JP2015142425A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】一次側コイルに接続される回路の消費電力が均衡するように構成されたトランス型の電力変換装置を提供する。
【解決手段】第１トランスＴＨと第２トランスＴＬとのそれぞれの二次側コイルＬ２は、出力電力が異なる正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとを有するものであり、交流電力源２７と一次側コイルＬ１とを接続する２本の配線である第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１の２つの接続端Ｐ１，Ｐ３のいずれであるかが、第１トランスＴＨと第２トランスＴＬとで互いに異なるように構成されている、又は、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの極性が、第１トランスＴＨと第２トランスＴＬとで互いに異なるように構成されている。
【選択図】図２

Description

本発明は、一次側コイルと二次側コイルとの間で電力変換するトランスを有した電力変換装置に関する。

例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの動力に用いられる大出力の交流モータは高い電圧で駆動される。また、このような自動車に搭載される高電圧の電源は、直流のバッテリであるから、スイッチング素子を用いたインバータ回路によって３相交流に変換される。インバータ回路を駆動する信号、例えばスイッチング素子の制御信号は、モータに駆動電力を供給する高電圧回路とは絶縁され、この高電圧回路よりも遥かに低電圧で動作する制御回路によって生成される。従って、例えば特開２００９−１３０９６７号公報（特許文献１）の図１に例示されたように、モータを駆動する制御装置には、制御回路によって生成された制御信号をインバータ回路に中継するための駆動回路が備えられる。特許文献１の図３に例示されているように、この駆動回路の電源には、インバータ回路と制御回路との絶縁を確保するために、しばしばトランスが利用される。

ところで、駆動回路には、所望の出力を得るために負電源が必要なものがある。この際、基準電圧（例えばグラウンド）に対して正側の電圧を出力する正出力コイルと、負側の電圧を出力する負出力コイルが必要となるが、正出力コイルと負出力コイルとの出力電力に差が生じる場合がある。この差が２倍以上となるなど、電力差が比較的大きいと、トランスの一次側の電源回路内において消費電力（消費電流）の不均衡が生じる。例えば、特許文献１の図３において一次側の電源回路を構成するスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）の消費電力に不均衡が生じる。一次側回路を構成する回路素子（例えばスイッチング素子）は、電気的特性が同一仕様の部品を用いることが好ましいが、消費電力が大きくなる側に合わせて部品を選定すると、消費電力が相対的に少ない側ではオーバースペックとなる。このため、部品コストや実装基板の面積増大による基板コストが増大する可能性がある。

特開２００９−１３０９６７号公報

上記背景に鑑みて、二次側コイルが、二次側の基準電圧に対して出力電圧が正となる正出力コイルと出力電圧が負となる負出力コイルとを有し、正出力コイルと負出力コイルとの出力電力がそれぞれ異なる場合においても、一次側コイルに接続される回路の消費電力が均衡するように構成されたトランス型の電力変換装置の提供が望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る電力変換装置の特徴構成は、
一次側コイルと二次側コイルとの間で電力変換するトランスを、第１トランスと第２トランスとの少なくとも２つ有した電力変換装置であって、
前記第１トランスと前記第２トランスとのそれぞれの前記二次側コイルは、二次側の基準電圧に対して出力電圧が正となる正出力コイルと出力電圧が負となる負出力コイルとを有すると共に、前記正出力コイルと前記負出力コイルとの出力電力がそれぞれ異なるものであり、
交流電力源と前記一次側コイルとを接続する２本の配線である第１電力配線と第２電力配線とのそれぞれの接続先が、前記一次側コイルの２つの接続端のいずれであるかが、前記第１トランスと前記第２トランスとで互いに異なるように構成されている、又は、
前記正出力コイルと前記負出力コイルとの極性が、前記第１トランスと前記第２トランスとで互いに異なるように構成されている点にある。

１つの態様によると、第１電力配線と第２電力配線とのそれぞれの接続先が、一次側コイルの２つの接続端のいずれであるかが、第１トランスと第２トランスとで互いに異なるように構成されている。従って、第１トランスと第２トランスとが同一のハードウェア構成であっても、二次側コイルへの作用を異ならせることができる。他方の態様によると、正出力コイルと負出力コイルとの極性が、第１トランスと第２トランスとで互いに異なるように構成されている。従って、第１トランスと第２トランスとに対する電力配線の接続形態が同一であっても、二次側コイルへの作用を異ならせることができる。例えば、第１電力配線を流れる電流は、第１トランスの正出力コイルに作用する際には第２トランスの負出力コイルに作用し、第１トランスの負出力コイルに作用する際には第２トランスの正出力コイルに作用する。一方、第２電力配線を流れる電流は、第１トランスの負出力コイルに作用する際には第２トランスの正出力コイルに作用し、第１トランスの正出力コイルに作用する際には第２トランスの負出力コイルに作用する。即ち、第１電力配線及び第２電力配線を流れる電流は、それぞれ第１トランス及び第２トランスの正負の出力に均等に作用するから、電流は、第１電力配線及び第２電力配線をバランスよく流れることになる。従って、正出力コイルと負出力コイルとの出力電力がそれぞれ異なる場合においても、一次側コイルに接続される回路の消費電力が均衡するように構成されたトランス型の電力変換装置を実現することができる。

ここで、本発明に係る電力変換装置は、前記トランスの総数が偶数であって、第１グループを構成する前記トランスの数と、第２グループを構成する前記トランスの数とが同じであり、前記第１電力配線と前記第２電力配線とのそれぞれの接続先が、前記一次側コイルの２つの接続端のいずれであるかが、前記第１グループを構成する前記トランスと前記第２グループを構成する前記トランスとで互いに異なるように構成されていると好適である。トランスの総数が偶数である場合、第１グループを構成するトランスと、第２グループを構成するトランスとにトランスを均等に分割することができる。そして、第１電力配線を流れる電流は、第１グループを構成するトランスの正出力コイルに作用する際には第２グループを構成するトランスの負出力コイルに作用し、第１グループを構成するトランスの負出力コイルに作用する際には第２グループを構成するトランスの正出力側に作用する。一方、第２電力配線を流れる電流は、第１グループを構成するトランスの負出力コイルに作用する際には第２グループを構成するトランスの正出力コイルに作用し、第１グループを構成するトランスの正出力コイルに作用する際には第２グループを構成するトランスの負出力コイルに作用する。即ち、第１電力配線及び第２電力配線を流れる電流は、それぞれ第１グループを構成するトランス及び第２グループを構成するトランスの正負の出力に均等に作用するから、電流は、第１電力配線及び第２電力配線をバランスよく流れることになる。

ここで、本発明に係る電力変換装置は、前記正出力コイルと前記負出力コイルとによる二次側コイルの対を少なくとも２組備えると共に共通の前記一次側コイルを備え、少なくとも１つの前記二次側コイルと当該一次側コイルとの対とにより前記第１トランスを構成し、別の前記二次側コイルと当該一次側コイルとの対とにより前記第２トランスを構成する複合トランスの総数が奇数であって、前記複合トランスのそれぞれにおいて、前記正出力コイルと前記負出力コイルとの極性が、前記第１トランスと前記第２トランスとで互いに異なるように構成されていると好適である。各複合トランスが第１トランスと第２トランスと有して構成されているので、当該複合トランスの総数が奇数であっても、第１トランスと第２トランスとを均等に設けることができる。また、複合トランスのそれぞれにおいて、正出力コイルと負出力コイルとの極性が異なるように構成されている。例えば、第１電力配線を流れる電流は、第１トランスの正出力コイルに作用する際には第２トランスの負出力コイルに作用し、第１トランスの負出力コイルに作用する際には第２トランスの正出力コイルに作用する。また、第２電力配線を流れる電流は、第１トランスの負出力コイルに作用する際には第２トランスの正出力コイルに作用し、第１トランスの正出力コイルに作用する際には第２トランスの負出力コイルに作用する。即ち、第１電力配線及び第２電力配線を流れる電流は、それぞれ第１トランス及び第２トランスの正負の出力に均等に作用するから、電流は、第１電力配線及び第２電力配線をバランスよく流れることになる。

一般的に、トランスを利用した電力変換装置の一次側には、プッシュプル方式や、ブリッジ方式の回路が構成され、これらの回路には複数のスイッチング素子が用いられる。上述したように、一次側における電流が均衡することによって、各スイッチング素子を流れる電流もほぼ均等となる。各スイッチング素子を流れる電流が大きく異なる場合には、それぞれの消費電流に応じて、電気的特性の異なる素子を用いる必要がある。しかし、各スイッチング素子を流れる電流がほぼ同一であると、電気的特性が同一の素子を用いて一次側の電源回路（交流電力源）を構成することが可能となる。従って、一次側の電流の不均衡が抑制された場合、本発明に係る電力変換装置の前記交流電力源は、１つの態様として、前記一次側コイルへの電力供給をスイッチング制御するスイッチング制御回路を備え、前記スイッチング制御回路は、同一の電気的特性を有する偶数個のスイッチング素子を用いて構成されていると好適である。尚、同一の電気的特性は、同一の仕様に基づいて製造されていることを意味し、製造誤差等の差異があっても同一の範囲に属する。

モータ制御装置の構成例を模式的に示すブロック図 電力変換装置の第１の構成例を模式的に示すブロック図 第１の構成例に対応する従来の構成例を模式的に示すブロック図 第１の構成例における一次側の電流波形 第１の構成例に対応する従来の構成例における一次側の電流波形 電力変換装置の第２の構成例を模式的に示すブロック図 第２の構成例に対応する従来の構成例を模式的に示すブロック図 第２の構成例における一次側の電流波形 第２の構成例に対応する従来の構成例における一次側の電流波形 電力変換装置の第３の構成例を模式的に示すブロック図

以下、電気自動車やハイブリッド自動車の動力用モータ（回転電機）を制御するモータ制御装置に用いられる電力変換装置を例として、本発明の実施形態を説明する。はじめに、図１を参照して、モータ制御装置の構成について説明する。モータ９０は、３相交流モータであり、発電機としても機能する。

モータ制御装置には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＦＥＴ（field effect transistor）などのスイッチング素子を用い、直流を３相交流に変換するインバータ回路１が構成されている。当然ながら、バイポーラ型など種々の構造のパワートランジスタを用いてインバータ回路を構成することも可能である。インバータ回路１は、図１に示すように、６つのスイッチング素子１０を備えて構成される。各スイッチング素子１０は、フリーホイールダイオードを備えて構成されている。

スイッチング素子１０には、高圧電源としての高圧バッテリ５５から直流電圧が印加され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流に変換される。モータ９０が自動車の動力用モータである場合、スイッチング素子１０には数百ボルトの直流電圧が入力され、スイッチング素子１０からは、３相のモータ駆動電流が出力される。これらのモータ駆動電流は、モータ９０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイルと接続される。

モータ制御装置には、インバータ回路１の電源電圧よりも遥かに低電圧で動作するモータ制御回路３０が備えられている。モータ制御回路３０へは、低圧電源としての低圧バッテリ７５から、例えば１２ボルト程度の直流電圧が供給される。尚、低圧電源は、低圧バッテリ７５に限らず、高圧バッテリ５５の電圧を降圧するＤＣ−ＤＣコンバータなどによって構成されてもよい。モータ制御回路３０は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（digital signal processor）などを中核部品として構成される。マイクロコンピュータやＤＳＰなどの動作電圧は、一般的に３．３ボルトや５ボルトであるから、モータ制御回路３０には、低圧バッテリ７５から供給される１２ボルトの電源電圧から動作電圧を生成するレギュレータ回路も構成されている。

モータ制御回路３０は、車両の運行を制御する不図示のＥＣＵ（electronic control unit）などからＣＡＮ（controller area network）などの通信によって取得する指令に従って、モータ９０を制御する。また、モータ制御回路３０は、モータ９０の挙動を検出する電流センサ９１や回転センサ９２からの検出信号を受け取り、モータ９０の動作状態に応じたフィードバック制御を実行する。モータ制御回路３０は、モータ９０を制御するためにインバータ回路のスイッチング素子１０を駆動する駆動信号を生成する。スイッチング素子１０がＩＧＢＴやＦＥＴである場合、これらの制御端子はゲート端子であるので、本実施形態では制御端子に入力される駆動信号をゲート駆動信号と称する。

モータ制御装置には、モータ制御回路３０において生成されたゲート駆動信号に基づいてインバータ回路１のスイッチング素子１０を駆動するゲート駆動回路２０が備えられている。また、モータ制御装置には、ゲート駆動回路２０に電力を供給する電力供給回路２（電力変換）が備えられている。電力供給回路２は、絶縁部品ＩＳとしてのトランス（Ｔ１〜Ｔ６，Ｔ１０〜Ｔ３０）により構成される（図２、図６等参照）。トランスは、一次側コイルと二次側コイルとの間を電磁結合して信号やエネルギーを伝送する公知の絶縁部品である。従って、低電圧回路と高電圧回路との絶縁を保って、ゲート駆動回路２０などへ電源電圧を供給することができる。尚、電力供給回路２は、電源回路２７により制御される。絶縁部品ＩＳには、モータ制御回路３０が生成したゲート駆動信号をゲート駆動回路２０に伝送するフォトカプラ（不図示）も含む。フォトカプラは、入力側に発光ダイオード、出力側にフォトダイオード又はフォトトランジスタを備え、入力側から出力側へ光によってワイヤレス伝送する公知の絶縁部品である。従って、低電圧回路と高電圧回路との絶縁を保って、ゲート駆動回路２０へゲート駆動信号を伝達することができる。

上述したように、インバータ回路１は高電圧で動作する高電圧回路であり、モータ制御回路３０は低電圧で動作する低電圧回路である。高電圧回路と低電圧回路とは、所定の絶縁距離だけ離間して配置される。高電圧回路と低電圧回路とは、上述したような絶縁部品ＩＳによってワイヤレスで結合される。例えば、低電圧回路に属するモータ制御回路３０において生成されたゲート駆動信号は、絶縁部品ＩＳであるフォトカプラの入力端子に接続される。フォトカプラの出力端子は、高電圧回路に属するゲート駆動回路２０のドライバＩＣに接続される。フォトカプラによって、低電圧回路と高電圧回路との絶縁が保たれた状態で、モータ制御回路３０からゲート駆動回路２０へゲート駆動信号が伝送される。そして、ゲート駆動回路２０のドライバＩＣにより、高電圧回路に属するインバータ回路１のスイッチング素子１０が駆動制御される。

上述したように、モータ制御装置には、ゲート駆動回路２０に電力を供給する電力供給回路２が備えられている。電力供給回路２は、図２等に示すように、絶縁部品ＩＳとしてのトランス（Ｔ１〜Ｔ６）により構成される。トランス（Ｔ１〜Ｔ６）への一次電圧（Ｖｃｃ）は、低電圧回路であるモータ制御回路３０の定電圧回路において一定の電圧に安定化されて供給される。上述したようにモータ制御回路３０には、例えば低圧バッテリ７５から１２ボルトの電源電圧が供給されるが、バッテリの電圧は負荷によって変動する。そこで、レギュレータＩＣなどにより構成された定電圧回路により安定化された定電圧の一次電圧（Ｖｃｃ）がトランス（Ｔ１〜Ｔ６）へ供給される。

トランス（Ｔ１〜Ｔ６）は、本実施形態においては、インバータ回路の６つのスイッチング素子１０のそれぞれに対応して、６つ備えられている。各トランス（Ｔ１〜Ｔ６）からは、それぞれ二次電圧が出力される。各トランス（Ｔ１〜Ｔ６）は同じ構成であり、ほぼ同電圧の二次電圧が出力される。図２において各トランス（Ｔ１〜Ｔ６）の二次側に配置されたダイオードは整流用ダイオードであり、コンデンサは平滑用コンデンサであり、これらにより整流回路が構成されている。

電源回路２７（交流電力源）は、電力供給回路２としてのトランス（Ｔ１〜Ｔ６）を制御する。電源回路２７は、一次側コイルＬ１に印加される電圧を制御する２つのスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）と、これらのスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）を制御する電源制御回路２７ａとを有して構成されている。ここでは、電源回路２７として、プッシュプル型の構成を例示している。電源回路２７からは交流が出力され、電源回路２７は、交流電力源として作用する。上述したように、トランス（Ｔ１〜Ｔ６）への一次電圧（Ｖｃｃ）は、安定化されているので、二次側の出力電圧を一次側にフィードバックすることなく、トランス（Ｔ１〜Ｔ６）の変圧比によって二次側の出力電圧が決定される。

上述したように、電力供給回路２は、インバータ回路１のスイッチング素子１０を駆動するゲート駆動回路２０に電力を供給する。ここで、スイッチング素子１０が、ＩＧＢＴの場合には、オン・オフが切り替わるしきい値電圧が、概ね６〜７［Ｖ］程度である。この場合、ノイズ等によって二次電圧が変動したとしても、二次電圧の基準電圧（例えば二次側のグラウンド：＊＊Ｇ（ＵＨＧ，ＶＨＧ，ＷＨＧ，ＵＬＧ，ＶＬＧ，ＷＬＧ））に対して、充分にマージンを有しており、ノイズ耐性は確保されやすい。一方、スイッチング素子１０が炭化ケイ素（ＳｉＣ）を用いたＭＯＳＦＥＴでは、しきい値電圧がＩＧＢＴよりも低く、概ね２．５［Ｖ］程度となる場合がある。従って、スイッチング素子１０がＩＧＢＴの場合に比べて、ノイズ耐性が弱くなる。尚、基準電圧“＊＊Ｇ”の“Ｕ，Ｖ，Ｗ”は、それぞれインバータ回路１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ供給される電源の基準電圧であることを示している。また、基準電圧“＊＊Ｇ”の“Ｈ，Ｌ”は、それぞれインバータ回路１の各相の上段（Ｈ）側及び下段（Ｌ）側に対応するスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ供給される電源の基準電圧であることを示している。

ＳｉＣ−ＭＳＦＥＴは、ＩＧＢＴに比べてスイッチング速度が速く、耐熱性も高い。このため、生産性やコストが満足できれば、将来的に採用率が大きく伸びる可能性がある。一方で、ＳｉＣ−ＭＳＦＥＴは上述したようにノイズ耐性に課題がある。このため、例えば、ゲート駆動信号の振幅を充分に確保するために、二次電圧の基準電圧（＊＊Ｇ）よりも低い負電圧を与え、ゲート駆動回路２０の飽和特性を改善し、正電圧と基準電圧（＊＊Ｇ）との電圧差を確保すると好適である。

図２における二次電圧“＊＊＋（ＵＨ＋，ＶＨ＋，ＷＨ＋，ＵＬ＋，ＶＬ＋，ＷＬ＋）”は、基準電圧（＊＊Ｇ）に対する正電圧を示しており、例えば“＋１５〜＋２０［Ｖ］”である。同様に、図２における二次電圧“＊＊−（ＵＨ−，ＶＨ−，ＷＨ−，ＵＬ−，ＶＬ−，ＷＬ−）”は、基準電圧（＊＊Ｇ）に対する負電圧を示しており、例えば“−５〜−１０［Ｖ］”である。正電圧“＊＊＋”及び負電圧“＊＊−”の“Ｕ，Ｖ，Ｗ”は、それぞれインバータ回路１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ供給される電源の電圧であることを示している。また、正電圧“＊＊＋”及び負電圧“＊＊−”の“Ｈ，Ｌ”は、それぞれインバータ回路１の各相の上段（Ｈ）側及び下段（Ｌ）側に対応するスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ供給される電源の電圧であることを示している。

このように、二次側に正電圧“＊＊＋”及び負電圧“＊＊−”を出力可能なように、各トランス（Ｔ１〜Ｔ６）は、二次側の基準電圧（＊＊Ｇ）に対して出力電圧が正（＊＊＋）となる正出力コイルＬＰと出力電圧が負（＊＊−）となる負出力コイルＬＮとを有する。正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとは、電気的に接続されており、この接続点（Ｐ５）は基準電圧（＊＊Ｇ）である。尚、トランス（Ｔ１〜Ｔ６）の内、インバータ回路１の各相の上段（Ｈ）側のスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ電力を供給するものを上段側トランスＴＨ、各相の下段（Ｌ）側のスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ電力を供給するものを下段側トランスＴＬと称する。図２に示す態様においては、上段側トランスＴＨが第１トランスに、下段側トランスＴＬが第２トランスに対応し、電力供給回路２（電力変換装置）は、一次側コイルＬ１と二次側コイルＬ２との間で電力変換するトランスを、第１トランス（ＴＨ）と第２トランス（ＴＬ）との少なくとも２つ有して構成されている。

ところで、上述したように、正電圧が“＋１５〜＋２０［Ｖ］”であり、負電圧が“−５〜−１０［Ｖ］”となるように、正負の電圧が異なる電圧であり、正出力コイルＬＰの出力電流と負出力コイルＬＮの出力電流との比率が電圧の比率の逆比に比べて小さいような場合には、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの出力電力がそれぞれ異なるものとなる。この際、電源回路２７を構成するスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）の消費電力に不均衡が生じる可能性がある（図５等参照、詳細は後述する）。このため、電力供給回路２（電力変換装置）は、図２に示すように、電源回路２７（交流電力源）と一次側コイルＬ１とを接続する２本の配線である第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１の２つの接続端（Ｐ１，Ｐ３）のいずれであるかが、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とで互いに異なるように構成されている。

図２に示すように、一次側コイルＬ１（１−２−３巻線）は、中点“Ｐ２”が第３電力配線Ｗ３を介して一次電圧（Ｖｃｃ）に接続され、両端“Ｐ１，Ｐ３”が、それぞれ電源制御回路２７ａによって相補的にスイッチングされるスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）を介して一次側のグラウンドに接続されている。具体的には、上段側トランスＴＨ（第１トランス）の第１端子“Ｐ１”は第１電力配線Ｗ１及び第１スイッチング素子Ｍ１を介して一次側のグラウンドに接続され、第２端子“Ｐ３”は第２電力配線Ｗ２及び第２スイッチング素子Ｍ２を介して一次側のグラウンドに接続されている。一方、下段側トランスＴＬ（第２トランス）は、上段側トランスＴＨ（第１トランス）とは反対に、第１端子“Ｐ１”が第２電力配線Ｗ２及び第２スイッチング素子Ｍ２を介して、第２端子“Ｐ３”が第１電力配線Ｗ１及び第１スイッチング素子Ｍ１を介して、一次側のグラウンドに接続されている。

図３は、図２に対する比較例を示している。この比較例では、電源回路２７（交流電力源）と一次側コイルＬ１とを接続する２本の配線である第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１の２つの接続端（Ｐ１，Ｐ３）のいずれであるかが、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とで同一である。図４及び図５は、一次側の電流波形のシミュレーション結果を例示している。図４は、図２の構成例における電流波形を示しており、図５は、図３の構成例（図２に対する比較例）における電流波形を示している。図４の電流波形では、スイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）の消費電力に不均衡が生じておらず、図５の電流波形では、スイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）の消費電力に不均衡が生じていることが分かる。

図２に示す回路において、第２スイッチング素子Ｍ２がオンした場合には、上段側トランスＴＨ（第１トランス）の一次側コイルＬ１の２−３巻線に“Ｐ２→Ｐ３”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）には巻線比に応じた電圧が発生する。そして、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ４→Ｐ５”の電流が流れ、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０に電力が出力される。二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ６”の方が端子“Ｐ５”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

この時、下段側トランスＴＬ（第２トランス）では、一次側コイルＬ１の１−２巻線に“Ｐ２→Ｐ１”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）に巻線比に応じた電圧が発生する。この際、端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ６”に対して高い電圧となり、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ５→Ｐ６”の電流が流れる。その結果、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０に電力が出力される。二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ４”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

一方、図２に示す回路において、第１スイッチング素子Ｍ１がオンした場合には、上段側トランスＴＨ（第１トランス）の一次側コイルＬ１の１−２巻線に“Ｐ２→Ｐ１”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）に巻線比に応じた電圧が発生する。この際、端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ６”に対して高い電圧となるので、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ５→Ｐ６”の電流が流れる。その結果、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０に電力が出力される。二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ４”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

この時、下段側トランスＴＬ（第２トランス）では、一次側コイルＬ１の２−３巻線に“Ｐ２→Ｐ３”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）には巻線比に応じた電圧が発生する。そして、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ４→Ｐ５”の電流が流れ、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０に電力が出力される。二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ６”の方が端子“Ｐ５”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

このように、相補的にオン・オフ制御される第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２に応じて、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とは、相補的に正出力コイルＬＰ及び負出力コイルＬＮから電力を出力する。従って、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの出力電力に差が生じる場合であっても、インバータ回路１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のアームを構成する上段及び下段のスイッチング素子１０に対応するゲート駆動回路２０へ電力を供給する一対のトランス（それぞれＴ１とＴ２の対、Ｔ３とＴ４の対、Ｔ５とＴ６の対）の一次側において、電流は第１電力配線Ｗ１及び第２電力配線Ｗ２をバランスよく流れることになる（図４参照）。

以下、図３に示す比較例の回路における動作について説明する。上段側トランスＴＨ（第１トランス）と第１電力配線Ｗ１及び第２電力配線Ｗ２の接続形態は、図２に示す第１の構成例の回路と同様であるから、第２スイッチング素子Ｍ２がオンした場合、第１の構成例の回路と同様に、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０に電力が出力される。負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。一方、下段側トランスＴＬ（第２トランス）と第１電力配線Ｗ１及び第２電力配線Ｗ２の接続形態は、図２に示す第１の構成例の回路と、図３に示す比較例の回路とで異なっている。比較例においては、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とで同一の接続形態となっている。

このため、下段側トランスＴＬ（第２トランス）でも、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０に電力が出力される。即ち、一次側コイルＬ１の２−３巻線に“Ｐ２→Ｐ３”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）に巻線比に応じた電圧が発生する。そして、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ４→Ｐ５”の電流が流れ、正出力コイルＬＰから電力が出力される。二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ６”の方が端子“Ｐ５”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

第１スイッチング素子Ｍ１がオンした場合、上段側トランスＴＨ（第１トランス）には、第１の構成例の回路と同様に、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０に電力が出力される。正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。図３に示す比較例の回路では、第１スイッチング素子Ｍ１がオンした場合、下段側トランスＴＬ（第２トランス）でも、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０に電力が出力される。即ち、下段側トランスＴＬ（第２トランス）の一次側コイルＬ１の１−２巻線に“Ｐ２→Ｐ１”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）には巻線比に応じた電圧が発生する。端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ６”に対して高い電圧となるので、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ５→Ｐ６”の電流が流れ、負出力コイルＬＮから電力が出力される。二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ４”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

即ち、図３の回路構成では、相補的にオン・オフ制御される第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２に応じて、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とは、同一極性のコイルから電力を出力する。従って、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの出力電力に差がある場合には、インバータ回路１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のアームを構成する上段及び下段のスイッチング素子１０に対応するゲート駆動回路２０へ電力を供給する一対のトランス（それぞれＴ１とＴ２の対、Ｔ３とＴ４の対、Ｔ５とＴ６の対）の一次側において、第１電力配線Ｗ１及び第２電力配線Ｗ２を流れる電流が図５に示すように不均衡となる。上述したように、第１スイッチング素子Ｍ１がオンしている際には、相対的に出力電力の小さい負出力コイルＬＮから電力が出力される。従って、図５に示すように、第１スイッチング素子Ｍ１がオンしている間に比べて、第２スイッチング素子Ｍ２がオンしている間の方が多くの電流が流れ、一次側において消費電力の不均衡が生じる。

以上、図２を参照して説明したが、電力供給回路２（電力変換装置）の構成は、図２に例示した構成（第１の構成例）に限定されるものではない。第１の構成例では、それぞれが正負両出力に対応した２つのトランス（それぞれＴ１とＴ２、Ｔ３とＴ４、Ｔ５とＴ６）を対として、対となる２つのトランスが互いに一次側の電力配線が異なるように配線されていた。図６に例示する第２の構成例では、それぞれが正負両出力に対応した２つの二次側コイルＬ２を対として、対となる２つの二次側コイルＬ２同士で互いに正出力コイルＬＰの極性、及び負出力コイルＬＮの極性が異なるように構成されている。

図６に示すように、第２の構成例では、インバータ回路１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のアームに対応して１つずつのトランス（Ｔ１０，Ｔ３０，Ｔ５０）が備えられている。各トランス（Ｔ１０，Ｔ３０，Ｔ５０）は、インバータ回路１の各相の上段（Ｈ）側のスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ電力を供給する上段側トランスＴＨ（第１トランス）、各相の下段（Ｌ）側のスイッチング素子１０のゲート駆動回路２０へ電力を供給する下段側トランスＴＬ（第２トランス）を備えて構成されている。より詳しくは、各トランス（Ｔ１０，Ｔ３０，Ｔ５０）は、共通の一次側コイルＬ１（１−２−３巻線）に対して異なる二次側コイルＬ２（４−５−６巻線、及び７−８−９巻線）を備えた複合トランスとして構成されている。換言すれば、１−２−３巻線と４−５−６巻線とにより上段側トランスＴＨ（第１トランス）が構成され、１−２−３巻線と７−８−９巻線とにより下段側トランスＴＬ（第２トランス）が構成されている。

第２の構成例において一次側コイルＬ１（１−２−３巻線）は、第１の構成例と同様に、中点“Ｐ２”が第３電力配線Ｗ３を介して一次電圧（Ｖｃｃ）に接続され、両端“Ｐ１，Ｐ３”が、それぞれ電源制御回路２７ａによって相補的にスイッチングされるスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）を介して一次側のグラウンド（基準電圧“＊＊Ｇ”）に接続されている。第２の構成例では、一次側コイルＬ１が共通であるから、上段側トランスＴＨ（第１トランス）及び下段側トランスＴＬ（第２トランス）の双方において、一次側コイルＬ１の第１端子“Ｐ１”が第１電力配線Ｗ１及び第１スイッチング素子Ｍ１を介して一次側のグラウンドに接続され、第２端子“Ｐ３”が第２電力配線Ｗ２及び第２スイッチング素子Ｍ２を介して一次側のグラウンドに接続されている。

一方、第１の構成例では、上段側トランスＴＨ（第１トランス）及び下段側トランスＴＬ（第２トランス）の双方において、二次側コイルＬ２の構成（極性）が共通であったが、第２の構成例では、各相のアームに対応するトランス（Ｔ１０，Ｔ３０，Ｔ５０）のそれぞれにおいて、上段側トランスＴＨと下段側トランスＴＬとで互いに正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの極性が異なるように構成されている。具体的には、上段側トランスＴＨでは、二次側コイルＬ２としての４−５−６巻線の両端（端子“Ｐ４”及び端子“Ｐ６”）が正極であるが、下段側トランスＴＬでは、二次側コイルＬ２としての７−８−９巻線の中間の端子“Ｐ８”が正極となり、両端（端子“Ｐ７”及び端子“Ｐ９”）が負極である。上段側トランスＴＨ（第１トランス）の正出力コイルＬＰ（４−５巻線）は、端子“Ｐ４”が正極であるが、下段側トランスＴＬ（第２トランス）の正出力コイルＬＰ（７−８巻線）は、端子“Ｐ８”が正極である。また、上段側トランスＴＨ（第１トランス）の負出力コイルＬＮ（５−６巻線）は、端子“Ｐ６”が正極であるが、下段側トランスＴＬ（第２トランス）の負出力コイルＬＮ（８−９巻線）は、端子“Ｐ８”が正極である。

図６に示す回路において、第２スイッチング素子Ｍ２がオンした場合には、上段側トランスＴＨ（第１トランス）の一次側コイルＬ１の２−３巻線に“Ｐ２→Ｐ３”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の４−５巻線（正出力コイルＬＰ）には巻線比に応じた電圧が発生する。そして、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ４→Ｐ５”の電流が流れ、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０に電力が出力される。二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）にも巻線比に応じた電圧が発生するが、端子“Ｐ６”の方が端子“Ｐ５”に対して高い電圧となるので、逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

この時、下段側トランスＴＬ（第２トランス）では、一次側コイルＬ１の２−３巻線に“Ｐ２→Ｐ３”の電流が流れることにより、二次側コイルＬ２の８−９巻線（負出力コイルＬＮ）及び７−８巻線（正出力コイルＬＰ）に巻線比に応じた電圧が発生する。この際、端子“Ｐ８”の方が端子“Ｐ９”に対して高い電圧となるので、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ８→Ｐ９”の電流が流れ、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０に電力が出力される。一方で、端子“Ｐ８”は、端子“Ｐ７”に対しても高い電圧となるので、“Ｐ７→Ｐ８”へは逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

第１スイッチング素子Ｍ１がオンした場合には、上段側トランスＴＨ（第１トランス）の一次側コイルＬ１の１−２巻線に“Ｐ２→Ｐ１”の電流が流れ、二次側コイルＬ２の５−６巻線（負出力コイルＬＮ）及び４−５巻線（正出力コイルＬＰ）に巻線比に応じた電圧が発生する。この際、端子“Ｐ５”の方が端子“Ｐ６”に対して高い電圧となるので、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ５→Ｐ６”の電流が流れ、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０に電力が出力される。一方、端子“Ｐ５”は、端子“Ｐ４”に対しても高い電圧となるので、“Ｐ４→Ｐ５”へは逆方向接続されているダイオードにより電流が流れない。従って、正出力コイルＬＰからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

この時、下段側トランスＴＬ（第２トランス）では、一次側コイルＬ１の２−３巻線に“Ｐ２→Ｐ１”の電流が流れることにより、二次側コイルＬ２の７−８巻線（正出力コイルＬＰ）及び８−９巻線（負出力コイルＬＮ）に巻線比に応じた電圧が発生する。正出力コイルＬＰの側では、ダイオード及びコンデンサを介して“Ｐ７→Ｐ８”の電流が流れ、ゲート駆動回路２０に電力が出力される。一方、端子“Ｐ９”の方が端子“Ｐ８”に対して高い電圧となるので“Ｐ８→Ｐ９”には逆方向接続されているダイオードにより電流が流れず、負出力コイルＬＮからゲート駆動回路２０には電力が出力されない。

このように、相補的にオン・オフ制御される第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２に応じて、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とは、相補的に正出力コイルＬＰ及び負出力コイルＬＮから電力を出力する。従って、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの出力電力に差が生じる場合であっても、インバータ回路１の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のアームを構成する上段及び下段のスイッチング素子１０に対応するゲート駆動回路２０へ電力を供給するトランス（Ｔ１０、Ｔ３０、Ｔ５０）の一次側において、電流は第１電力配線Ｗ１及び第２電力配線Ｗ２をバランスよく流れることになる（図８参照）。

図７は、図６に示す第２の構成例に対する比較例（第２の比較例）を示している。この比較例では、第２の構成例と同様に共通の一次側コイルＬ１を有し、正負出力に対応した二次側コイルＬ２を対として有するものの、第２の構成例とは異なり、対となる二次側コイルＬ２の極性が同じである。図７に例示する第２の比較例の動作については、図４を参照して説明した第１の構成例の比較例（第１の比較例）と同様である。従って、上記の説明により、容易に類推可能であるから詳細な説明は省略する。

図９は、第２の比較例における一次側の電流波形を示している。第２の構成例では、図８に示すように、一次側の電流は、第１電力配線Ｗ１（第１スイッチング素子Ｍ１）及び第２電力配線Ｗ２（第２スイッチング素子Ｍ２）をバランスよく流れている。これに対して、第２の構成例に対する比較例では、図９に示すように、第１電力配線Ｗ１及び第２電力配線Ｗ２を流れる電流が不均衡となる。上述したように、第１スイッチング素子Ｍ１がオンしている際には、相対的に出力電力の小さい負出力コイルＬＮから電力が出力される。従って、図９に示すように、第１スイッチング素子Ｍ１がオンしている間に比べて、第２スイッチング素子Ｍ２がオンしている間の方が多くの電流が流れ、一次側において消費電力の不均衡が生じる。

ところで、図６には、各トランス（Ｔ１０，Ｔ３０，Ｔ５０）が、共通の一次側コイルＬ１に対して複数組の二次側コイルＬ２（４−５−６巻線、及び７−８−９巻線）を備えた複合トランスとして構成されている例を示した。しかし、図２に例示した第１の構成例と同様に、独立した一次側コイルＬ１と正負出力に対応した１組の二次側コイルＬ２とによって構成された１つのトランスをそれぞれ上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）として、同様の回路を構成することを妨げるものではない。但し、この構成の場合には、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とは、ハードウェアとして異なる形態のトランスとなる。つまり、電力供給回路２（電力変換装置）として２種類のトランスが必要となる（第１の構成例では配線が異なるだけであるからトランスとしては１種類である。）。これに対して、第２の構成例のように複合トランスとすれば、１種類のトランス（複合トランス）を用いて電力供給回路２を構成することができる。これにより、部品の量産効果によるコスト低減や同一部品の採用による生産コストの低減の効果が得られる。

汎用的に利用されている３相交流のインバータ回路１を駆動するゲート駆動回路２０へ電力を供給する電力供給回路２では、電力供給回路２に使用されるトランスの総数に応じて、第１の構成例と第２の構成例とを使い分けると好適である。第１の構成例は、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とが独立している場合に好適であるから、トランスの総数が偶数である場合に好適な構成である。一方、第２の構成例は、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とが一次側コイルＬ１を共通とする複合トランスである場合に好適であるから、トランス（複合トランス）の総数が奇数である場合に好適な構成である。

換言すれば、トランス（例えばＴ１〜Ｔ６）の総数が偶数であって、第１グループ（例えば上段側トランスＴＨ）を構成するトランス（例えばＴ１，Ｔ３，Ｔ５）の数と、第２グループ（例えば下段側トランスＴＬ）を構成するトランス（例えばＴ２，Ｔ４，Ｔ６）の数とが同じである場合には、第１の構成例（図２）が好適である。つまり、第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１（１−２−３巻線）の２つの接続端（例えば“Ｐ１”と“Ｐ３”）のいずれであるかが、第１グループを構成するトランスと第２グループを構成するトランスとで互いに異なるように構成されていると好適である。

また、複合トランス（例えばＴ１０，Ｔ３０，Ｔ５０）の総数が奇数である場合には、第２の構成例（図６）のように、複合トランスの上段側トランスＴＨ（第１トランス）及び下段側トランスＴＬ（第２トランス）のそれぞれにおいて、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの極性が異なるように構成されていると好適である。ここで、複合トランスとは、１つのトランスからの出力数（二次側の数）が複数あるもの、換言すれば、入力数“１”（一次側）に対して出力数（二次側の数）が複数あるものをいう。例えば、図６に示すように、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとによる二次側コイルＬ２の対を２組（４−５−６巻線、７−８−９巻線）備えると共に共通の一次側コイルＬ１（１−２−３巻線）を備え、当該一次側コイルＬ１と一方の二次側コイルＬ２（例えば４−５−６巻線）との対とにより上段側トランスＴＨ（第１トランス）を構成し、当該一次側コイルＬ１と他方の二次側コイルＬ２（例えば７−８−９巻線）との対とにより下段側トランスＴＬ（第２トランス）を構成するものである。

図２に示した第１の構成例では、１つのトランスからの出力数が“１”のトランスを６個用いていたが、１つのトランスからの出力数が“３”のトランス（複合トランス）を２つ用いて、第１の構成例の変形例を実現することもできる。即ち、当該トランスの一方をＵ，Ｖ，Ｗ相の上段側トランスＴＨ（第１トランス）に対応させ、当該トランスの他方をＵ，Ｖ，Ｗ相の下段側トランスＴＬ（第２トランス）に対応させることで、第１の構成例の変形例を実現することができる。上述した第１グループ及び第２グループを構成するトランス（複合トランス）は、それぞれ１つずつである。この際、トランスの総数は偶数の“２”であり、２つのトランス（複合トランス）同士で第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２との接続先を異ならせることで一次側の電流の不均衡を抑制することができる。

また、図６に示した第２の構成例では、１つのトランス（複合トランス）からの出力数が“２”のトランス（複合トランス）を３つ用いていたが、１つのトランスからの出力数が“６”のトランス（複合トランス）を１つ用いて、第２の構成例の変形例を実現することもできる。この構成では、当該１つのトランス（１つの複合トランス）は、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとによる二次側コイルＬ２の対を６組備えると共に共通の一次側コイルＬ１を備えて構成される。一次側コイルＬ１と３つの二次側コイルＬ２それぞれとの対とにより３つの上段側トランスＴＨ（第１トランス）が構成され、当該一次側コイルと、残り３つの二次側コイルＬ２それぞれとの対とにより３つの下段側トランスＴＬ（第２トランス）が構成される。そして、上段側トランスＴＨ（第１トランス）と下段側トランスＴＬ（第２トランス）とで互いに、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの極性が異なるように構成することで、第２の構成例の変形例を実現することができる。この際、トランスの総数は奇数の“１”であり、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの極性を異ならせることで一次側の電流の不均衡を抑制することができる。

上述したように、一次側における電流が均衡することによって、第１スイッチング素子Ｍ１及び第２スイッチング素子Ｍ２を流れる電流も、ほぼ均等となる。図３、図５、図７，図９等に示したように、第１スイッチング素子Ｍ１を流れる電流と、第２スイッチング素子Ｍ２を流れる電流とが大きく異なる場合には、それぞれの消費電流に応じて、電気的特性の異なるスイッチング素子を用いる必要がある。このため、単品の使用数量が少なくなることによる部品調達コストの増大や、部品の種類の増加に伴う部品管理コストの増大を招く可能性がある。或いは、全てのスイッチング素子を電流容量の大きい方に合わせて統一化を図った場合には、過剰仕様により部品調達コストが増大する可能性がある。しかし、第１スイッチング素子Ｍ１を流れる電流と、第２スイッチング素子Ｍ２を流れる電流とがほぼ同一であると、電気的特性が同一の素子を用いて一次側の電源回路２７（交流電力源）を構成することが可能となる。従って、上述したように一次側の電流の不均衡が解消された場合には、一次側の電源回路２７（交流電力源）は、一次側コイルＬ１への電力供給をスイッチング制御するスイッチング制御回路を備え、このスイッチング制御回路は、同一の電気的特性を有する偶数個のスイッチング素子（Ｍ１，Ｍ２）を用いて構成されている。

以上説明したように、本発明によれば、二次側コイルが、二次側の基準電圧に対して出力電圧が正となる正出力コイルと出力電圧が負となる負出力コイルとを有し、正出力コイルと負出力コイルとの出力電力がそれぞれ異なる場合においても、一次側コイルに接続される回路の消費電力が均衡するように構成されたトランス型の電力変換装置が実現できる。

〔その他の実施形態〕
以下、本発明のその他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記においては、トランスの総数が偶数の場合には第１の構成例を適用したが、トランス（複合トランスを含む）の総数が奇数である場合において、第１の構成例（その変形例）を適用することを妨げるものではない。つまり、トランス（複合トランスを含む）の総数が奇数であっても、第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１の２つの接続端のいずれであるかが、第１トランスと第２トランスとで互いに異なるように構成されていることを妨げるものでもない。

例えば、トランスが図６に例示したような複合トランスではない場合、各トランスはそれぞれ第１トランス又は第２トランスとなる。そして、トランスの総数が奇数である場合には、第１トランスと第２トランスとの個数は一致していない可能性がある。この場合においても、第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１の２つの接続端のいずれであるかが、第１トランスと第２トランスとで互いに異なるように構成されていることによって、一次側における電流の不均衡は低減される。当然ながら、トランスの総数が偶数であって、第１トランスと第２トランスとの個数が一致していない場合においても同様である。

また、図７に例示した第２の比較例のように、奇数個の複合トランスのそれぞれにおいて、正出力コイルＬＰと負出力コイルＬＮとの極性が、第１トランスと第２トランスとで互いに異っていないような場合に、電力配線（Ｗ１，Ｗ２）の接続形態を異ならせることも好適な態様である。例えば、Ｕ相及びＷ相のアームに対応する複合トランス（Ｔ１０，Ｔ５０）に対しては、第１電力配線Ｗ１と第２電力配線Ｗ２とのそれぞれの接続先が、一次側コイルＬ１の２つの接続端のいずれであるかを、第１トランスと第２トランスとで互いに異ならせる、Ｖ相のアームに対応する複合トランス（Ｔ３０）に対しては、第１トランスと第２トランスとで同一とする。このような態様によっても、一次側における電流の不均衡は低減されるので、トランス（複合トランスを含む）の総数が奇数である場合において、第１の構成例（その変形例）を適用することを妨げるものではない。

（２）上記においては、電力供給回路２（電力変換装置）における一次側の電源回路２７（交流電力源）としてプッシュプル型の回路構成（図２、図６参照）を例示した。しかし、一次側の電源回路２７（交流電力源）の構成は、プッシュプル型に限定されるものではなく、図１０に示すように、例えばハーフブリッジ型の回路構成であってもよい。また、図示は省略するが、一次側の電源回路２７（交流電力源）の構成は、フルブリッジ型の回路構成であってもよい。ハーフブリッジ型やフルブリッジ型の回路構成については公知であり、当業者であれば、プッシュプル型の回路構成についての上記説明より容易に類推可能であるから、詳細な説明は省略する。

本発明は、一次側コイルと二次側コイルとの間で電力変換するトランスを有した電力変換装置に利用することができる。

２７ ：電源回路（交流電力源）
Ｌ１ ：一次側コイル
Ｌ２ ：二次側コイル
ＬＮ ：負出力コイル
ＬＰ ：正出力コイル
Ｍ１ ：第１スイッチング素子（スイッチング素子）
Ｍ２ ：第２スイッチング素子（スイッチング素子）
ＴＨ ：上段側トランス（第１トランス）
ＴＬ ：下段側トランス（第２トランス）
Ｗ１ ：第１電力配線
Ｗ２ ：第２電力配線

Claims (4)

1. 一次側コイルと二次側コイルとの間で電力変換するトランスを、第１トランスと第２トランスとの少なくとも２つ有した電力変換装置であって、
   前記第１トランスと前記第２トランスとのそれぞれの前記二次側コイルは、二次側の基準電圧に対して出力電圧が正となる正出力コイルと出力電圧が負となる負出力コイルとを有すると共に、前記正出力コイルと前記負出力コイルとの出力電力がそれぞれ異なるものであり、
   交流電力源と前記一次側コイルとを接続する２本の配線である第１電力配線と第２電力配線とのそれぞれの接続先が、前記一次側コイルの２つの接続端のいずれであるかが、前記第１トランスと前記第２トランスとで互いに異なるように構成されている、又は、
   前記正出力コイルと前記負出力コイルとの極性が、前記第１トランスと前記第２トランスとで互いに異なるように構成されている電力変換装置。
2. 前記トランスの総数が偶数であって、第１グループを構成する前記トランスの数と、第２グループを構成する前記トランスの数とが同じであり、前記第１電力配線と前記第２電力配線とのそれぞれの接続先が、前記一次側コイルの２つの接続端のいずれであるかが、前記第１グループを構成する前記トランスと前記第２グループを構成する前記トランスとで互いに異なるように構成されている請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記正出力コイルと前記負出力コイルとによる二次側コイルの対を少なくとも２組備えると共に共通の前記一次側コイルを備え、少なくとも１つの前記二次側コイルと当該一次側コイルとの対とにより前記第１トランスを構成し、別の前記二次側コイルと当該一次側コイルとの対とにより前記第２トランスを構成する複合トランスの総数が奇数であって、
   前記複合トランスのそれぞれにおいて、前記正出力コイルと前記負出力コイルとの極性が、前記第１トランスと前記第２トランスとで互いに異なるように構成されている請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記交流電力源は、前記一次側コイルへの電力供給をスイッチング制御するスイッチング制御回路を備え、
   前記スイッチング制御回路は、同一の電気的特性を有する偶数個のスイッチング素子を用いて構成されている請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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