非常に少ない時間の間維持される。
［Ｍｏｄｅ７］
図９および図１０に示すように、モード７では、スイッチＭ３がオフからオンの状態に転換され、スイッチＭ２がオンの状態、スイッチＭ１とスイッチＭ４はオフの状態を維持する。モード６において、スイッチＭ３のキャパシタＣ３の両端の電圧差が０であるため、スイッチＭ３がオフからオンにスイッチングされる時、ゼロ電圧スイッチングが行われるため、スイッチング損失を最小化することができる。
Ｍｏｄｅ７区間の間には、スイッチＭ２とスイッチＭ３がオンになっているため、変圧機両端電圧は０となり、２次側電流Ｉｒは、共振インダクタＬｒ、共振キャパシタＣｒ、ダイオードＤ４、ダイオードＤ２、変圧機の２次コイルの経路で流れ、電流の大きさは次第に減少する。この区間において、２次側電流Ｉｓが０になれば、変圧機１次側には磁化電流Ｉｍのみが存在するようになる。
［Ｍｏｄｅ８］
図９および図１０に示すように、モード８では、スイッチＭ２がオンからオフの状態に転換され、スイッチＭ３はオンの状態を維持し、スイッチＭ１、スイッチＭ４はオフの状態を維持する。
スイッチＭ２がオンからオフに転換されれば、１次側の変圧機のインダクタに流れる磁化電流Ｉｍは、スイッチＭ２のキャパシタＣ２をＶｌｉｎｋまで充電させ、スイッチＭ１のキャパシタＣ１を０まで放電させる。この状態で、以後スイッチＭ１がオンになれば、スイッチＭ１のゼロ電圧スイッチング（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が達成される。
図１０に示すように、モード８の動作区間は、モード７の動作区間よりは非常に少ない時間の間維持される。
このように、本発明の実施例に係るＰＭＷ共振コンバータ１００は、変圧機の１次側に連結する複数のスイッチＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４が１次側の磁化インダクタンスを利用してゼロ電圧スイッチングを行うため、スイッチング損失を最小化することができ、２次側に流れる電流は、共振インダクタと共振キャパシタによって共振電流が流れるため、２次側に連結されたダイオードの耐圧を低くすることができる長所がある。具体的には、従来、位相シフトフルブリッジ（ＰＳＦＢ）回路のように出力にインダクタのある回路の場合は、変圧機の漏れとダイオードの寄生キャパシタによる共振によってダイオードの耐圧が増加したが、本発明の実施例によると、２次側に形成された共振インダクタと共振キャパシタによる共振方式を使用するため、出力にインダクタが必要なく、これによりダイオードの電圧が出力電圧にクランプされてＰＳＦＢに比べて低い耐圧を維持することができる。
また、本発明の実施例によると、１次側に形成された磁化電流の経路と、２次側に形成された共振インダクタと共振キャパシタによる共振電流の経路が独立しているため、１次側の磁化電流が２次側の共振キャパシタ電圧によって影響を受けない。
図１１および図１２は、本発明の実施例に係るシミュレーション結果を示す図面である。
図１１および図１２に示したグラフは、図２に示した回路の中で変圧機１次側のコイルによるインダクタＬｍのインダクタンスを２５６ｕＨ、共振インダクタＬｒのインダクタンスを２８．６ｕＨ、共振キャパシタＣｒのキャパシタンスを４００ｎＦに設定した場合の入出力関係を示したものであり、負荷による利得変動がほぼなく、デューティ比によって出力が制御可能なことを示す。また、効率測定の結果、９７％以上の高効率を達成することができることが分かる。
以上で説明した本発明の実施例において、ＰＷＭ共振コンバータおよびこれを利用した充電器は、車両充電器に使用することを例として説明したが、本発明がこれに限定されるものではなく、その他の多様な機器に使用することができる。
以上を通じて本発明の実施例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、特許請求の範囲と発明の詳細な説明および添付の図面の範囲内で多様に変形して実施することが可能であり、これも本発明の範囲に属することは当然である。
１００：ＰＷＭ共振コンバータ
２００：低電圧供給部
３００：高電圧バッテリー
４００：低電圧バッテリー
２２０：固定電圧生成部
２４０：低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２０：スイッチング部
１４０：整流部

Claims (18)

  1. 変圧機と、
    前記変圧機の１次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４スイッチを含み、前記第１乃至第４スイッチのスイッチング動作−ここで、前記各スイッチは、両端の電圧差が０である場合、オフからオンにスイッチングされる−によって直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング部と、
    出力キャパシタ、前記変圧機の２次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４ダイオード、および前記変圧機の２次側コイルに電気的に連結する共振キャパシタと共振インダクタを有する共振タンクを含む整流部と、
    を含むパルス幅変調共振コンバータ。
  2. 前記第１および第２ダイオードの接点に、前記変圧機の２次側コイルの一端が電気的に連結され、
    前記共振タンクは、前記変圧機の２次側コイルの他端と前記第３および第４ダイオードの接点との間に電気的に連結され、
    前記出力キャパシタは、前記第１および第４ダイオードの接点と前記第２ダイオードと第３ダイオードの間の接点との間に電気的に連結されている、
    請求項１に記載のパルス幅変調共振コンバータ。
  3. 直列に連結する前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接点に、前記変圧機の１次側コイルの一端が電気的に連結され、
    直列に連結する前記第３スイッチおよび前記第４スイッチの接点に、前記変圧機の１次側コイルの他端が電気的に連結され、
    前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの間に電気的に連結する入力キャパシタを含む、
    請求項１または２に記載のパルス幅変調共振コンバータ。
  4. 前記第１スイッチおよび前記第３スイッチがオンし、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオフである第１動作モードにおいて、
    前記変圧機の１次側電流は、前記入力キャパシタ、前記第１スイッチおよび前記第３スイッチの経路で電流が流れ、
    前記変圧機の２次側には、前記共振タンクによる共振電流が流れる、
    請求項３に記載のパルス幅変調共振コンバータ。
  5. 前記第１スイッチがオンからオフになり、前記第３スイッチがオンの状態、前記第２スイッチおよび前記第４スイッチがオフの状態を維持する第２動作モードにおいて、
    前記第２スイッチの電圧差は０となり、
    前記第２動作モードの区間は、前記第１動作モードの区間より少ない時間の間維持される、
    請求項４に記載のパルス幅変調共振コンバータ。
  6. 前記第２スイッチの電圧差が０である状態で、前記第２スイッチがオフからオンの状態に転換され、前記第３スイッチがオンの状態、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオフの状態を維持する第３動作モードにおいて、
    前記変圧機の両端電圧は０となり、
    前記変圧機の２次側には、前記共振タンクによって大きさが減少する共振電流が流れる、
    請求項５に記載のパルス幅変調共振コンバータ。
  7. 前記第３スイッチがオンからオフの状態に転換され、前記第２スイッチがオンの状態、前記第１スイッチおよび前記第４スイッチがオフの状態を維持する第４動作モードにおいて、
    前記第４スイッチの両端の電圧差が０となり、
    前記第４動作モードの区間は、前記第３動作モードの区間より少ない時間の間維持される、
    請求項６に記載のパルス幅変調共振コンバータ。
  8. 車両のモータゼネレータに電力を供給する高電圧バッテリーと前記車両の電装に電力を供給する低電圧バッテリーを充電する車両用充電器において、
    入力交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータと、
    変圧機の１次側に形成された複数のスイッチ、変圧機の２次側に形成された共振インダクタと共振キャパシタを含み、前記ＡＣ／ＤＣコンバータで出力された直流電圧のレベルを調整して前記高電圧バッテリーを充電するための第１電圧を生成する第１コンバータと、
    前記第１コンバータの出力電圧または前記高電圧バッテリーの出力電圧を第１固定電圧とし、前記第１固定電圧に基づいて減圧して前記低電圧バッテリーを充電するための第２電圧を生成する低電圧供給部と、
    を含む車両用充電器。
  9. 前記低電圧供給部は、
    前記第１コンバータの出力電圧または前記高電圧バッテリーの出力電圧を前記第１固定電圧に維持させる固定電圧生成部と、
    前記固定電圧生成部から出力された前記第１固定電圧をデューティ比調整を通じて前記第２電圧に変換させた後、前記第２電圧で前記低電圧バッテリーを充電する低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を含む請求項８に記載の車両用充電器。
  10. 前記固定電圧生成部は、
    前記第１コンバータの出力端と前記高電圧バッテリーの一端に電気的に連結する第１スイッチと、
    前記第１スイッチと前記高電圧バッテリーの他端に電気的に連結するダイオードと、
    前記第１コンバータの出力端と前記高電圧バッテリーの一端に電気的に連結するインダクタと、
    を含む請求項９に記載の車両用充電器。
  11. 前記高電圧バッテリーを充電する第１モードで、前記第１スイッチはオンの状態となり、
    前記低電圧バッテリーを充電する第２モードで、前記第１スイッチ、前記ダイオードおよび前記インダクタはＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータで動作する、
    請求項１０に記載の車両用充電器。
  12. 前記固定電圧生成部は、
    前記第１スイッチに並列に連結し、前記第１コンバータの出力端と前記高電圧バッテリーの一端に電気的に連結する第２スイッチをさらに含む、
    請求項１０に記載の車両用充電器。
  13. 前記高電圧バッテリーを充電する第１モードで、前記第２スイッチはオンの状態となり、
    前記低電圧バッテリーを充電する第２モードで、前記第２スイッチはオフの状態となり、前記第１スイッチ、前記ダイオードおよび前記インダクタはＢｕｃｋ ＤＣ／ＤＣコンバータで動作する、
    請求項１２に記載の車両用充電器。
  14. 前記第１スイッチはＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチはリレーである、ことを特徴とする請求項１３に記載の車両用充電器。
  15. 前記低電圧供給部は、
    車両の停車中は、前記第１コンバータの出力電圧に基づいて前記第１固定電圧に維持させ、
    車両の運行中は、前記高電圧バッテリーの出力電圧に基づいて前記第１固定電圧を維持させる、
    請求項８乃至１４のいずれか一項に記載の車両用充電器。
  16. 前記第１コンバータは、
    変圧機と、
    前記変圧機の１次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４スイッチを含み、前記第１乃至第４スイッチのスイッチング動作−ここで、前記各スイッチは、両端の電圧差が０である場合、オフからオンにスイッチングされる−によって直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング部と、
    前記変圧機の２次側コイルに電気的に連結する第１乃至第４ダイオード、前記変圧機の２次側コイルに電気的に連結する共振キャパシタと共振インダクタを含む共振タンク、および出力キャパシタを含む整流部と、
    を含む請求項８乃至１４のいずれか一項に記載の車両用充電器。
  17. 前記第１および第２ダイオードの接点に前記変圧機の２次側コイルの一端が電気的に連結され、
    前記共振タンクは、前記変圧機の２次側コイルの他端と前記第３および第４ダイオードの接点との間に電気的に連結され、
    前記出力キャパシタは、前記第１および第４ダイオードの接点と前記第２ダイオードと第３ダイオードの間の接点との間に電気的に連結されている、
    請求項１６に記載の車両用充電器。
  18. 直列に連結する前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの接点に、前記変圧機の１次側コイルの一端が電気的に連結され、
    直列に連結する前記第３スイッチおよび前記第４スイッチの接点に、前記変圧機の１次側コイルの他端が電気的に連結され、
    前記第１スイッチおよび前記第２スイッチの間に電気的に連結された入力キャパシタを含む、
    請求項１７に記載の車両用充電器。
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