JP2014127714A

JP2014127714A - 発光ダイオード駆動装置

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Publication number: JP2014127714A
Application number: JP2012286227A
Authority: JP
Inventors: Wataru Ogura; 渉小椋; Teruo Watanabe; 照雄渡邉
Original assignee: Nichia Chemical Industries Ltd
Current assignee: Nichia Chemical Industries Ltd
Priority date: 2012-12-27
Filing date: 2012-12-27
Publication date: 2014-07-07
Anticipated expiration: 2032-12-27
Also published as: JP6186724B2

Abstract

【課題】高調波成分を抑制させつつも、電源電圧変動に対する発光出力の変動を抑制する。
【課題手段】第一ＬＥＤ部１１を流れる電流量に基づく電流検出信号を検出するための電流検出手段４と、第一ＬＥＤ部から見て、第四ＬＥＤ部１４と並列に接続され、第一ＬＥＤ部への通電量を制御するための第一バイパス手段２１と、電流検出手段４から見て第一バイパス手段２１と並列に接続され、かつ第四ＬＥＤ部１４と直列に接続され、第一ＬＥＤ部１１及び第四ＬＥＤ部１４への通電量を制御するための第四バイパス手段２４と、第一バイパス手段２１及び第四バイパス手段２４を制御するための電流制御手段３０と、所定の大きさの正弦波を生成して電流制御手段３０に供給するための正弦波生成手段６１と、整流手段２の入力側に接続され、正弦波生成手段６１で生成する正弦波を交流電源と同期させるための電源電圧同期信号を生成する電源電圧同期信号生成手段６４を備える。
【選択図】図１Ａ

Description

本発明は、発光ダイオードを点灯駆動させる駆動回路に関し、特に交流電源を用いて駆動させる発光ダイオード駆動装置に関する。

近年、照明用の光源として、白熱電球や蛍光灯に比べ低消費電力で駆動可能な発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」ともいう。）が注目されている。ＬＥＤは小型で耐衝撃性にも強く、球切れの心配がないといった利点がある。

このような照明機器用の電源としては、家庭用電源等交流を電源として用いることが望まれる。一方、ＬＥＤは直流駆動素子であり、順方向の電流でのみ発光する。また、照明用途として現在多用されているＬＥＤの順方向電圧Ｖ_fは３．５Ｖ程度である。ＬＥＤはＶ_fに達しなければ発光せず、逆にＶ_fを超えると過度の電流が流れてしまう特性を有する。したがってＬＥＤに対しては直流による駆動が適しているといえる。

この相反する条件に応えるため、交流電源を用いたＬＥＤの駆動回路が、種々提案されている。例えば、変化する電圧値に応じてＶ_fの合計値を変化させるようにＬＥＤを切り替える方法が提案されている（特許文献１）。この方法では、図９の回路図に示すように、多段に直列接続されたＬＥＤをブロック１６１、１６２、１６３、１６４、１６５、１６６に分け、整流波形の入力電圧の電圧値に応じてＬＥＤブロック１６１〜１６６の接続を、マイクロコンピュータで構成されたスイッチ制御部１６７で切り替えることで、段階的にＶ_fの合計値を変化させる。この結果、図１０のタイミングチャートに示す電圧波形のように、整流波形に対して複数の方形波でＬＥＤを点灯できるため、単一の方形波のみでのＯＮデューティに比べ、ＬＥＤの利用効率を改善できる。

一方で本出願人は、複数のＬＥＤ素子を直列接続してブロック化したＬＥＤブロックを複数段、直列に接続した多段回路を、交流の全波整流で駆動するＡＣ多段回路を開発した（特許文献２）。このＡＣ多段回路は、図１１に示すように、交流電源ＡＰをブリッジ回路１１０２で全波整流し、ＬＥＤブロックの多段回路に対して印加する。ＬＥＤブロックの多段回路は、第一ＬＥＤブロック１１１１と、第二ＬＥＤブロック１１１２と、第三ＬＥＤブロック１１１３とを直列に接続している。第一ＬＥＤブロック１１１１の通電量に基づいて、第二ＬＥＤブロック１１１２をバイパスする第一バイパス経路ＢＰ１のＯＮ／ＯＦＦを第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ１１２１Ａで切り替え、また第一ＬＥＤブロック１１１１及び第二ＬＥＤブロック１１１２の通電量に基づいて、第三ＬＥＤブロック１１１３をバイパスする第二バイパス経路ＢＰ２のＯＮ／ＯＦＦを第二ＬＥＤ電流制御トランジスタ１１２２Ａで切り替える。このＡＣ多段回路は、電源効率を維持しつつ、ＬＥＤ利用効率及び力率を改善することができる。

このＡＣ多段回路の、電流波形を図１２に示す。この図に示すように電源周期に同期した階段状の電流波形を有する。しかしながら、この階段状電流波形は正弦波の電流に近い波形ではあるものの、階段状に変化するため高調波発生の原因となる。一方、負荷としてＬＥＤに代えて白熱電球を使用した場合の電流波形は正弦波となるため、高調波の発生はない。なおＩＥＣ６１０００−３−２規格において照明機器はクラスＣに分類されており、高調波の限度値が規定されている。特に２５Ｗ以上の機器に適用される限度値は、２５Ｗ以下の機器に比べて厳しく、図１１のＡＣ多段回路では適合させることが困難である。

また図１３に、特許文献１の発光ダイオード駆動方法による高調波電流の測定データの一例を示す。この図に示すように、高調波の次数が特に１１，１３，１５次高調波において限度値を上回っており、不適合となる。

このような課題を解決するために、本発明者らは図３に示す発光ダイオード駆動装置１４００を開発した。この発光ダイオード駆動装置は、交流電源ＡＰに接続可能で、該交流電源ＡＰの交流電圧を整流した整流電圧を得るための整流回路１４０２と、整流回路１４０２と接続される第一ＬＥＤ部１４１１と、第一ＬＥＤ部１４１１と直列に接続される第二ＬＥＤ部１４１２と、第二ＬＥＤ部１４１２と直列に接続される第三ＬＥＤ部１４１３と、第三ＬＥＤ部１４１３と直列に接続される第四ＬＥＤ部１４１４と、7第二ＬＥＤ部１４１２と並列に接続され、第一ＬＥＤ部１４１１への通電量を制御するための第一バイパス手段１４２１と、第三ＬＥＤ部１４１３と並列に接続され、第一ＬＥＤ部１４１１及び第二ＬＥＤ部１４１２への通電量を制御するための第二バイパス手段１４２２と、第三ＬＥＤ部１４１３と直列に接続され、第一ＬＥＤ部１４１１、第二ＬＥＤ部１４１２及び第三ＬＥＤ部１４１３への通電量を制御するための第四バイパス手段１４２４と、これら第一バイパス手段１４２１、第二バイパス手段１４２２及び第三バイパス手段１４２３を制御するための電流制御手段１４３０と、第一ＬＥＤ部１４１１から第三ＬＥＤ部１４１３が直列接続される出力ラインＯＬ上を流れる電流量に基づく電流検出信号を検出するための電流検出手段１４０４と、整流回路１４０２から出力される整流電圧に基づいて、高調波抑制信号電圧を生成するための高調波抑制信号生成手段１４０６とを備える。この発光ダイオード駆動装置では、電流制御手段１４３０が、電流検出手段１４０４で検出されたＬＥＤ電流の電流検出信号と、高調波抑制信号生成手段１４０６で生成された高調波抑制信号電圧とを比較して、高調波成分を抑制するように第一バイパス手段１４２１、第二バイパス手段１４２２及び第四バイパス手段１４２４をそれぞれ制御する。これにより、入力側の高調波成分と、得られたＬＥＤ駆動電流との対比によって、出力波形を調整する制御が可能となり、効果的な高調波成分の抑制が実現できる。

この発光ダイオード駆動装置１４００においては、高調波歪の発生が抑制され、正弦波に非常に近い電流波形でＬＥＤを駆動することができる。また、光出力の波高率においても蛍光灯と同等かそれ以上で動作する。

しかしながら、図３の発光ダイオード駆動装置１４００において入力される交流電源電圧が変動すると、ＬＥＤの応答特性が高いため、明るさの変動も追随してしまう結果、人の眼にちらつきとして認識されてしまうことがある。この原因として、以下の二点が考えられる。

第一に、図３の発光ダイオード駆動装置１４００では、ＬＥＤ電流制御の基準信号を、交流電源ＡＰを全波整流して、高調波抑制信号生成手段１４０６の抵抗器で分圧することで得ている。このため、交流電源ＡＰの電圧が変動すると、基準信号が変動し、これがＬＥＤ駆動電流の変動の原因となって、結果として明るさの変動となって現れてしまう。

第二に、各ＬＥＤ部の点灯時間の変動が挙げられる。多段に接続された各ＬＥＤ部は、交流電源ＡＰの電圧が所定の電圧に達するまで点灯しないため、交流電源ＡＰの電圧が変動すると点灯時間も変動し、これがトータルの明るさの変動となって現れる。

これらの点を改善するため、本願出願人は電源電圧とＬＥＤの順方向電圧（Ｖ_f）との電圧差をピークホールドして、電流検出信号に重畳させ、ＬＥＤ動作電流に負帰還をかける方法を提案した。この方法では、負帰還のゲインを調整することにより、交流電源電圧の変動に関する上記二点の影響に対し、一括して対処できる。

しかしながら、この方法では瞬時の電源電圧の変動に追随することができないという問題があった。また、電圧に対する明るさの変動は必ずしも直線的ではないため、負帰還による直線的な補正では正確に対処できないという問題もある。

さらにこの発光ダイオード駆動装置１４００においては、光出力の波高率改善のため、コンデンサ１４１１１を電源投入時に初期充電する必要があるが、このとき負帰還の成分が電源電圧付近まで上昇し、このためＬＥＤ電流がほとんど０に制御され、この電流を利用するコンデンサ充電がＬＥＤ駆動手段によって制御される小さい電流のみとなり、点灯までに時間がかかるという問題が発生する。さらにまた、この発光ダイオード駆動装置１４００は基準正弦波の大きさを調整することで、調光に対応させることが可能であるものの、調光を行うために基準電圧を小さくし、ＬＥＤ動作電流を小さくすると、この負帰還分が相対的に大きくなり、微妙な調整が困難になるという問題も発生する。

特開２００６−１４７９３３号公報特開２０１１−４０７０１号公報

本発明は、従来のこのような問題点に鑑みてなされたものである。本発明の主な目的は、高調波成分を抑制させつつも、電源電圧変動に対する発光出力の変動を抑制した発光ダイオード駆動装置を提供することにある。

課題を解決するための手段及び発明の効果

以上の目的を達成するために、本発明の一の側面に係る発光ダイオード駆動装置によれば、交流電源に接続可能で、該交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を得るための整流手段と、前記整流手段と接続される少なくとも一のＬＥＤ素子を有する第一ＬＥＤ部と、前記第一ＬＥＤ部と直列に接続される少なくとも一のＬＥＤ素子を有する第四ＬＥＤ部と、前記第一ＬＥＤ部と第四ＬＥＤ部が直列接続される出力ライン上を流れる電流量に基づく電流検出信号を検出するための電流検出手段と、前記第一ＬＥＤ部から見て、前記第四ＬＥＤ部と並列に接続され、前記第一ＬＥＤ部への通電量を制御するための第一バイパス手段と、前記電流検出手段から見て前記第一バイパス手段と並列に接続され、かつ前記第四ＬＥＤ部と直列に接続され、前記第一ＬＥＤ部及び第四ＬＥＤ部への通電量を制御するための第四バイパス手段と、前記第一バイパス手段及び前記第四バイパス手段を制御するための電流制御手段と、所定の大きさの正弦波を生成して前記電流制御手段に供給するための正弦波生成手段と、前記整流手段の入力側に接続され、前記正弦波生成手段で生成する正弦波を交流電源と同期させるための電源電圧同期信号を生成する電源電圧同期信号生成手段と備えることができる。上記構成により、正弦波生成手段が交流電源の電圧変動の影響を受けずに所望の大きさの正弦波を生成することから、高調波抑制、高力率、波高率改善などに影響を与えることなく、交流電源の電圧変動に対し、ＬＥＤ駆動電流の変動に起因して発光出力の明るさが変動する事態を抑制できる利点が得られる。

本発明の実施の形態１に係る発光ダイオード駆動装置を示すブロック図である。変形例に係る発光ダイオード駆動装置を示すブロック図である。実施例１に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。本願出願人が先に開発した発光ダイオード駆動装置の例を示す回路図である。本発明の実施の形態２に係る発光ダイオード駆動装置を示すブロック図である。実施例２に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。電源電圧と各段のＬＥＤのＶ_fとの関係を示すグラフである。実施の形態３に係る発光ダイオード駆動装置を示すブロック図である。実施例３に係る発光ダイオード駆動装置を示す回路図である。マイクロコンピュータを使用したＬＥＤ点灯回路例を示す回路図である。図９のＬＥＤ点灯回路の動作を示すタイミングチャートである。本出願人が先に開発したＡＣ多段回路を示す回路図である。図１１のＡＣ多段回路の電流波形を示すグラフである。図１１のＡＣ多段回路の電流波形の高調波成分を示すグラフである。正弦波を作成するＰＷＭ波形を示すグラフである。変調前の正弦波と、変調、積分後の正弦波を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。ただし、以下に示す実施の形態は、本発明の技術思想を具体化するための発光ダイオード駆動装置を例示するものであって、本発明は発光ダイオード駆動装置を以下のものに特定しない。また、本明細書は特許請求の範囲に示される部材を、実施の形態の部材に特定するものでは決してない。特に実施の形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状、その相対的配置等は特に特定的な記載がない限りは、本発明の範囲をそれのみに限定する趣旨ではなく、単なる説明例にすぎない。なお、各図面が示す部材の大きさや位置関係等は、説明を明確にするため誇張していることがある。さらに以下の説明において、同一の名称、符号については同一もしくは同質の部材を示しており、詳細説明を適宜省略する。さらに、本発明を構成する各要素は、複数の要素を同一の部材で構成して一の部材で複数の要素を兼用する態様としてもよいし、逆に一の部材の機能を複数の部材で分担して実現することもできる。また、一部の実施例、実施形態において説明された内容は、他の実施例、実施形態等に利用可能なものもある。

本発明の一実施の形態によれば、さらに前記正弦波生成手段と電流制御手段の間に接続され、前記交流電源の電源周波数よりも十分高い周波数で、正弦波に対してパルス幅変調を行うＰＷＭ変調手段を備えることができる。

また他の実施の形態によれば、さらに前記第四ＬＥＤ部に電流が通電される特定のタイミングを検出するための第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段を備え、前記電源電圧同期信号生成手段で生成する電源電圧同期信号が、前記交流電源のゼロクロスのタイミングを検出した信号であり、前記ＰＷＭ変調手段が、前記第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段で検出される通電タイミングと、前記電源電圧同期信号生成手段で検出されたゼロクロスタイミングに基づいて、前記交流電源の電源電圧の変動を検出し、該電源電圧の変動に基づいてデューティ比を決定することができる。上記構成により、ＰＷＭ変調手段が、第四ＬＥＤ部の通電タイミングと電源電圧のゼロクロスのタイミングからの時間ｔ_0-4を計測して知ることができる電源電圧の変動をもとに、デューティ比を決定することができる。即ち、時間ｔ_0-4が交流電源電圧の基準よりも長い場合は電圧が低いとしてデューティ比を高く、逆の場合は電圧が高いとしてデューティ比を低くして、正弦波電流制御の基準信号を加減することができる。この結果、各ＬＥＤ部の点灯時間の変動を抑え、出力光の明るさの変動を抑制できる。

さらにまた他の実施の形態によれば、さらに前記ＰＷＭ変調手段と電流制御手段の間に接続され、前記ＰＷＭ変調手段でパルス幅変調された信号を積分して前記電流制御手段に供給するための積分手段を備えることができる。上記構成により、積分手段でもって、ＰＷＭ周波数が重畳された正弦波を滑らかにし、電流制御手段に入力することができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、前記正弦波生成手段を、前記交流電源の電源電圧の変動の検出結果に基づいて、電源電圧が低い場合は正弦波の大きさを大きくし、電源電圧が高い場合は正弦波を小さくするよう制御することができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、さらに外部からの制御信号を受け付けるリモコン受信手段と、リモコン受信手段を駆動するためのリモコン受信定電圧電源と、前記第四ＬＥＤ部と接続され、前記リモコン受信定電圧電源に電力を供給するための第四電力取得手段とを備えることができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、さらに前記第一ＬＥＤ部と直列に接続される少なくとも一のＬＥＤ素子を有する第三ＬＥＤ部と、前記第三ＬＥＤ部と接続され、前記リモコン受信定電圧電源に電力を供給するための第三電力取得手段とを備えるができる。上記構成により、交流電源の電源電圧が低くなり、第四電力取得手段で十分な電力を供給できない場合に、第三電力取得部から電力を供給することとして、リモコン受信定電圧電源の駆動に十分な電力供給が維持される。特に正弦波状の交流電源の特性に応じて、電源電圧が高い場合は、波形頂部近傍の余剰電力を用いて第四電力取得手段のみで十分な電力を供給できる一方、電源電圧が低い場合には波形の裾部の広い領域を利用して第三電力取得手段からも電力供給でき、タイミングに応じて電力供給を補完できる。

さらにまた他の実施の形態によれば、さらに前記正弦波生成手段と接続され、該正弦波生成手段を駆動するための電力を供給する定電圧電源を備えており、前記第四電力取得手段が、前記定電圧電源に電力を供給することができる。上記構成により、リモコン受信手段を駆動するための電源を別途用意することなく、第四ＬＥＤ部に印加される余剰電力でもって駆動させることができ、回路の簡素化と省電力化を図ることができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、前記第四電力取得手段が、前記ＰＷＭ変調手段に電力を供給することができる。上記構成により、ＰＷＭ変調手段を駆動するための電源を別途用意することなく、第四ＬＥＤ部に印加される余剰電力でもって駆動させることができ、回路の簡素化と省電力化を図ることができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、前記第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段が、前記第四ＬＥＤ部に電流が流れ始めるタイミングを通電タイミングとして検出することができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、前記第四ＬＥＤ電流通電タイミング検出手段が、前記交流電源の電源電圧のピーク電圧を通電タイミングとして検出することができる。

さらにまた他の実施の形態によれば、前記第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段が、前記第四ＬＥＤ部に流れる電流の立ち下がりタイミングを通電タイミングとして検出することができる。

各実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置を高調波電流規格に適合させるためには、白熱電球と同様に正弦波の電流波形になるよう設計することが望まれる。そこで本実施の形態に係る発光ダイオード駆動装置では、ＬＥＤ電流制御手段の基準電圧に正弦波を重畳させることで、ＬＥＤ駆動電流波形を正弦波に近似した波形とし、２５Ｗ以上の高調波電流規格に適合させた安価でコンパクトな発光ダイオード駆動装置を提供するものである。
（実施例１）

図１Ａに実施例１に係る発光ダイオード駆動装置１００のブロック図を示す。この発光ダイオード駆動装置１００は、整流回路２と、ＬＥＤ集合体１０と、第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４と、電流制御手段３０と、電流検出手段４とを備える。この発光ダイオード駆動装置１００は、交流電源ＡＰに接続されて、整流回路２で交流電圧を整流した整流電圧（脈流電圧）を得る。また整流回路２の出力側において、複数のＬＥＤ部で構成されたＬＥＤ集合体１０を、出力ラインＯＬ上で直列に接続している。ここではＬＥＤ部を４つ使用しており、第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４を直列に接続して、ＬＥＤ集合体１０を構成している。さらに出力ラインＯＬには、ＬＥＤ集合体１０と、ＬＥＤ駆動手段３と、電流検出手段４とを直列に接続している。

また第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４には、各々一端に通電量を制御するための第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３が接続される。第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３は、それぞれＬＥＤ部に対して並列に設けられ、他端を電流検出手段４の上流側と接続しており、各ＬＥＤ部への通電量を調整するバイパス経路を構成する。すなわち、第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３によってバイパスされる電流量を調整できるので、結果的に各ＬＥＤ部の通電量を制御できる。図１Ａの例では、第二ＬＥＤ部１２と並列に第一バイパス手段２１が接続され、第一バイパス経路ＢＰ１を形成する。また第三ＬＥＤ部１３と並列に第二バイパス手段２２が接続され、第二バイパス経路ＢＰ２を形成する。さらに第四ＬＥＤ部１４と並列に第三バイパス手段２３が接続され、第三バイパス経路ＢＰ３を形成する。なおここでいう並列接続とは、各ＬＥＤ部の両端と各バイパス手段が接続されていることを要さず、各バイパス手段の一端が各ＬＥＤ部の一端と接続されており、電流が分岐されるように構成されていれば足りる。例えば図１Ａの例では、第一バイパス手段２１はその一端を第二ＬＥＤ部１２の上流側と接続し、他端を出力ラインＯＬ上で、電流検出手段４の上流側と接続している。このように各バイパス手段の並列接続とは、出力ラインＯＬ上に接続された各ＬＥＤ部の電流を分岐させるような接続形態を指す意味で使用する。
（電流制御回路）

またＬＥＤ部の電流駆動を行う電流回路の制御用に電流制御回路が設けられる。図１Ａの回路例では、第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４と、電流制御手段３０、電流制御信号付与手段５とで、一種の定電流回路が構成されており、この定電流回路の制御は電流制御手段３０と電流制御信号付与手段５とで行われる。
（電流制御手段３０）

電流制御手段３０は、電流制御信号付与手段５を介して第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４と接続されており、第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４のＯＮ／ＯＦＦや電流量連続可変といった動作を制御する。電流制御手段３０は、電流検出手段４に接続されてＬＥＤ集合体１０の電流量をモニタし、その値に基づいて第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４の制御量を切り替える。
（第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４）

一方、各ＬＥＤ部は、一又は複数のＬＥＤ素子を直列及び／又は並列に接続したブロックである。ＬＥＤ素子は、表面実装型（ＳＭＤ）や砲弾型のＬＥＤが適宜利用できる。またＳＭＤタイプのＬＥＤ素子のパッケージは、用途に応じて外形を選択でき、平面視が矩形状のタイプ等が利用できる。さらに、複数のＬＥＤ素子をパッケージ内で直列及び／又は並列に接続したＬＥＤをＬＥＤ部として使用することも可能であることは言うまでもない。

各ＬＥＤ部に含まれるＬＥＤ素子の順方向電圧の加算値である小計順方向電圧は、直列接続されたＬＥＤ素子の個数によって決まる。例えば順方向電圧３．６ＶのＬＥＤ素子を６個使用する場合の小計順方向電圧は、３．６×６＝２１．６Ｖとなる。

この発光ダイオード駆動装置１００は、電流検出手段４で検出した電流値に基づいて、各ＬＥＤ部に対する通電量の制御を行う。いいかえると、整流電圧の電圧値でなく、現実に通電される電流量に基づいた電流制御であるため、ＬＥＤ素子の順方向電圧のばらつきに左右されず、適切なタイミングで正確なＬＥＤ部の切り替えが実現され、信頼性の高い安定した動作が見込まれる。なお電流値の検出には、電流検出手段４等が利用できる。電流検出手段４には、抵抗器等が好適に利用できる。

図１Ａの例では、電流制御手段３０が第一ＬＥＤ部１１の通電量に基づいて、第一バイパス手段２１による第一ＬＥＤ部１１への通電制限量を制御する。具体的には、第一バイパス手段２１及び第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４がそれぞれＯＮの状態で、通電量に応じて、第一バイパス手段２１は第一ＬＥＤ部１１を電流駆動する。その後入力電圧が上昇して、第一ＬＥＤ部１１と第二ＬＥＤ部１２を共に駆動できる電圧に達すると、第二ＬＥＤ部１２に電流が流れ始め、さらにその電流値が一定量を超えると、第一バイパス手段２１はＯＦＦとなる。さらに電流制御手段３０が第一ＬＥＤ部１１及び第二ＬＥＤ部１２の通電量に基づいて、第二バイパス手段２２による第一ＬＥＤ部１１及び第二ＬＥＤ部１２への通電制限量を制御する。具体的には、通電量に応じて第二バイパス手段２２は第一ＬＥＤ部１１と第二ＬＥＤ部１２を電流駆動する。その後入力電圧が上昇して、第一ＬＥＤ部１１と第二ＬＥＤ部１２と第三ＬＥＤ部１３とを共に駆動できる電圧に達すると、第三ＬＥＤ部１３に電流が流れ始め、さらにその電流値が一定量を超えると、第二バイパス手段２２はＯＦＦとなる。

さらに電流制御手段３０が第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２第、三ＬＥＤ部１３の通電量に基づいて、第三バイパス手段２３による第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３への通電制限量を制御する。具体的には、通電量に応じて第三バイパス手段２３は第一ＬＥＤ部１１と第二ＬＥＤ部１２と第三ＬＥＤ部１３とを電流駆動する。その後入力電圧が上昇して、第一ＬＥＤ部１１と第二ＬＥＤ部１２と第三ＬＥＤ部１３と第四ＬＥＤ部１４を共に駆動できる電圧に達すると、第四ＬＥＤ部１４に電流が流れ始め、さらにその電流値が一定量を超えると、第三バイパス手段２３はＯＦＦとなる。最後に第四バイパス手段２４及び電流制御手段３０は、第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４を通電量に応じて電流駆動させる。

以上のように発光ダイオード駆動装置１００は、家庭用電源等の交流電源ＡＰを用いて、その交流を全波整流した後に得られる周期的に変化する脈流電圧に合わせて、直列に配置されたＬＥＤ素子を適切な個数だけ点灯させるように構成した複数の電流回路を備えており、各電流回路を各々適切に動作させるように複数のＬＥＤ電流検出回路を動作させることができる。

この発光ダイオード駆動装置１００は、電流値の上昇に伴って第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４を順次通電させる。特に各ＬＥＤ部への通電量を電流制御によって制限することで、電流量に応じてＬＥＤ部の通電量の制御を行うことができ、脈流電圧に対して効率よくＬＥＤを点灯駆動できる。

さらに図１Ａの例では、第四バイパス手段２４と並列にＬＥＤ駆動手段３が接続されており、第四バイパス手段２４に流れる電流の一部をＬＥＤ駆動手段３で分岐させることによって、ＬＥＤ駆動手段３が第四バイパス手段２４の負荷を低減している。
（平滑化回路）

さらに図１Ａに示す発光ダイオード駆動装置は、ＬＥＤ集合体１０と並列に接続された平滑化回路を備える。平滑化回路は、ＬＥＤ集合体１０の消灯期間を低減するための部材である。この平滑化回路は、例えば第一充放電コンデンサ１１１で構成される。
（第一充放電コンデンサ１１１への充電）

第一充放電コンデンサ１１１の端子間電圧は、定常動作状態においては第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４の全ＬＥＤの順方向電圧の和Ｖ_fallに等しくなる。したがって、入力電圧が第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４が駆動される電圧に達すると充電が開始され、入力電圧が第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４を、電流制御手段３０より指示される電流値で駆動できない電圧まで下降（第一ＬＥＤ部１１〜第三ＬＥＤ部１３を駆動する状態に移行）すると充電を終了する。充電期間中、充電によりコンデンサ端子電圧が上昇するとＶ_fallも上昇するため、ＬＥＤ駆動電流が増加し、第一充放電コンデンサ１１１への充電電流は徐々に減少する。このコンデンサ充電電流とＬＥＤ駆動電流が合成されて、電流制御手段３０で正弦波電流に制御される。これにより、元来正弦波に近似した電流波形で制御されている発光ダイオード駆動装置全体の電流に影響することなく、第一充放電コンデンサ１１１の充電が行える。
（第一充放電コンデンサ１１１からの放電）

一方で第一充放電コンデンサ１１１は、ここに溜まった電荷を、接続された第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４に放電する。なお第一充放電コンデンサ１１１の充電電圧は、ＬＥＤ集合体１０を構成する直列接続された第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４の順方向電圧の和Ｖ_fallとなるので、コンデンサ充電時にＬＥＤ集合体１０に流れる電流以上の電流で第一充放電コンデンサ１１１が放電されることはない。

さらに実施例１に係る発光ダイオード駆動装置は、正弦波生成手段６１、ＰＷＭ変調手段６２、積分手段６３、電源電圧同期信号生成手段６４、第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段６５、正弦波生成手段用電源部６６、調光制御部６７、電源ピーク電圧計測部６８を備えている。
（正弦波生成手段６１）

正弦波生成手段６１は、交流電源電圧変動の影響を受けない電源で動作し、電源電圧同期信号生成手段６４により生成される同期信号により交流電源ＡＰの電圧に同期した正弦波を出力する。この正弦波を正弦波電流制御の基準信号とすることにより、ＬＥＤ電流制御の基準信号を、交流電源ＡＰを全波整流して抵抗器で分圧することで得た場合に生じる、交流電源電圧の変動によって基準信号、すなわちＬＥＤ駆動電流が変動して明るさが変動するという問題を解消できる。なお、ここでいう正弦波とは、交流電源ＡＰを全波整流した脈流波形をいい、正弦波生成手段用電源部６６で生成された波形は、脈流波形に近似した形と同期された位相を持つものである。
（ＰＷＭ変調手段６２）

次に、この正弦波をＰＷＭ変調手段６２により、電源周波数より十分高い周波数でＰＷＭ変調する。ＰＷＭは、第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段６５で検出される、第四ＬＥＤ部に電流が流れ始めるタイミングを、電源電圧同期生成手段６４によって生成される電源電圧のゼロクロスのタイミングからの時間ｔ_0-4を計測して知ることができる電源電圧の変動をもとに、デューティ比を決定する。即ち、時間ｔ_0-4が交流電源電圧の基準よりも長い場合は電圧が低いとしてデューティ比を高く、逆の場合は電圧が高いとしてデューティ比を低くし、正弦波電流制御の基準信号を加減する。このように負帰還ループを形成することで、各ＬＥＤ部の点灯時間が交流電源電圧の変動によって変動してトータルの明るさも変動される問題を抑制、解消できる。積分手段６３は、ＰＷＭ周波数が重畳された正弦波を滑らかにし、電流制御手段３０に入力する。

ここで正弦波作成のＰＷＭ変調の一例として、電源周波数６０Ｈｚに同期した制御用の正弦波を作成する場合を考える。電源周期の位相角１°毎をＰＷＭに変換するとすれば、このＰＷＭ周波数は６０（電源周波数）×３６０（１周期の角度）＝２１．６ＫＨｚ以上でなくてはならない。仮に、２１．６ＫＨｚのＰＷＭとした場合、電源正弦波のゼロクロスを検出したときに、位相角０°、ＰＷＭのデューティを０として出力し、次のＰＷＭ波のデューティはｓｉｎ１°≒１／５７をＰＷＭのデューティとして設定する。このように、１°毎にデューティを変えていく。その様子を図１４に示す。

また正弦波のＰＷＭ変調に際して、後述する調光時の調光レベルや、補正レベルに従ってＬＥＤ電流を調整するために、調整レベルに比例したデューティのＰＷＭ信号を出力し、これを用いて作成した正弦波をＯＮ／ＯＦＦし、再度変調する。この様子を、図１５の正弦波のＰＷＭ変調によるレベル調整波形に示す。この図では、ＰＷＭのハイレベルのときに正弦波をＯＮし、ローレベルのときにＯＦＦしている。このときのＰＷＭのデューティは、正弦波レベルを変更しない限りは一定値であり、例えばＭＣＵで制御した場合でも、正弦波作成時にレベル調整をするよりもＭＣＵへの負担を軽減できる。

なお、以上の例ではＰＷＭ変調手段６２を用いてＰＷＭ変調を行う構成について説明したが、ＰＷＭ変調は必ずしも必須でなく、これを省いても良い。例えば、正弦波生成の段階で、電圧変動に対する補正値を乗算することでも代用できる。この場合は、所定時間内に演算を処理できるよう、後述する通り正弦波生成手段６１を構成するＭＣＵの処理能力が要求される。

このような構成によって、正弦波生成手段６１が交流電源の電圧変動の影響を受けずに所望の大きさの正弦波を生成することから、高調波抑制、高力率、波高率改善などに影響を与えることなく、交流電源の電圧変動に対し、ＬＥＤ駆動電流の変動に起因して発光出力の明るさが変動する事態を抑制できる。

なお以上の例では、ＬＥＤ部を第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４の４個用いた発光ダイオード駆動装置を説明した。ただ、本発明はこの構成に限られず、ＬＥＤ部の数は複数であれば３以下、又は５以上の任意の数に設定できる。例えば図１Ｂに示す変形例に係る発光ダイオード駆動装置１００Ｂでは、ＬＥＤ部を第一ＬＥＤ部１１と第四ＬＥＤ部１４の２個とし、第一バイパス手段２１と第四バイパス手段２４でこれらの点灯を制御している。このように、要求される光量や波高率などの品質、消費電力やコストなどに応じて、適切な数のＬＥＤ部が選択できる。
（実施例１の回路例）

次に、図１Ａの発光ダイオード駆動装置１００を半導体素子を用いて実現した具体的な回路の構成例を、図２に示す。この発光ダイオード駆動装置１００’は、交流電源ＡＰに接続された整流回路２としてダイオードブリッジを用いている。また交流電源ＡＰと整流回路２との間には、保護抵抗器８１が設けられる。さらに整流回路２の出力側には、バイパスコンデンサ８２が接続される。なお交流電源ＡＰと整流回路２との間には、図示しないが過電流阻止のためのヒューズとサージ防護回路を設けてもよい。
（交流電源ＡＰ）

交流電源ＡＰは、１００Ｖや２００Ｖの商用電源が好適に利用できる。この商用電源の１００Ｖ又は２００Ｖは実効値であり、全波整流された整流波形の最大電圧は約１４１Ｖ又は２８２Ｖとなる。
（ＬＥＤ集合体１０）

ＬＥＤ集合体１０を構成する各ＬＥＤ部は、相互に直列に接続すると共に、複数のブロックに分け、ブロック同士の境界からは端子を引き出して、第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４と接続している。図２の例では、第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４の４つのグループでＬＥＤ集合体１０を構成している。

図２に示す各ＬＥＤ部１１〜１４は、一のＬＥＤシンボルが複数のＬＥＤチップを実装したＬＥＤパッケージ１を表している。この例では、各ＬＥＤパッケージ１は、１０個のＬＥＤチップを実装している。各ＬＥＤ部の発光ダイオード接続数、あるいはＬＥＤ部の接続数は、順方向電圧の加算値、すなわち直列接続されたＬＥＤ素子の総数と、使用する電源電圧とで決定される。例えば商用電源を使用する場合は、各ＬＥＤ部のＶ_fの合計である合計順方向電圧Ｖ_fallが、１４１Ｖ程度、又はそれ以下となるように設定される。

なおＬＥＤ部は、一以上の任意の数のＬＥＤ素子を備えている。ＬＥＤ素子は、一個のＬＥＤチップや、複数個のＬＥＤチップを一パッケージに纏めたものを利用できる。この例では、図示する一のＬＥＤ素子として、それぞれ１０個のＬＥＤチップを含むＬＥＤパッケージ１を使用している。

また図２の例では、４つのＬＥＤ部のＶ_fを同一となるように設計している。ただこの例に限られず、上述の通りＬＥＤ部の数は３以下、あるいは５以上としてもよい。ＬＥＤ部数を増やすことで、電流制御の数を増やしてより細かなＬＥＤ部間の点灯切り替え制御が可能となる。さらに各ＬＥＤ部のＶ_fは同一としなくとも良い。
（第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４）

第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４は、各ＬＥＤ部に対応して、電流駆動するための部材である。このような第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４としては、トランジスタ等のスイッチング素子で構成される。特にＦＥＴは、ソース−ドレイン間飽和電圧がほぼゼロであるため、ＬＥＤ部への通電量を阻害することがなく好ましい。ただ、第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４はＦＥＴに限定されるものでなく、バイポーラトランジスタ等でも構成できることはいうまでもない。

図２の例では、第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４として、ＬＥＤ電流制御トランジスタを利用している。具体的には、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４、ＬＥＤ駆動手段３には、それぞれ第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４である第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ２１Ｂ、第二ＬＥＤ電流制御トランジスタ２２Ｂ、第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ２３Ｂ、第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂが接続される。各ＬＥＤ電流制御トランジスタは、その前段のＬＥＤ部の電流量に応じて、ＯＮ状態や電流制御が切り替わる。ＬＥＤ電流制御トランジスタがＯＦＦになると、バイパス経路に電流が流れなくなって、ＬＥＤ部に通電される。すなわち、各第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４によってバイパスされる電流量を調整できるので、結果的に各ＬＥＤ部の通電量を制御できることになる。図２の例では、第二ＬＥＤ部１２と並列に第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ２１Ｂが接続され、第一バイパス経路ＢＰ１を形成する。また第三ＬＥＤ部１３と並列に第二ＬＥＤ電流制御トランジスタ２２Ｂが接続され、第二バイパス経路ＢＰ２を形成する。さらに第四ＬＥＤ部１４と並列に第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ２３Ｂが接続され、第三バイパス経路ＢＰ３を形成する。さらにまたＬＥＤ駆動手段３と並列に第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂが接続され、第四バイパス経路ＢＰ４を形成し、第一ＬＥＤ部１１、第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３及び第四ＬＥＤ部１４への通電量を制御する。
（逆流防止ダイオード）

また各バイパス経路には、逆流防止ダイオードが設けられている。具体的には、第一バイパス経路ＢＰ１には第一逆流防止ダイオード１２１が、第二バイパス経路ＢＰ２には第二逆流防止ダイオード１２２が、第三バイパス経路ＢＰ３には第三逆流防止ダイオード１２３が、第四バイパス経路ＢＰ４には第四逆流防止ダイオード１２４が、それぞれ設けられる。

ここで第一ＬＥＤ部１１は、並列に接続されたバイパス経路やバイパス手段を設けていない。第二ＬＥＤ部１２と並列に接続された第一バイパス手段２１が、第一ＬＥＤ部１１の電流量を制御するからである。また第四ＬＥＤ部１４については、第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂが電流制御を行う。
（ＬＥＤ駆動手段３）

また図２の例では、ＬＥＤ駆動手段３として抵抗器を設けている。この例では、第四バイパス手段である第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂと並列にＬＥＤ駆動手段３を接続することで、電流量が大きくなる際に第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂに通電される電流をＬＥＤ駆動手段３にバイパスして、第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂへの負荷を軽減するよう構成している。ただ、第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂに十分な電流耐性を持たせた場合は、ＬＥＤ駆動手段を省略してもよい。
（電流制御手段３０Ｂ）

電流制御手段は、各ＬＥＤ部と対応する第一バイパス手段２１〜第四バイパス手段２４が、適切なタイミングで電流駆動を行うよう制御する部材である。この電流制御手段は、正弦波生成手段６１、ＰＷＭ変調手段６２、積分手段６３により出力された正弦波を基準電圧として、バイパス手段の動作を制御する動作制御信号を出力する。これにより、電流検出手段４で検出する出力ラインＯＬ上の電流量を、正弦波電圧と比例した値に制御できる。この結果、回路全体の入力電流は交流入力電圧に比例した波形となり、高調波の抑制が可能となる。

図２の電流制御手段３０Ｂにも、トランジスタ等のスイッチング素子が利用できる。特にバイポーラトランジスタは、電流量の検出に好適に利用できる。この例では電流制御手段３０Ｂを、オペアンプで構成している。なお電流制御手段は、オペアンプに限定されるものでなく、コンパレータ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも構成可能であるのはいうまでもない。

図２の例では、電流制御手段３０Ｂは、第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ２１Ｂ〜第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂの動作を制御する。すなわち、オペアンプ３０Ｂが通電量の制御を行うことで、各ＬＥＤ電流制御トランジスタをＯＦＦ／電流制御／ＯＮにそれぞれ切り替える。
（電流検出手段４）

電流検出手段４は、ＬＥＤ部を直列接続したＬＥＤ集合体１０に通電される電流を電圧降下等により検出するための部材である。電流検出手段４で電流検出を行うことで、ＬＥＤ集合体１０を構成する各ＬＥＤ部の電流駆動を行う。またこの電流検出手段４は、ＬＥＤの保護抵抗器としても機能する。さらに電流検出手段４で検出された電流検出信号に基づいて電流駆動を行うため、電流検出手段４は、電流回路の制御を行う電流制御手段３０Ｂであるオペアンプと接続されている。この回路例では、第一バイパス手段２１、第二バイパス手段２２、第三バイパス手段２３、第四バイパス手段２４と電流制御手段３０Ｂで、一種の定電流回路が構成される。
（電流制御信号付与手段５）

さらに電流制御手段３０Ｂと各バイパス手段との間には、電流制御信号付与手段５が介在されている。例えば第四バイパス手段２４に付与する動作制御信号と第一バイパス手段２１に付与する動作制御信号間には電位差が生じるので、電流制御信号付与手段５を設けることで第四バイパス手段２４と第一バイパス手段２１の動作の切り替えを確実に行うことが可能となる。電流制御信号付与手段５は、各ＬＥＤ電流制御トランジスタのＯＮ／ＯＦＦをどの電流のタイミングで行うかを規定する。ここでは、入力電圧の上昇に伴い、第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ２１Ｂ〜第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂの順でＯＮされるよう、電流制御信号付与手段５として電流制御信号付与ツェナーダイオード５Ｅ、５Ｆ、５Ｇが設定、配置されている。なお図２の例では、電流制御信号付与手段５をツェナーダイオードで構成しているが、抵抗器、ダイオード等とすることもできる。

図２の回路例では、整流回路２で整流された入力電圧の上昇に伴い、第一ＬＥＤ部１１から第二ＬＥＤ部１２、第三ＬＥＤ部１３、第四ＬＥＤ部１４への順で、通電量の制御を行うことができる。また入力電圧の下降時には、逆の順序でＬＥＤが消灯される。
（定電圧電源７）

オペアンプ３０Ｂは、定電圧電源７により駆動される。定電圧電源７は、オペアンプ電源用トランジスタ７０、ツェナーダイオード７１、ツェナー電圧設定抵抗器７２で構成される。この定電圧電源７は、交流電源ＡＰを整流回路２で整流した後の整流電圧が、ツェナーダイオード７１のツェナー電圧を超えている期間だけ、オペアンプ３０Ｂに電源を供給する。この期間は、ＬＥＤ集合体１０の点灯期間を包含するよう設定される。すなわち、ＬＥＤ集合体１０の点灯中にオペアンプ３０Ｂを動作させて、点灯を制御する。

一方、オペアンプ３０Ｂの−側入力端子には、電流検出抵抗器４で検出された電流検出信号である電圧が、抵抗器５Ａを介して入力される。電流検出抵抗器４の電圧は、オペアンプ３０Ｂの＋側入力端子に印加される正弦波に沿って電流制御されるよう制御される。このように、正弦波に沿って電流制御動作を行うため、ＬＥＤ駆動電流が正弦波に近似された波形となる。

なおＬＥＤ部はそれぞれ、複数の発光ダイオード素子を相互に直列に接続して構成できる。これにより、整流電圧を複数の発光ダイオード素子で効果的に分圧できる上、発光ダイオード素子毎の順方向電圧Ｖ_fや温度特性のばらつきをある程度吸収して、ブロック単位での制御を均一化できる。ただ、ＬＥＤ部の数や各ＬＥＤ部を構成する発光ダイオード素子数等は、要求される明るさや入力電圧等によって任意に設定でき、例えばＬＥＤ部を一の発光ダイオード素子で構成したり、ＬＥＤ部の数を多くしてより細かな制御を行うこと、あるいは逆にＬＥＤ部を２つのみとして制御をシンプルにすることも可能であることは言うまでもない。

また、上記構成ではＬＥＤ部の構成数を４としたが、ＬＥＤ部の数を２又は３としたり、又は５以上とすることもできることはいうまでもない。特に、ＬＥＤ部の数を増やすことで、階段状の電流波形をより細かくした制御が可能となり、一層の高調波成分の抑制が可能となる。また図２の例では、各ＬＥＤ部がＯＮ／ＯＦＦされる切り替え動作を、入力電流に対してほぼ均等に分割しているが、均等にする必要は必ずしも無く、異なる電流でＬＥＤ部を切り替えてもよい。

さらに上記の例では、ＬＥＤを４つのＬＥＤ部に分け、各ＬＥＤ部がそれぞれ同一のＶ_fとなるよう構成しているが、同一のＶ_fでなくても良い。例えばＬＥＤ部１のＶ_fをできるだけ低く、すなわちＬＥＤ一個分の３．６Ｖ程度に設定できれば、電流の立ち上がりタイミングを早く、立下りタイミングを遅くできる。このことは、高調波を減少させるのにさらに有利となる。またこの方法を使用すれば、ＬＥＤ部の数とＶ_f設定を自由に選択でき、さらに電流波形を正弦波に近似できるため、より柔軟性を高めて高調波抑制を実現することが容易となる。
（正弦波生成手段６１）

一方図２の回路例では、電流制御手段３０Ｂをオペアンプ３０Ｂで構成しており、このオペアンプ３０Ｂは、正弦波生成手段６１により制御される。正弦波生成手段６１を構成する一例として、本回路ではマイクロコントローラ６０（Micro Control Unit；以下、「ＭＣＵ」という。）を使用している。このＭＣＵは、図２に示すように、内蔵する周辺ハードウェアを使用して、ＰＷＭ変調手段６２、電源電圧同期信号生成手段６４、第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段６５の機能を奏することができる。

電源電圧同期信号生成手段６４により、電源電圧のゼロクロスを検出し、ＭＣＵ６０に入力する。このタイミングで、正弦波の位相角０°のデータをＰＷＭで出力を開始する。交流電源電圧と同周期の正弦波位相角１°毎の時間を内蔵タイマーで計測し、その位相角の正弦波の値に従ってＰＷＭのデューティ比を更新する。これを１８０°まで繰り返し、０°に戻す。また、電源電圧同期信号生成手段６４によりゼロクロスを検出したときにも、０°に戻す。このように電源電圧に同期した正弦波を生成し、この正弦波で正弦波電流制御をすることで、高調波歪のない電流波形で駆動することができる。さらに、電源電圧変動に影響を受けない正弦波でもって、ＬＥＤを制御することが達成できる。次にオペアンプ出力３０Ｂを第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段６５に入力し、上記ゼロクロスより第四ＬＥＤに電流が流れ始めるまでの時間ｔ_0-4を計測する。電源電圧が低いときは、この時間ｔ_0-4が長くなり、電源電圧が高いときは、時間ｔ_0-4が短くなる。これを元に上記計測時間が長いときはＰＷＭ変調手段６２のデューティ比を大きく、時間が短いときはデューティ比を小さくする。これによって、点灯時間変動の補正を行い、電源電圧の変動による光出力が変動する事態を抑制できる。

次に、コンデンサ１１１の電源投入時の初期充電について、図３を使って説明する。ここでコンデンサ１１１の初期端子間電圧は、前回点灯時から十分時間が経過し０Ｖとなっていると仮定する。また、コンデンサ１１１の端子電圧が、第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４に直列に配置されたＬＥＤの合計Ｖ_fと同電圧になるまでは、コンデンサ１１１に全電流が流れ、ＬＥＤは点灯しない。

この回路に、交流電源ＡＰが投入されると、整流回路２によって全波整流された脈流によってコンデンサ１１１が充電開始される。上述の通り、端子間電圧が０Ｖであるので、電圧変動抑制信号送出手段１４０８に入力される電圧は、ほぼ脈流の電圧に等しい。定常動作中は、電圧変動抑制信号送出手段１４０８への入力は、脈流の電圧から、第一ＬＥＤ部１１〜第四ＬＥＤ部１４に直列に配置されたＬＥＤのＶ_fを引いた電圧が入力されている。よって、オペアンプ３０Ｂの負入力には高い電圧が入り、オペアンプの出力は定常動作時に比較して極端に低くなる。そのため、第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂのゲート電圧は低く、ドレイン電流はほぼ０ｍＡとなる。このような状態で、コンデンサ１１１に充電する経路は、比較的低抵抗値のＬＥＤ駆動手段３の抵抗と電流検出手段４の抵抗となる。

しかし、ＬＥＤ駆動手段３の抵抗値は、この初期充電電流（突入電流）を抑制しながら、自身の抵抗の許容電力を守るため、小さくても数ＫΩとなってしまう。このとき、点灯までの時間は、実測によれば０．６秒程度となってしまう。

また第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂの損失による発熱を分散させるために、ＬＥＤ駆動手段３として抵抗器を設けている。しかしながらこの抵抗器は、放熱に十分配慮した使用においては必ずしも必要でないところ、このＬＥＤ駆動手段を削除すると点灯までにさらに数秒の時間がかかってしまう。

これに対し本実施例では、図２に示したように電圧変動抑制信号送出手段を必要としないため、どのような状況でも正弦波制御電流でコンデンサ１１１を充電することができ、より早く点灯することができる。さらに、電源投入時のみ許容できる最大電流を流して、コンデンサ充電を早くし、点灯までの時間を短縮することも可能である。
（調光制御部６７）

さらに発光ダイオード駆動装置は調光制御部６７を備えており、これを用いて調光を行うことができる。ここで、調光制御部６７を用いた調光動作について、図１Ａのブロック図及び図２の回路図を参照しながら説明する。発光ダイオード駆動装置の調光は、基準正弦波のレベルを制御する方法が、制御が容易であり好ましい。図２に示す発光ダイオード駆動装置においては、調光制御部６７が外部の調光操作ボリューム６７Ａにより与えられる電圧に従って、ＰＷＭ変調手段６２を制御し、消灯から全点灯までを制御する。なお、電源投入のまま完全消灯を実施しようとすれば、オペアンプ３０Ｂの出力が０Ｖとなるよう制御しても、ＬＥＤ駆動手段３の抵抗を経路とする電流がＬＥＤに流れ、ＬＥＤが多少点灯してしまうので、ＬＥＤ駆動手段３を削除する必要がある。また図２の例においては、調光のための外部からのコントロールを行う手段を、可変抵抗とした例を説明したが、この構成に限らず、例えば赤外線や無線を用いたリモコンでの制御も可能である。

一方、従来の発光ダイオード駆動装置の回路図を示す図３の例においても、調光は可能である。ただし、電流変動抑制信号送出手段１４０８から出力される信号は、電圧を基に生成されるので、調光で変化した正弦波制御電流に影響されず、常に一定の信号となる。このため、調光で正弦波制御電流が小さくなったときに相対的に電圧変動抑制信号が大きくなる結果、必要以上に正弦波制御電流を絞ってしまい、スムーズな制御ができない。これを回避するには、調光時は電圧変動抑制信号を切るか、あるいは負帰還のゲインを小さくしなければならなかった。また、この方法では調光時に電圧変動に対してＬＥＤの明るさが変動してしまい、適切な補正ができないという問題もあった。これに対し、本実施例では、電流変動抑制信号送出手段を削除したことで、このような問題を回避して、電圧変動のない動作を実現できる。
（保護動作）

次に、何れかのＬＥＤ部がショートした場合の動作について説明する。ＬＥＤ部を構成する最小単位がＶ_f＝３．５Ｖ程度であれば、数個がショートに至っても、電源効率が落ち、負荷の大きくなる２１Ｂ〜２４Ｂのトランジスタのいずれかの発熱が多少大きくなるだけで問題は起こらない。

しかしながら、ＬＥＤの構成最小単位が、各ＬＥＤ部のＶ_f＝３０Ｖ程度となり、この内の一がショートに至れば、対応するトランジスタの損失が許容範囲を超えて発熱することが考えられる。この場合、実施例１に係る発光ダイオード駆動装置では、点灯時の電源ピーク電圧を計測する電源ピーク電圧計測部６８に、ツェナーダイオード６８Ａで設定される電圧が入力される。ここで電源ピーク電圧計測部６８は、電源電圧の最も高い、位相各９０°で入力をサンプリングするよう設定されている。ここで、この入力電圧がツェナー電圧に達した場合に、ＰＷＭ変調手段６２のＰＷＭ出力のデューティ比を０として消灯するか、又は上記トランジスタが過熱しない程度にまで正弦波制御電流を絞ることで、このようなＬＥＤ部のショートにも対応できる。

また、何れかのＬＥＤ部がオープンとなった場合は、ＬＥＤ部の最小構成単位の大小に拘わらず、そのＬＥＤ部全体がオープンとなる。この場合も、オープンとなったＬＥＤ部よりも回路図上で下流側に位置するＬＥＤ部には電流が流れなくなり、通電されるＬＥＤ部の制御にあたるトランジスタのみが動作して、損失を担うことになる。特に第二ＬＥＤ部１２がオープンとなった場合、全てのトランジスタの損失が第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ２１Ｂに印加される状態となって、このトランジスタに高い耐圧性や耐熱性が要求されることとなる。このような場合は、電源ピーク電圧計測部６８には、ほぼ０Ｖが入力される。よって、この場合も上述したショート時と同様の対応をすることができる。
（電源周波数の識別）

次に、電源周波数の識別について説明する。正弦波生成手段６１により正弦波を作成して電源周波数に同期させるためには、海外ではもちろん、日本国内においてさえも電源周波数を識別し、それに合わせて電源位相角を特定するためのタイマーカウンタを設定し直す必要がある。その方法として、例えば電源電圧同期信号生成手段６４が出力する電源のゼロクロスの周期をタイマーカウンタで計測することが挙げられる。誤差範囲が大きいと云われる一般的なＭＣＵ内蔵発振器でも±２〜５％以内であるので、５０Ｈｚと６０Ｈｚの差１６％の識別は可能である。さらに、このカウント値を１８０°あるいは３６０°の基準として、電源位相角決定するので、ＭＣＵ内蔵発振器の誤差も打ち消すことができる。
（実施例２）

ＭＣＵの構成は、上述した例に限らず、任意の構成とすることができる。ここで実施例２として、別のＭＣＵの内蔵周辺ハードウェアの構成例を、実施例２として図４に示す。また、その具体的な回路例を、図５の回路図に示す。実施例２に係る発光ダイオード駆動装置では、ＰＷＭ変調手段を省略し、正弦波生成手段６１によって作成される正弦波そのもののレベルを変化させて、電源電圧変動補正と調光に対応させている。このハードウェア構成では、ソフトウェアの構成として３つの方法が可能である。
（実施例２−１）

まず実施例２−１として、正弦波の位相角０°〜１８０°のデータ値を１組を配列として確保し、位相角毎にこれを参照しながら、電源電圧変動補正値、調光値を計算、出力する方法が挙げられる。この場合は、正弦波データを更新する位相角毎に計算が発生するので、ＭＣＵの処理速度がそれなりに要求される。
（実施例２−２）

次に、実施例２−２について説明する。この場合は実施例２−１と同様、正弦波データ配列を１組持ち、補正値、調光値の計算を各データごとに行い、ＲＡＭにテーブルとして展開する。このテーブルを参照し、位相角毎の正弦波データの更新を行う。この場合、位相角毎の計算が発生しないため、ＭＣＵの処理速度はそれほど要求されないものの、補正値変更時にテーブル作成のために、大量の計算が発生して時間がかかる。
（実施例２−３）

さらに実施例２−３の方法を説明する。この方法では、上記実施例では１組であった配列を、補正値、調光値の全てにわたって配列データとして持ち、補正値と調光値により選択された配列を参照する。この場合、ＭＣＵの処理速度はそれほど要求されないが、非常に大きなプログラムメモリが必要となる。

このように、ＭＣＵを使用することで、商用電源周波数の地域間相違、ＬＥＤショート、オープン、発熱などに容易に対応させることが可能となる。

以上のように、ＬＥＤ駆動電流の基準信号を、電源電圧変動に影響を受け難い安定したものとすることで、ＬＥＤ光出力変動も非常に少ないものとできる。例えば図３に示したような、電源電圧から基準信号を作成する発光ダイオード駆動装置において電源電圧変動抑制を行わない場合と比較して、１／３程度に圧縮できる。また、ＭＣＵを使用することで、データ値による正確な補正を行うことができ、電源電圧変動をほぼ抑えられる。さらに調光機能を追加した場合は、このデータ値を変えることで、スムーズな調光を行える。

以上の実施例１、２では、正弦波生成手段を実現するためにＭＣＵを使用する例を説明した。ただ、本発明はこの構成に限られるものでなく、例えば正弦波生成手段を専用のハードウェアで設計することも可能である。特に実施例１の構成は、正弦波生成のみのハードウェアを用意し、ＰＷＭや他のハードウェアをＭＣＵで構成すれば、非常に小型のパッケージで安価なＭＣＵを使用することができ、コスト面で有利となる。

また、以上の実施例では、正弦波の値の更新を電源位相角１°毎としたが、平滑用の積分回路の性能に応じて、任意の角度に設定できる。さらに上記の例では、電源電圧の変動の検出を、電源電圧ゼロクロスから第四ＬＥＤ部１４の電流立上がりまでの時間を計測しているが、他に第一ＬＥＤ部〜第三ＬＥＤ部のどのＬＥＤ部の電流立ち上がりまでの時間を計測しても構わない。さらにまた、以上の例では正弦波出力をＰＷＭとしているが、ＤＡコンバータあるいはアナログ回路による波形生成でも良いことはいうまでもない。
（電源回路の統合）

さらに、このような発光ダイオード駆動装置を無線でＯＮ／ＯＦＦしたり、調光量を制御するために、リモコンで制御可能とすることもできる。このような場合に、上述したＭＣＵやリモコンからの信号を受けるリモコン受信手段を構成するＭＣＵを駆動させるための電源は、例えば５Ｖ程度が必要となり、従来は外部のＡＣアダプタを使用したり、あるいは発光ダイオード駆動装置内に別途、シリーズレギュレータやスイッチングレギュレータ等の電源回路を内蔵させることにより、商用交流電源から電圧５Ｖ程度の直流を得ていた。

しかしながら、外部にＡＣアダプタを用意したり、あるいは内蔵の回路基板に同様の電源回路を実装することは、いずれも電源部品の体積が必要となり、小型で安価な発光ダイオード駆動装置を提供することの妨げとなる。また、上述した発光ダイオード駆動装置では正弦波制御電流によって高調波歪を排除しているが、一方でＭＣＵ用の電源は、この正弦波電流制御の蚊帳の外にある。したがって、ＬＥＤ駆動電流が大きい装置では、ＭＣＵの電流が相対的に小さくなり、高調波歪の規格に適合可能であるが、ＬＥＤ駆動電流が小さく、ＭＣＵの電流が相対的に大きくなると、高調波歪の規格に適合できない場合も生じ得る。このため、ＭＣＵの電力も、正弦波電流制御の範囲内で賄えるようにした電源が求められる。

また、ＭＣＵの電源を、発光ダイオード駆動装置から外部に独立した回路として構成することは、要求される電力容量などに柔軟に対応できるという利点を備えるものの、一方では、発光ダイオード駆動装置の特徴である、高調波歪の規格をクリアできるという性能を低下させることになる。また、近年の安価で低消費電力といったＭＣＵの特徴を考慮すると、高価なＡＣアダプタや電源回路を使用するのは、製品の魅力としてのバランスを欠くことにも繋がる。このような事情に鑑みれば、発光ダイオード駆動装置の正弦波電流制御範囲内で電源供給を行うのが望ましいといえる。そこで、これらの電力を賄うためには、発光ダイオード駆動装置により駆動されているＬＥＤの電流の一部を利用することが考えられる。しかしながら、安易にＬＥＤ電流から分流することは、ＬＥＤ電流の低下、即ち照明の照度の低下を招くことになり、発光ダイオード駆動装置の電源効率を低下させることにもなる。

以下、この点を図６のグラフと図８の回路図に基づいて、詳細に検討する。図６は、後述する図７の発光ダイオード駆動装置において、電源電圧と各段のＬＥＤのＶ_fとの関係を示している。この図に示すように、交流の正弦波を全波整流された電源電圧に対し、ＬＥＤのＶ_fが発光ダイオード駆動装置の動作に従って、第一ＬＥＤ部１１から第四ＬＥＤ部１４まで駆動されるＬＥＤ部の段数によって変化する。図において、電源電圧がＬＥＤのＶ_fを上回る領域が各ＬＥＤ電流制御トランジスタが電流制御を受け持ち、損失を発生している部分である。即ち図６のグラフ中にて斜線で示した領域ａは第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂが、領域ｂは第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ２３ＢがＬＥＤを正弦波電流駆動し、それぞれの損失の大部分をここで発生している。この領域の電力を利用し、ＭＣＵ電力を賄うことができれば、発光ダイオード駆動装置の正弦波電流波形及び、電源効率に影響を与えることなく、ＭＣＵを駆動できる。
（実施例３）

このような制御を実現するための発光ダイオード駆動装置を実施例３として、図７のブロック図に、その回路の具体例を図８に、それぞれ示す。実施例３に係る発光ダイオード駆動装置３００では、図７のブロック図に示すように、上述した実施例２に係る図５で示す発光ダイオード駆動装置に対して、第三電力取得タイミング発生回路９１、第四電力取得手段９２、第三電力取得手段９３、ＭＣＵリモコン受信定電圧電源９４、消灯時・電源投入時用電源９５、リモコン受信手段６９が追加されている。この発光ダイオード駆動装置３００では、外部のリモコンから赤外線や無線で外部操作信号をリモコン受信手段６９で受けて、調光等、発光ダイオード駆動装置３００の動作を制御することができる。以下、発光ダイオード駆動装置３００の詳細を、図６及び図８に基づいて説明する。一般に、ＭＣＵの消費電力は様々であるが、ここでは５Ｖ、５０ｍＡ、０．２５Ｗ程度とする。

図６で示す領域ａから第四電力取得手段９２により、図８の回路図のコンデンサ９２Ｃに充電し、リモコン受信手段６９を駆動するためのＭＣＵリモコン受信定電圧電源９４に電力を供給する。領域ａから取得できる電力は、交流電源の電源電圧が下がるに従って減少する。即ち領域ａでは全ＬＥＤが点灯し、Ｖ_fが例えば最大１２４Ｖとした場合、電源電圧が９０Ｖのピーク電圧は１２７Ｖであるので、その差は３Ｖとなり、５Ｖの電源にはなりえない。

そこで、第三電力取得タイミング発生回路９１、第三電力取得手段９３により、図６の領域ｂから電力を取得し、ＭＣＵリモコン受信定電圧電源９４に電力を供給する。領域ｂは電源電圧が下がると領域が広がり、取得電力が増加する。このように、領域ａと領域ｂは電源電圧の推移に対しそれぞれ、正比例、反比例の関係にあり、電力供給を補完しながら行える。

次に電力量について考える。上述の通りＭＣＵの消費電力を５Ｖ、５０ｍＡ、０．２５Ｗ程度としたとき、例えばＬＥＤ電力３０Ｗ程度の正弦波多段発光ダイオード駆動装置の実測では、領域ａの電力（即ち第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂ）の損失、領域ｂ（即ち第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ２３Ｂ）の損失は、それぞれ、９０Ｖ→１１０Ｖに対し、０．３Ｗ→４Ｗ、１．６Ｗ→０．８Ｗのように変化する。仮にすべての損失を利用できたとして、損失を合計すると９０Ｖでは１．９Ｗ，１１０Ｖでは４．８Ｗとなり消費電力の７倍→１９倍の供給が可能となる。
（実施例３に係る発光ダイオード駆動装置の動作例）

次に、図８に示す実施例３の回路図に基づいて、発光ダイオード駆動装置３００の動作例を説明する。ここでは全Ｖ_fを１２０Ｖとし、４つのＬＥＤ部それぞれのＶ_fを３０Ｖと仮定する。
（領域ａ）

まず、領域ａから電力を取得する動作について説明する。交流電源ＡＰの電源電圧が上がり１２０Ｖを越えると、第四ＬＥＤ部１４までの全てのＬＥＤに電源電圧により、電流が流れ始める。なお実際には、それ以前の電源電圧が低いときでも、コンデンサ１１１の放電電流による電流がＬＥＤに流れてはいるが、ここでは無視する。

電源電圧による第四ＬＥＤ電流が流れ始めると、ダイオード９２Ｂを通って、コンデンサ９２Ｃへの充電が開始される。ただし、コンデンサ９２Ｃは、定常状態では、最低５Ｖの端子電圧を持つので、充電開始は早くても１２５Ｖとなる。コンデンサ９２Ｃの端子電圧が上がり、コンデンサ９３Ｃの端子電圧を越えると、ダイオード９２Ｄを通って、定電圧電源トランジスタ９４Ａに電力を供給する。その後電源電圧がピークを過ぎ、コンデンサ９２Ｃの端子電圧の方が高くなると、充電は終了する。さらにコンデンサ９２Ｃの端子電圧が放電により下がり、コンデンサ９３Ｃの端子電圧より低くなると、定電圧電源への供給も止まり、コンデンサ９３Ｃが供給を開始する。コンデンサ９２Ｃへの通電は、第四ＬＥＤ部１４の電流ＯＮ／ＯＦＦがスイッチとなり、ダイオード９２Ｂのみで、通電のタイミングは作られる。ただ、コンデンサ９２Ｃの容量が大きすぎると、充電電流がそのときのＬＥＤ電流を超えてしまい、正弦波制御電流を乱して高調波歪を増大させるので、充電電流がＬＥＤ電流を超えない範囲でコンデンサ９２Ｃの容量を設定する。
（領域ｂ）

次に、領域ｂから電力を取得する動作を説明する。電源電圧が９０Ｖまで上昇すると、第一ＬＥＤ部１１〜第三ＬＥＤ部１３までの各ＬＥＤが駆動され、ダイオード１２３を通って第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ２３Ｂに流れる電流と、トランジスタ９３Ａ、ダイオード９３Ｂを通って、コンデンサ９３Ｃに充電する電流とに分かれる。このように分岐された電流は、再度合流し、電流検出抵抗器４を通るので、合計された電流がＬＥＤ電流として所定の電流に制御される。このように、電源回路の有無に拘わらず、ＬＥＤ電流には変化はない。

コンデンサ９３Ｃへの充電開始は、初期端子電圧があるため、第三ＬＥＤ部１３に電流が流れ始めるときより遅れる。コンデンサ９３Ｃの端子電圧がコンデンサ９２Ｃの端子電圧を上回ると、定電圧電源に供給を開始する。さらに電源電圧が上昇し、１２０Ｖを超えて第四ＬＥＤ部に電流が流れ、上記領域ａからの電源取得が始まると、オペアンプ３０Ｂの出力電圧は、その制御対象を第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ２３Ｂから第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂのトランジスタに移すため、階段状に降下する。トランジスタ９１Ｃはこれを検出して、ＯＦＦとなる。このためトランジスタ９３ＡもＯＦＦして、コンデンサ９３Ｃへの電流供給を停止する。ここで、トランジスタ９３ＡがＯＦＦせず、コンデンサ９３Ｃへ供給を続けるとすると、図６に示す領域ｃから電力を取得することになる。領域ｃはＶ_f波形の下にあり、ＬＥＤの点灯に使用している領域であるので、ここから電力を取得することはＬＥＤ電力を減らし、電源効率の低下を招く。電源電圧がピークを過ぎ、９０Ｖまで降下すると、オペアンプ３０Ｂの出力が階段状に上昇し、トランジスタ９１Ｃ、トランジスタ９３Ａの両トランジスタがＯＮし、コンデンサ９３Ｃに充電開始する。さらに電源電圧が６０Ｖまで降下すると、第三ＬＥＤ部の電流が停止され、コンデンサ９３Ｃへの電流供給も停止する。

以上の動作の繰り返しによって、ＤＣ５ＶをＭＣＵに供給することができる。なおこの例では、取り出す電力をＤＣ５Ｖとしたが、ＭＣＵの動作電圧に応じて任意の電圧に設定することができる。

また、発光ダイオード駆動装置が定常動作に入る前、及び消灯時にも、ＭＣＵに対し電力を供給する必要がある。コンデンサ１１１に初期充電を、ＬＥＤ駆動手段３の抵抗器を削除し、第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ２４Ｂの電流を制御して行う場合、発光ダイオード駆動装置はまだ定常動作に入っていない。また、消灯時のリモコン受付待機状態でＭＣＵを動作し続ける場合、上記電源は動作していない。このときに、図８の消灯時・電源投入時用電源９５からＭＣＵに電力を供給する。このときはＭＣＵを極力消費電力の小さい状態で動作させ、１００Ｖから５Ｖを供給する消灯時・電源投入時用電源９５の損失を抑える。また、上記のＭＣＵリモコン受信定電圧電源９４の電圧よりも、消灯時・電源投入時用電源９５の電圧を低く設定することで、上記電源が動作開始した後は、ダイオード９５Ｄにより、電力供給を停止する。これにより、定常動作状態では上記電源の特性を邪魔することなく、高調波歪、電源効率を良好に保てる。

なお第四電力取得手段９２には、領域ｂからの電力取得手段にあるような、第三電力取得タイミング発生手段９１のような手段を設けていない。ただ、このような手段を追加することで、コンデンサ９２Ｃへの充電電流を完全にコントロールでき、上記動作説明で述べたコンデンサの容量に対する制限を排除できる。このことは、電解コンデンサ等の寿命を考慮し、コンデンサリップル電流の低減が必要な場合等において検討できる。これは、一般に容量の大きいものほど許容リップル電流が大きいので、寿命の長い製品設計ができるからである。

またツェナーダイオード９２Ｅ、抵抗器９２Ｆ、９２Ｇ、ダイオード９２Ｈは、コンデンサ９２Ｃへの突入電流が大きい場合を考慮したものであって、逆に小さい場合は省略することもできる。これは、電源投入時にコンデンサＣ１１１の充電電流が最初に流れるのを利用して、コンデンサ９２Ｃを予備的に充電し、その後のＬＥＤ集合体１に流れる突入電流を防止するためのものである。またこれは一例であって、その他の方法として、例えばダイオード９２Ｂに直列に抵抗器を挿入することによっても突入電流を小さくできる。

また、上記領域ａ、領域ｂ以外に、第二、第一ＬＥＤ電流制御トランジスタにも同様の損失領域があるため、これらに対しても、上述した領域ｂからの電力取得と同様の回路を付加して、電力を得るように構成することも可能であることはいうまでもない。これによって、さらに大きな電力供給が要求される場合にも対応できる。

以上のように、電力の取得を正弦波制御電流から、ＭＣＵ用の駆動電流を取得することで、発光ダイオード駆動装置の外部に別電源を用意する構成に比べ、はるかに安価にＭＣＵやリモコン用の電源回路を構成できる。またこの方法によれば電流制御トランジスタの損失電力を利用しているので、発光ダイオード駆動装置の電源効率の低下を抑制させてＭＣＵを動作できる。さらにまた、このような駆動電力を供給を行いつつも、高調波歪の良好な特性に影響を与えることも回避できる。

さらに、ＭＣＵには、正弦波生成手段６１の他、他の機能を統合することもでき、これによって他の部材への電力供給としても利用できる。また、冷却用ファンや冷却用素子の電源として使用することもできる。これによって、各部材を駆動するための電源を別途用意することなく、余剰電力を利用して電力供給を確保でき、電源回路を配置するためのスペースの削減による回路の簡素化と省電力化を図ることができる。

なお電源電圧変動を検出するタイミングは、第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段６５による第四ＬＥＤ電流の立ち上がりタイミング、すなわち第四ＬＥＤ部に電流が流れ始めるタイミングに限らず、他のＬＥＤ部に電流が流れ始めるタイミングとすることもできる。また、第一〜第三ＬＥＤ電流立ち上がりタイミングとする他、各ＬＥＤ部における電流の立ち下がりタイミングを利用してもよい。さらにまた、交流電源の電源電圧のピーク電圧をＡＤ変換し、電源電圧変動として検出することもできる。

以上の発光ダイオード駆動装置は、ＬＥＤ素子を備えているため、ＬＥＤ素子とその駆動回路を同一の配線基板に配置することで、家庭用交流電源を投入して点灯可能な照明装置や照明器具として利用できる。

１００、１００’、１００Ｂ、３００…発光ダイオード駆動装置
２…整流回路
３…ＬＥＤ駆動手段
４…電流検出手段
５…電流制御信号付与手段
５Ａ…抵抗器；５Ｅ、５Ｆ、５Ｇ…電流制御信号付与ツェナーダイオード
７…定電圧電源
１０…ＬＥＤ集合体
１１…第一ＬＥＤ部
１２…第二ＬＥＤ部
１３…第三ＬＥＤ部
１４…第四ＬＥＤ部
２１…第一バイパス手段；２１Ｂ…第一ＬＥＤ電流制御トランジスタ
２２…第二バイパス手段；２２Ｂ…第二ＬＥＤ電流制御トランジスタ
２３…第三バイパス手段；２３Ｂ…第三ＬＥＤ電流制御トランジスタ
２４…第四バイパス手段；２４Ｂ…第四ＬＥＤ電流制御トランジスタ
３０…電流制御手段；３０Ｂ…電流制御手段（オペアンプ）
６０…マイクロコントローラ
６１…正弦波生成手段
６２…ＰＷＭ変調手段
６３…積分手段
６４…電源電圧同期信号生成手段
６５…第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段
６６…正弦波生成手段用電源
６７…調光制御部；６７Ａ…調光操作ボリューム
６８…電源ピーク電圧計測部；６８Ａ…ツェナーダイオード
６９…リモコン受信部
７０…オペアンプ電源用トランジスタ
７１…ツェナーダイオード
７２…ツェナー電圧設定抵抗器
８１…保護抵抗器；８２…バイパスコンデンサ
９１…第三電力取得タイミング発生手段；９１Ｃ…トランジスタ
９２…第四電力取得手段
９２Ｂ…ダイオード；９２Ｃ…コンデンサ；９２Ｄ…ダイオード
９２Ｅ…ツェナーダイオード；９２Ｆ、９２Ｇ…抵抗器；９２Ｈ…ダイオード
９３…第三電力取得手段
９３Ａ…トランジスタ；９３Ｂ…ダイオード；９３Ｃ…コンデンサ
９４…ＭＣＵリモコン受信定電圧電源；９４Ａ…定電圧電源トランジスタ
９５…消灯時・電源投入時用電源；９５Ｄ…ダイオード
１１１…第一充放電コンデンサ
１２１…第一逆流防止ダイオード
１２２…第二逆流防止ダイオード
１２３…第三逆流防止ダイオード
１２４…第四逆流防止ダイオード
１６１、１６２、１６３、１６４、１６５、１６６…ＬＥＤブロック
１６７…スイッチ制御部
１１０２…ブリッジ回路
１１１１…第一ＬＥＤブロック
１１１２…第二ＬＥＤブロック
１１１３…第三ＬＥＤブロック
１１２１Ａ…第一電流制御トランジスタ
１１２２Ａ…第二電流制御トランジスタ
１４００…発光ダイオード駆動装置
１４０２…整流回路
１４０４…電流検出手段
１４０６…高調波抑制信号生成手段
１４０８…電圧変動抑制信号生成手段
１４１１…第一ＬＥＤ部
１４１２…第二ＬＥＤ部
１４１３…第三ＬＥＤ部
１４１４…第四ＬＥＤ部
１４２１…第一バイパス手段
１４２２…第二バイパス手段
１４２３…第三バイパス手段
１４２４…第四バイパス手段
１４３０…電流制御手段
１４１１１…コンデンサ
ＡＰ…交流電源
ＢＰ１…第一バイパス経路；ＢＰ２…第二バイパス経路；ＢＰ３…第三バイパス経路
ＢＰ４…第四バイパス経路
ＯＬ…出力ライン

Claims

交流電源に接続可能で、該交流電源の交流電圧を整流した整流電圧を得るための整流手段と、
前記整流手段と接続される少なくとも一のＬＥＤ素子を有する第一ＬＥＤ部と、
前記第一ＬＥＤ部と直列に接続される少なくとも一のＬＥＤ素子を有する第四ＬＥＤ部と、
前記第一ＬＥＤ部と第四ＬＥＤ部が直列接続される出力ライン上を流れる電流量に基づく電流検出信号を検出するための電流検出手段と、
前記第一ＬＥＤ部から見て、前記第四ＬＥＤ部と並列に接続され、前記第一ＬＥＤ部への通電量を制御するための第一バイパス手段と、
前記電流検出手段から見て前記第一バイパス手段と並列に接続され、かつ前記第四ＬＥＤ部と直列に接続され、前記第一ＬＥＤ部及び第四ＬＥＤ部への通電量を制御するための第四バイパス手段と、
前記第一バイパス手段及び前記第四バイパス手段を制御するための電流制御手段と、
所定の大きさの正弦波を生成して前記電流制御手段に供給するための正弦波生成手段と、
前記整流手段の入力側に接続され、前記正弦波生成手段で生成する正弦波を交流電源と同期させるための電源電圧同期信号を生成する電源電圧同期信号生成手段と
備えることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項１に記載の発光ダイオード駆動装置であって、さらに
前記正弦波生成手段と電流制御手段の間に接続され、前記交流電源の電源周波数よりも十分高い周波数で、正弦波に対してパルス幅変調を行うＰＷＭ変調手段を備えることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項２に記載の発光ダイオード駆動装置であって、さらに
前記第四ＬＥＤ部に電流が通電される特定のタイミングを検出するための第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段を備え、
前記電源電圧同期信号生成手段で生成する電源電圧同期信号が、前記交流電源のゼロクロスのタイミングを検出した信号であり、
前記ＰＷＭ変調手段が、前記第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段で検出される通電タイミングと、前記電源電圧同期信号生成手段で検出されたゼロクロスタイミングに基づいて、前記交流電源の電源電圧の変動を検出し、該電源電圧の変動に基づいてデューティ比を決定してなることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項２又は３に記載の発光ダイオード駆動装置であって、さらに
前記ＰＷＭ変調手段と電流制御手段の間に接続され、前記ＰＷＭ変調手段でパルス幅変調された信号を積分して前記電流制御手段に供給するための積分手段を備えることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項１〜４のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、
前記正弦波生成手段は、前記交流電源の電源電圧の変動の検出結果に基づいて、
電源電圧が低い場合は正弦波の大きさを大きくし、
電源電圧が高い場合は正弦波を小さくするよう制御してなることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項１〜５のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、さらに
外部からの制御信号を受け付けるリモコン受信手段と、
リモコン受信手段を駆動するためのリモコン受信定電圧電源と、
前記第四ＬＥＤ部と接続され、前記リモコン受信定電圧電源に電力を供給するための第四電力取得手段と
を備えることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項６に記載の発光ダイオード駆動装置であって、さらに
前記第一ＬＥＤ部と直列に接続される少なくとも一のＬＥＤ素子を有する第三ＬＥＤ部と、
前記第三ＬＥＤ部と接続され、前記リモコン受信定電圧電源に電力を供給するための第三電力取得手段と
を備えることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項１〜７のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、さらに
前記正弦波生成手段と接続され、該正弦波生成手段を駆動するための電力を供給する定電圧電源を備えており、
前記第四電力取得手段が、前記定電圧電源に電力を供給してなることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項２〜８のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、
前記第四電力取得手段が、前記ＰＷＭ変調手段に電力を供給してなることを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項３から９のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、
前記第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段が、前記第四ＬＥＤ部に電流が流れ始めるタイミングを通電タイミングとして検出することを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項３から９のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、
前記第四ＬＥＤ部電流通電タイミング検出手段が、前記交流電源の電源電圧のピーク電圧を通電タイミングとして検出することを特徴とする発光ダイオード駆動装置。
請求項３から９のいずれか一に記載の発光ダイオード駆動装置であって、
前記第四ＬＥＤ通電タイミング検出手段が、前記第四ＬＥＤ部に流れる電流の立ち下がりタイミングを通電タイミングとして検出することを特徴とする発光ダイオード駆動装置。