JP2014124042A - モータ制御装置及び空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータ回路のスイッチング素子を熱破壊から保護することができるモータ制御装置及び空気調和機を提供すること。
【解決手段】交流電力で回転するモータ４と、直流電力を出力するコンバータ回路１Ａと、コンバータ回路１Ａから出力される直流電力を複数のスイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作により交流電力に変換してモータ４の駆動制御を行うインバータ回路３Ａと、素子１１〜１６の温度を検出するフィンサーミスタ６と、インバータ回路３Ａに流れる回路電流を検出する架線電流センサ５と、フィンサーミスタ６の検出温度と、架線電流センサ５の検出電流値との双方に係る電流温度検出値が、所定の電流閾値を超えた場合に、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを予め定められた電圧値まで昇圧し、インバータ回路３Ａに対してモータ４の弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御を変更する制御を行う制御手段とを備えて構成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、インバータ回路を用いてモータの駆動制御を行うモータ制御装置及び空気調和機に関する。

従来、ＩＧＢＴ（Insulated-Gate- Bipolar-Transistor）や、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の複数のスイッチング素子を有して直流電力を三相交流電力に変換する三相インバータ回路では、スイッチング素子を順次オン／オフさせることで三相交流電力を生成して三相同期モータ（単に、モータともいう）を駆動している。モータを高速で駆動した場合、スイッチング素子には大きな電流が流れる。この際、スイッチング素子の接合部温度が最大定格を超えて発熱し、熱破壊する恐れがある。この熱破壊を防ぐために、従来、例えば特許文献１に係る技術が開示されている。なお、接合部温度とは、一般的に言われる半導体パッケージ内の半導体チップのジャンクション温度である。

特許文献１の技術は、モータの回転を制御するスイッチング回路と、パルス幅変調された矩形波を用いてスイッチング回路をドライブするドライブ回路と、温度変化に伴うサーミスタの緩やかな抵抗値の変化を捉えて温度検出信号として出力する温度検出回路と、モータ電流が所定値を超えた場合に異常信号を出力する過電流検出回路とを備え、温度検出信号が変化した場合は、その変化に応じてドライブ回路の出力を変化させ、異常信号が変化した場合は、直ちにドライブ回路の出力を停止するといった内容である。

特開２００８−２９１９８号公報

しかし、特許文献１においては、温度変化に伴うサーミスタの緩やかな抵抗値の変化に応じてドライブ回路の出力を変化させているが、サーミスタは、その性質上、過電流通流時のように短時間での急激な温度変化は捉えにくい。このため、例えば、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴのように発熱し易い素子を用いた場合、サーミスタの温度検出のみでは素子の急激な温度変化を捉えきれない。この場合、ドライブ回路の出力を停止することができないので、スイッチング素子が熱破壊に至るといった問題が生じる。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、インバータ回路のスイッチング素子を熱破壊から保護することができるモータ制御装置及び空気調和機を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、直流電力を出力するコンバータ回路と、コンバータ回路から出力される直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電力に変換し、この交流電力でモータの駆動制御を行うインバータ回路と、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、インバータ回路に流れる回路電流を検出する電流検出手段と、温度検出手段の検出温度と、電流検出手段の検出電流値との双方に係る電流温度検出値が、予め定められて設定された電流閾値を超えた場合に、コンバータ回路の出力電圧を予め定められた電圧値まで昇圧し、インバータ回路に対してモータの弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御を変更する制御を行う制御手段とを備えることを特徴とするようにした。

本発明によれば、インバータ回路のスイッチング素子を熱破壊から保護することができるモータ制御装置及び空気調和機を提供することができる。

本発明の実施形態に係るモータ制御装置及び空気調和機の構成図である。 本実施形態に係るモータ制御装置のコンバータ回路の構成を示す回路図である。 本実施形態のモータ制御装置におけるコンバータ制御部、過電流停止制御部、昇圧・減速判定部、加減速指令部及びインバータ駆動部の構成例を示すブロック図である。 ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する電圧特性を表す図である。 ＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する損失特性を表す図である。 縦軸のインバータ回路へ流れる回路電流と、横軸の各スイッチング素子のフィン温度との双方に係る特性領域上に対応付けられた過電流閾値情報及び第１〜第３電流制限閾値情報を表す図である。 本実施形態のモータ制御装置の動作を説明するためのフーチャートである。 本発明の実施形態の変形例１に係るモータ制御装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態の変形例２に係るモータ制御装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態の変形例３に係るモータ制御装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態のモータ制御装置及び変形例１〜３のモータ制御装置に用いられる他の構成例１によるコンバータ回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態のモータ制御装置及び変形例１〜３のモータ制御装置に用いられる他の構成例２によるコンバータ回路の構成を示す回路図である。

＜本発明の概要＞
始めに、本発明の概要について説明する。インバータ回路に使用されるスイッチング素子（単に、素子ともいう）は、高負荷領域になる程に回路に流れる電流が増え、素子で発生する発熱量が増えるので、熱破壊する危険性がある。通常、モータの回転速度が上昇するにつれてモータの誘起電圧も上昇し、この誘起電圧がモータの印加電圧まで到達すると、それ以上モータの回転速度を増やすことができなくなる。

そこで、一般的に誘起電圧を印加電圧より低くするためにモータのｄ軸電流（弱め界磁電流又は励磁電流）を負の方向に流し、モータの界磁磁束を弱めるという所謂、弱め界磁制御が行われている。この弱め界磁制御により、モータの回転速度を速くすることができる。しかし、弱め界磁制御を行った場合、高負荷・高回転の領域では弱め界磁電流が増え、この増加に応じてモータ電流も増えるので、スイッチング素子が、より高負荷状態となって熱破壊に至る場合がある。

そこで、本発明では次のような制御を行うこととした。即ち、インバータ回路に流れるモータ電流の電流値と、スイッチング素子の温度との双方を検出する。これら検出値から、スイッチング素子が熱破壊するような危険状態に達したと判定した場合、コンバータ回路からインバータ回路へ出力される直流電圧（出力電圧）を予め定められた値まで昇圧し、且つ弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御を行う。

これにより、スイッチング素子の発熱を抑制して熱破壊を防ぐことを目的とする。なお、コンバータ回路の出力電圧を昇圧すると、モータへの印加電圧が誘起電圧に対してより高くなるので回転速度の増加幅が広がる。これにより弱め界磁制御が不要となって、弱め界磁電流を減少させることができる。

また、本発明者らの研究によると、スイッチング素子の最大定格電流は、素子の接合部温度が低い領域では、大きく、当該接合部温度がその低い領域よりも高い領域では、小さくなるように、当該接合部温度の変化に追従して変動することがわかっている。但し、本発明でいう最大定格電流とは、温度特性を有する相対的な最大定格電流であり、絶対的な最大定格電流とは異なる。

仮に、コンバータの出力電圧を昇圧するか否かの判定基準となる電流閾値を、素子の接合部温度が高い場合を基準として低い固定値に設定したとする。この場合、実際に素子の接合部温度が低い場合において、事実上、素子が熱破壊する危険状態に達した際の昇圧動作を行うまでには、まだ接合部温度が低いので余裕がある。しかし、上記のように電流閾値を低い固定値に設定していると、低い接合部温度でも危険状態に達したと判定されてしまい昇圧を行ってしまう。このため、モータの駆動が制限されてしまう。これでは、モータの駆動領域を狭めてしまうので、モータの効率的な駆動を行うことができない。

そこで、本発明のモータ制御装置では、素子の接合部温度が予め定められた温度よりも低い領域では、電流閾値が大きく（又は高く）なり、素子の接合部温度がその低い領域よりも高い領域では、電流閾値が小さく（又は低く）なるように、素子の接合部温度の変化に応じた可変温度特性を有する電流閾値を設定するようにした。

＜実施形態の構成＞
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置１００Ａの構成を示す回路図である。このモータ制御装置１００Ａを、三相インバータ回路（単に、インバータ回路ともいう）３Ａを用いて三相同期モータ（単に、モータともいう）４の駆動制御を行う場合を例に挙げて説明する。

モータ制御装置１００Ａは、コンバータ回路１Ａと、コンバータ制御部２Ａと、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりモータ４の駆動制御を行う三相インバータ回路３Ａと、架線電流センサ５と、フィンサーミスタ６Ａと、過電流判定部７ａ及び過電流停止指令部７ｂを有する過電流停止制御部７と、昇圧・減速判定部８と、加減速指令部９と、インバータ駆動部１０とを備えて構成されている。

インバータ回路３Ａは、インバータ駆動部１０から出力されるパルス幅変調波信号（ＰＷＭ信号）である駆動制御信号ｄｓに基き、コンバータ回路１Ａから供給される直流の出力電力（出力電圧ＤＣＶ）を、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換し、この変換された三相交流電力でモータ４の駆動制御を行うものである。

このインバータ回路３Ａは、第１〜第６のスイッチング素子（単に、素子ともいう）１１，１２，１３，１４，１５，１６と、還流ダイオード２１，２２，２３，２４，２５，２６とを備えて構成されている。
各スイッチング素子１１〜１６は、コンバータ回路１Ａの正極側に接続された直流母線ＰＬと、負極側に接続された直流母線ＮＬとの間の上下アームに接続されている。上アームには第１，第３，第５のスイッチング素子１１，１３，１５としてＩＧＢＴが接続され、下アームには第２，第４，第６スイッチング素子１２，１４，１６としてＭＯＳＦＥＴが接続されている。つまり、上アームと下アームとで特性の異なるスイッチング素子が接続されている。
なお、上アームのスイッチング素子１１，１３，１５を、ＩＧＢＴ１１，１３，１５又は上アーム素子１１，１３，１５とも表現し、下アームのスイッチング素子１２，１４，１６を、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１６又は下アーム素子１２，１４，１６とも表現する。また、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１６には、構造的に還流ダイオードとして寄生ダイオード２２，２４，２６が備えられる。

第１の上アーム素子１１及び第２の下アーム素子１２は、正負の直流母線ＰＬ，ＮＬ間に、第１の接続点Ｎｄ１を介して直列接続されており、第１の上アーム素子１１のコレクタ−エミッタ間には還流ダイオード２１が逆並列接続され、第２の下アーム素子１２のドレイン−ソース間には寄生ダイオード２２が逆並列接続されている。第１の接続点Ｎｄ１は、モータ４のＵ相動力線に接続されている。

第３の上アーム素子１３及び第４の下アーム素子１４は、正負の直流母線ＰＬ，ＮＬ間に、第２の接続点Ｎｄ２を介して直列接続されており、第３の上アーム素子１３のコレクタ−エミッタ間には還流ダイオード２３が逆並列接続され、第４の下アーム素子１４のドレイン−ソース間には寄生ダイオード２４が逆並列接続されている。第２の接続点Ｎｄ２は、モータ４のＶ相動力線に接続されている。

第５の上アーム素子１５及び第６の下アーム素子１６は、正負の直流母線ＰＬ，ＮＬ間に、第３の接続点Ｎｄ３を介して直列接続されており、第５の上アーム素子１５のコレクタ−エミッタ間には還流ダイオード２５が逆並列接続され、第６の下アーム素子１６のドレイン−ソース間には寄生ダイオード２６が逆並列接続されている。第３の接続点Ｎｄ３は、モータ４のＷ相動力線に接続されている。

また、各スイッチング素子１１〜１６のゲートは、それぞれインバータ駆動部１０の駆動制御信号ｄｓの出力端に接続されている。
架線電流センサ５は、負の直流母線ＮＬに近接して配置されており、コンバータ回路１Ａからインバータ回路３Ａへ流れる回路電流Ｉｏを検出し、この検出された回路電流Ｉｏを過電流判定部７ａ及び昇圧・減速判定部８へ出力する。なお、回路電流Ｉｏは上述したモータ電流に対応している。

フィンサーミスタ６Ａは、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６に設けられた図示せぬ放熱フィンの温度を検出し、この検出したフィン温度Ｔｆを過電流判定部７ａ及び昇圧・減速判定部８へ出力する。

昇圧・減速判定部８は、後述の図６に示す縦軸の回路電流Ｉｏと横軸のフィン温度Ｔｆとに対応付けられた過電流閾値情報（単に、情報ともいう）３１及び第１〜第３電流制限閾値情報（単に、情報ともいう）３２，３３，３４を記憶する記憶部８ａを備える。昇圧・減速判定部８は、架線電流センサ５で検出された回路電流Ｉｏと、フィンサーミスタ６Ａで検出されたフィン温度Ｔｆとの双方を、記憶部８ａに記憶された各情報３１〜３４と照合することにより、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６が熱破壊に至る可能性がある危険レベルか否か、又は短時間で熱破壊する危険状態（熱破壊危険状態という）にあるか否かを判定し、これら判定結果に応じて、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを昇圧するか否かを決定する。但し、危険レベル及び熱破壊危険状態の判定方法については後述で詳細に説明する。

ここで、昇圧・減速判定部８は、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６が危険レベル又は熱破壊危険状態にあると判定した場合、コンバータ回路１Ａが予め定められた電圧値（所定電圧値）まで出力電圧ＤＣＶを昇圧するための指令（昇圧指令）ｕｉをコンバータ制御部２Ａへ出力する。その昇圧指令ｕｉは、インバータ駆動部１０、過電流判定部７ａ及び加減速指令部９へも同時に出力されるようになっている。

また、昇圧・減速判定部８は、昇圧指令ｕｉによるコンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶの昇圧及び弱め界磁制御後、予め定められた一定時間（所定時間）ｔ１内にフィン温度Ｔｆが予め定められた所定温度（図６に示す定常領域Ｄｓ）に低下した場合、出力電圧ＤＣＶを昇圧前の電圧に戻す指令を行う復帰指令ｒｉを、コンバータ制御部２Ａ及び加減速指令部９へ出力する。但し、定常領域Ｄｓとは、モータ制御装置１００Ａを空気調和機に使用した場合、スイッチング素子１１〜１６が発熱しないでモータ４を定常駆動させることが可能な領域である。

加減速指令部９は、昇圧指令ｕｉが入力された際に、モータ４を予め定められた回転速度まで減速させる指令を行う減速指令ｓｉをインバータ駆動部１０へ出力する。また、復帰指令ｒｉが入力された際に、モータ４を減速前の回転数に戻す指令を行う回転数復帰指令ｒｒｉをインバータ駆動部１０へ出力する。

インバータ駆動部１０は、昇圧指令ｕｉが入力された際に、モータ４の弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御を行う。即ち、各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作を、モータ４の弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御によってスイッチング制御する。また、インバータ駆動部１０は、復帰指令ｒｉが入力された際に、弱め界磁制御が変更前の弱め界磁電流を生成可能な制御状態に戻される。

また、インバータ駆動部１０は、減速指令ｓｉに従い各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作を、モータ４が減速するようにスイッチング制御する。また、回転数復帰指令ｒｒｉに従い各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作を、モータ４を減速前の回転数に戻すようにスイッチング制御する。更に、インバータ駆動部１０は、後述の過電流停止指令部７ｂから入力される停止指令ｐｉに従い、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作を停止させることで、モータ４を停止させるように制御する。

過電流判定部７ａは、上述した記憶部８ａと同様に、回路電流Ｉｏとフィン温度Ｔｆとに対応付けられた過電流閾値情報３１及び第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４を記憶する記憶部７ｃを備える。過電流判定部７ａは、昇圧指令ｕｉが入力された後、一定時間ｔ１（図示せず）内に、フィンサーミスタ６Ａで検出されるフィン温度Ｔｆが図６に示す定常領域Ｄｓに戻らなかった場合、又は停止領域Ｄｐに到達した場合、各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作を停止する必要（停止要という）があると判定する。
過電流停止指令部７ｂは、過電流判定部７ａで停止要と判定された場合、インバータ駆動部１０へ停止指令ｐｉを出力する。

図２はコンバータ回路１Ａの構成を示す回路図である。コンバータ回路１Ａは、商用電源１０２に直列に接続されたリアクタ１０３と、商用電源１０２の交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ１０５と、ダイオードブリッジ１０５で整流された直流電圧に含まれる脈動成分を平滑する平滑キャパシタ１０７と、ダイオードブリッジ１０９ａとトランジスタ１０９ｂとが逆並列に接続された双方向性スイッチ１０９とを備える。更に、商用電源１０２の交流電圧がゼロ電位を通過するタイミングであるゼロクロス点の電圧（ゼロクロス電圧）ＺＶを検出するゼロクロス検出部１１１と、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを検出する直流電圧検出部１１３とを備えて構成されている。

この構成において、コンバータ制御部２Ａが、ゼロクロス検出部１１１で検出されたゼロクロス電圧ＺＶと直流電圧検出部１１３で検出された直流出力電圧ＤＣＶとに基き、双方向性スイッチ１０９のトランジスタ１０９ｂの動作を制御する。この制御により、商用電源１０２からの交流電圧のセロクロス点に同期して、商用電源１０２に直列に接続されたリアクタ１０３に流れる電流が制御されるので、ダイオードブリッジ１０５は、同期整流を行いながら電圧が所定レベルに制御された直流電圧を出力することができる。従って、コンバータ回路１Ａは、直流電圧が制御されて平滑キャパシタ１０７で平滑された直流出力電圧ＤＣＶを、図１に示す三相インバータ回路３Ａへ出力することができる。

つまり、コンバータ制御部２Ａは、ゼロクロス検出部１１１が検出した交流出力電圧波形のゼロクロス電圧ＺＶに同期させながら、直流電圧検出部１１３で検出した直流出力電圧ＤＣＶに基き、双方向性スイッチ１０９を短絡動作させる制御を行うので、商用電源１０２側のリアクタ１０３に流れる交流電流を制御することができる。これによって、コンバータ回路１Ａは、ダイオードブリッジ１０５から出力される直流電圧を制御することができると共に、力率改善と高調波抑制とを行うことができる。

但し、コンバータ制御部２Ａ、過電流停止制御部７、昇圧・減速判定部８、加減速指令部９及びインバータ駆動部１０の回路部分は、図３に示すように、ＣＰＵ(Central Processing Unit)１０１ａ、ＲＯＭ(Read Only Memory)１０１ｂ、ＲＡＭ(Random Access Memory)１０１ｃ、記憶装置(HDD：Hard Disk Drive等)１０１ｄを備え、これら１０１ａ〜１０１ｄがバス１０２に接続された一般的な構成となっている。このような構成において、例えばＣＰＵ１０１ａがＲＯＭ１０１ｂに書き込まれたプログラム１０１ｆを実行して、上述したコンバータ制御部２Ａ、過電流停止制御部７、昇圧・減速判定部８、加減速指令部９及びインバータ駆動部１０の制御を実現するようになっている。

ここで、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６に用いられているＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの特性について図４及び図５を参照して説明する。図４はＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する電圧特性を表す図である。図５はＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴの電流に対する損失特性を表す図である。

図４において、線Ｉ１で示すＩＧＢＴのコレクタ電流に対するコレクタ−エミッタ間電圧特性は、コレクタ電流の立ち上がり区間において右肩上がりに急増し、その後、なだらかな右肩上がりの略線形の増加特性を描く。一方、線Ｍ１で示すＭＯＳＦＥＴのドレイン電流に対するドレイン−ソース間電圧特性は、全ての電流区間においてなだらかな右肩上がりの略線形の増加特性を描く。これら特性Ｉ１及び特性Ｍ１は、図４に示すように、臨界点において交差している。つまり、臨界点に比べて低入力領域では、ＩＧＢＴに係るコレクタ−エミッタ間電圧特性Ｉ１がＭＯＳＦＥＴに係るドレイン−ソース間電圧特性Ｍ１を上回っているが、臨界点に比べて高入力領域では、両者Ｔ１，Ｍ１の関係が逆転している。

図４に表す関係に起因して、図５に示すように、臨界点に比べて低入力領域では、線Ｉ２で示すＩＧＢＴに係る損失特性が、線Ｍ２で示すＭＯＳＦＥＴに係る損失特性を上回っているが、臨界点に比べて高入力領域では、両者Ｉ２，Ｍ２の関係が逆転している。つまり、ＭＯＳＦＥＴの損失は、低入力領域ではＩＧＢＴよりも小さいが、高入力領域では、ＩＧＢＴよりも大きくなる。これは、ＭＯＳＦＥＴの損失が電流の２乗で増大するからである。このため、ＭＯＳＦＥＴは、高負荷時の温度上昇割合がＩＧＢＴと比べて大きく、熱破壊を起こしやすい、という欠点がある。

この欠点を無くすために、仮に、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを昇圧するかしないかを判定する際の基準となる電流閾値を、余裕をみて低い固定値に設定したとする。この場合、前述した通り、本来の昇圧するための接合部温度となるまでにはまだ余裕があるにも関わらず、電流閾値が低い接合部温度に対応して設定されているため、熱破壊危険状態に達したと判定して、出力電圧ＤＣＶの昇圧が行われてしまう。このため、モータ４の駆動が制限されてしまう。この場合、モータ４の運転領域を狭めてしまうので、モータ４の効率的な駆動を行わせることができない。

そこで、モータ制御装置１００Ａでは、モータ４の運転領域を拡大しながら、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６の熱破壊を未然に防ぐことを可能とするため、図６に示す過電流閾値情報３１及び第１〜第３電流制限閾値情報３２，３３，３４を用いるようにした。図６は、縦軸のインバータ回路３Ａへ流れる回路電流Ｉｏと、横軸の各スイッチング素子１１〜１６のフィン温度Ｔｆとの双方に係る特性領域上に対応付けられた過電流閾値情報３１及び第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４を表す図である。

過電流閾値情報３１は、各スイッチング素子１１〜１６の温度が熱破壊危険状態に到達していることを判定するための電流閾値である。この過電流閾値情報３１は、フィンサーミスタ６Ａ（図１参照）で検出されるフィン温度Ｔｆが低い領域（４０〜５０°Ｃ）では、高く、フィン温度Ｔｆが低い領域と比べて高い領域（５０〜９０°Ｃ）では、低くなるように、フィン温度Ｔｆの変化に応じた可変温度特性を有して設定されている。実際には、過電流閾値情報３１は、各スイッチング素子１１〜１６の前述した最大定格電流が有する温度特性を考慮した温度特性を有して設定される。

また、過電流閾値情報３１の上方領域には、モータ４を停止させる判定を行うための停止領域Ｄｐが区画されている。この停止領域Ｄｐを区画する過電流閾値情報３１の下方領域には、当該過電流閾値情報３１と類似のカーブを描く第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４が所定間隔で設けられている。最も低いレベルの第１電流制限閾値情報３２の下方領域には、定常領域Ｄｓが区画されている。モータ４が定常駆動している場合は、各スイッチング素子１１〜１６のフィン温度Ｔｆが危険レベル又は熱破壊危険状態に至る温度となることはない。

各電流制限閾値情報３２〜３４は、フィンサーミスタ６Ａで検出されるフィン温度Ｔｆが低い領域（４０〜５０°Ｃ）では、高く、フィン温度Ｔｆが低い領域と比べて高い領域（５０〜９０°Ｃ）では、低くなるように、フィン温度Ｔｆの変化に応じた可変温度特性を有して設定されている。具体的には、各電流制限閾値情報３２〜３４は、例えば、スイッチング素子１１〜１６のフィン温度Ｔｆが、一般的なパワースイッチング素子の動作保証温度である１５０°Ｃに対して３０％のマージンをとった温度である１０５°Ｃを超えないことを考慮して設定される。

つまり、各電流制限閾値情報３２〜３４は、各スイッチング素子１１〜１６のフィン温度Ｔｆが熱破壊危険状態に至る前の高温状態（危険レベル）であることを判定する電流閾値である。ここで、フィン温度Ｔｆが第１電流制限閾値情報３２を超えた場合を第１危険レベル、第２電流制限閾値情報３３を超えた場合を第２危険レベル、第３電流制限閾値情報３４を超えた場合を第３危険レベルとする。

言い換えれば、最も低い第１危険レベルを判定するための電流閾値が第１電流制限閾値情報３２、第１危険レベルよりも所定レベル高い第２危険レベルを判定するための電流閾値が第２電流制限閾値情報３３、第２危険レベルよりも所定レベル高い第３危険レベルを判定するための電流閾値が第３電流制限閾値情報３４である。

従って、図１に示す昇圧・減速判定部８は、各々の危険レベルであると判定する都度、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを、各危険レベルに対応付けられた各電圧レベルに昇圧するための第１〜第３昇圧指令ｕｉ１，ｕｉ２，ｕｉ３を出力する。加減速指令部９は、それら昇圧指令ｕｉ１，ｕｉ２，ｕｉ３に応じて、減速レートが異なる回転速度でモータ４を減速するための第１〜第３減速指令ｓｉ１，ｓｉ２，ｓｉ３を出力する。これによって、各危険レベルに応じて出力電圧ＤＣＶが各種電圧レベルで昇圧され、この各種電圧レベルの昇圧に応じた電流量、弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御が行われる。更には、モータ４が各種減速レートで減速されるように各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作が制御される。つまり、その昇圧の制御及び弱め界磁電流を減少させる弱め界磁制御と、減速の制御とにより、各スイッチング素子１１〜１６の接合部温度を低下させ、極力、熱破壊危険状態とさせないようになっている。
但し、第１〜第３危険レベルに応じた、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶの昇圧値と、弱め界磁制御による弱め界磁電流の減少量と、モータ４の回転速度の減速レートは、後述のように設定される。

図６に示す各電流制限閾値情報３２〜３４の各々の間には、第１電流制限閾値情報３２と第２電流制限閾値情報３３との間に、第１危険レベルに対応する第１昇圧・減速領域Ｄ１が区画され、第２電流制限閾値情報３３と第３電流制限閾値情報３４との間に、第２危険レベルに対応する第２昇圧・減速領域Ｄ２が区画され、第３電流制限閾値情報３４と過電流閾値情報３１との間に、第３危険レベルに対応する第３昇圧・減速領域Ｄ３が区画されている。

第１昇圧・減速領域Ｄ１では、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが、定常領域Ｄｓでの直流電圧に対し、これよりも高い電圧値である第１昇圧値（例えば１０５％）まで昇圧される。また、弱め界磁電流が予め定められた第１電流値以下に減少するように第１弱め界磁制御が行われる。更に、モータ４の定常回転速度に、当該定常回転速度より低くするための割合である第１減速レート（例えば７０％）を乗算して得られる第１回転速度でモータ４が減速される。

つまり、昇圧・減速判定部８は、架線電流センサ５で検出される回路電流Ｉｏと、フィンサーミスタ６Ａで検出されるフィン温度Ｔｆとの交点（電流温度交点という）が、第１昇圧・減速領域Ｄ１にあると判定した場合、出力電圧ＤＣＶを第１昇圧値に昇圧するための第１昇圧指令ｕｉ１を出力する。この第１昇圧指令ｕｉ１に応じて、インバータ駆動部１０は、モータ４の弱め界磁電流を第１電流値以下に減少させる第１弱め界磁制御を行う。更に第１昇圧指令ｕｉ１に応じて、加減速指令部９は、モータ４を第１回転速度で減速するための第１減速指令ｓｉ１を出力する。

これら出力に応じて、コンバータ制御部２Ａの制御でコンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが第１昇圧値（１０５％）まで昇圧され、また、インバータ駆動部１０による第１弱め界磁制御により弱め界磁電流が第１電流値以下に減少され、更に、インバータ駆動部１０の各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御で、モータ４が定常回転速度に第１減速レート（７０％）を乗算した第１回転速度に減速される。

第２昇圧・減速領域Ｄ２では、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが、定常領域Ｄｓでの直流電圧に対し、第１昇圧値よりも高い電圧値である第２昇圧値（例えば１１０％）まで昇圧される。また、弱め界磁電流が第１電流値よりも予め定められた値小さい第２電流値以下に減少するように第２弱め界磁制御が行われる。更に、モータ４の定常回転速度に、第１減速レートよりも所定速度減速するための第２減速レート（５０％）を乗算して得られる第２回転速度にモータ４が減速される。

つまり、昇圧・減速判定部８は、電流温度交点が、第２昇圧・減速領域Ｄ２にあると判定した場合、出力電圧ＤＣＶを第２昇圧値に昇圧するための第２昇圧指令ｕｉ２を出力する。この第２昇圧指令ｕｉ２に応じて、インバータ駆動部１０は、モータ４の弱め界磁電流を第２電流値以下に減少させる第２弱め界磁制御を行う。

更に、第２昇圧指令ｕｉ２に応じて、加減速指令部９は、モータ４を第２回転速度で減速するための第２減速指令ｓｉ２を出力する。これら出力に応じた、コンバータ制御部２Ａの制御で出力電圧ＤＣＶが第２昇圧値（１１０％）まで昇圧され、また、インバータ駆動部１０による第２弱め界磁制御により弱め界磁電流が第２電流値以下に減少され、更に、インバータ駆動部１０のスイッチング制御で、モータ４が定常回転速度に第２減速レート（５０％）を乗算した第２回転速度に減速される。

第３昇圧・減速領域Ｄ３では、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが、定常領域Ｄｓでの直流電圧に対し、第２昇圧値よりも高い電圧値である第３昇圧値（例えば１１５％）まで昇圧される。また、弱め界磁電流が第２電流値よりも予め定められた量小さい第３電流値以下に減少するように第３弱め界磁制御が行われる。更に、モータ４の定常回転速度に第２減速レートよりも所定速度減速するための第３減速レート（例えば３０％）を乗算して得られる第３回転速度にモータ４が減速される。

つまり、昇圧・減速判定部８は、電流温度交点が、第３昇圧・減速領域Ｄ３にあると判定した場合、出力電圧ＤＣＶを第３昇圧値に昇圧するための第３昇圧指令ｕｉ３を出力する。この第３昇圧指令ｕｉ３に応じて、インバータ駆動部１０は、モータ４の弱め界磁電流を第３電流値以下に減少させる第３弱め界磁制御を行う。

更に、第３昇圧指令ｕｉ２に応じて、加減速指令部９は、モータ４を第３回転速度で減速するための第３減速指令ｓｉ３を出力する。これら出力に応じた、コンバータ制御部２Ａの制御で出力電圧ＤＣＶが第３昇圧値（１１５％）まで昇圧され、また、インバータ駆動部１０による第３弱め界磁制御により弱め界磁電流が第３電流値以下に減少され、更に、インバータ駆動部１０のスイッチング制御で、モータ４が定常回転速度に第３減速レート（３０％）を乗算した第３回転速度に減速される。

以上、過電流閾値情報３１、第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４、第１〜第３昇圧値、第１〜第３減速レートについて一例を示したが、実際には本発明を使用する実際の環境に応じた適正な値を予め検討して設定する。

＜実施形態の動作＞
次に、実施形態に係るモータ制御装置１００Ａの動作について、図７に示すフローチャートを参照して説明する。
まず、ステップＳ１において、図１に示すモータ制御装置１００Ａの図示せぬ電源スイッチがオンにされると、インバータ回路３Ａにおいて、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６が順次オン／オフされることで疑似正弦波の三相交流電力が生成され、この三相交流電力でモータ４が駆動される。

このモータ４の駆動中、ステップＳ２において、昇圧・減速判定部８により、架線電流センサ５で検出される回路電流Ｉｏと、フィンサーミスタ６Ａで検出されるフィン温度Ｔｆとの電流温度交点が、記憶部８ａに記憶された図６に示す過電流閾値情報３１及び第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４に照合される。

この照合により、ステップＳ３，Ｓ４，Ｓ８，Ｓ１０において、その電流温度交点が、図６に示す定常領域Ｄｓ、第１〜第３昇圧・減速領域Ｄ１〜Ｄ３及び停止領域Ｄｐの何れの領域に存在するか否かが判定される。
この判定は、まず、ステップＳ３において、電流温度交点（図には交点と記載）が定常領域Ｄｓに有るか否かが判定される。この結果、電流温度交点が定常領域Ｄｓに有る（Ｙｅｓ）と判定された場合、モータ４は定常駆動を行っているので、ステップＳ３の判定処理が継続される。

一方、ステップＳ３において、電流温度交点が定常領域Ｄｓに無い（Ｎｏ）と判定された場合、ステップＳ４において、電流温度交点が第１昇圧・減速領域Ｄ１に有るか否かが判定される。この結果、第１昇圧・減速領域Ｄ１に有ると判定された場合、ステップＳ５において、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが、定常領域Ｄｓでの直流電圧に対し、第１昇圧値（１０５％）まで昇圧され、また、弱め界磁電流が第１電流値以下に減少される。更に、モータ４が、定常領域Ｄｓでの回転速度に第１減速レート（７０％）を乗算した結果である第１回転速度に減速される。

この昇圧及び弱め界磁電流の減少、並びに減速の制御を詳細に説明する。まず、上記ステップＳ５のように、図１に示す昇圧・減速判定部８で、電流温度交点が第１昇圧・減速領域Ｄ１に有ると判定された場合、この判定に応じた第１昇圧指令ｕｉ１が、インバータ駆動部１０、コンバータ制御部２Ａ、過電流判定部７ａ及び加減速指令部９へ出力される。

コンバータ制御部２Ａは、第１昇圧指令ｕｉ１が入力されると、図２に示すゼロクロス検出部１１１で検出されたゼロクロス電圧ＺＶと、直流電圧検出部１１３で検出された直流出力電圧ＤＣＶとに基き、双方向性スイッチ１０９のトランジスタ１０９ｂの動作を制御する。この制御により、商用電源１０２からの交流電圧のセロクロス点に同期してリアクタ１０３に流れる電流が制御され、ダイオードブリッジ１０５から電圧が第１昇圧値（＋５％）まで昇圧された直流電圧が生成される。この直流電圧が平滑キャパシタ１０７で平滑されて、第１昇圧値（＋５％）まで昇圧された直流出力電圧ＤＣＶとして、コンバータ回路１Ａから出力される。

また、図１に示すインバータ駆動部１０は、昇圧指令ｕｉが入力されると、モータ４の弱め界磁電流が第１電流値以下に減少するように、各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作を第１弱め界磁制御によってスイッチング制御する。これによって、モータ４の弱め界磁電流が第１電流値以下に減少する。

更に、加減速指令部９は、第１昇圧指令ｕｉ１が入力されると、第１昇圧指令ｕｉ１に応じたモータ４の第１減速指令ｓｉ１をインバータ駆動部１０へ出力する。インバータ駆動部１０は、第１減速指令ｓｉ１に従った駆動制御信号ｄｓを各スイッチング素子１１〜１６のゲートへ出力する。これにより、モータ４が第１回転速度に減速するように、各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング制御が行われる。

この制御開始後、図７に示すステップＳ６において、一定時間ｔ１内に、電流温度交点が定常領域Ｄｓに有るか否かが判定される。この結果、定常領域Ｄｓに有ると判定された場合、ステップＳ７において、図１に示す昇圧・減速判定部８から復帰指令ｒｉがコンバータ制御部２Ａ及び加減速指令部９へ出力される。復帰指令ｒｉを受けたコンバータ制御部２Ａの制御によりコンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが昇圧前の電圧に戻される。また、復帰指令ｒｉを受けたインバータ駆動部１０の弱め界磁制御が変更前の弱め界磁電流を生成可能な制御状態に戻される。

更に、復帰指令ｒｉが入力された加減速指令部９からは、回転数復帰指令ｒｒｉがインバータ駆動部１０へ出力される。回転数復帰指令ｒｒｉを受けたインバータ駆動部１０により、各スイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作が、モータ４が減速前の回転数に戻るように制御される。これによってモータ４が減速前の回転速度に戻される。この後、上記ステップＳ３に戻って処理が継続される。

一方、ステップＳ４において、昇圧・減速判定部８により、電流温度交点が第１昇圧・減速領域Ｄ１に無いと判定された場合、ステップＳ８において、電流温度交点が第２昇圧・減速領域Ｄ２に有るか否かが判定される。この結果、第２昇圧・減速領域Ｄ２に有ると判定された場合、ステップＳ９において、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが、定常領域Ｄｓでの直流電圧に対し、第２昇圧値（１１０％）まで昇圧され、また、第２弱め界磁制御により弱め界磁電流が第２電流値以下に減少され、更に、モータ４が、定常領域Ｄｓでの回転速度に第２減速レート（５０％）を乗算した結果である第２回転速度に減速される。この昇圧及び弱め界磁の電流低減制御並びに減速の制御は、上記ステップＳ５の制御と、昇圧値及び減速レートの割合が異なるだけなので、詳細説明を省略する。ステップＳ９の制御開始後、ステップＳ６及びＳ７において、上記同様の処理が行われ、ステップＳ４又はＳ３に戻る。

一方、ステップＳ８において、昇圧・減速判定部８により、電流温度交点が第２昇圧・減速領域Ｄ２に無いと判定された場合、ステップＳ１０において、電流温度交点が第３昇圧・減速領域Ｄ３に有るか否かが判定される。この結果、第３昇圧・減速領域Ｄ３に有ると判定された場合、ステップＳ１１において、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶが、定常領域Ｄｓでの直流電圧に対し、第３昇圧値（１１５％）まで昇圧され、また、第３弱め界磁制御により弱め界磁電流が第３電流値以下に減少され、更に、モータ４が、定常領域Ｄｓでの回転速度に第３減速レート（３０％）を乗算した結果である第３回転速度に減速される。この昇圧及び弱め界磁の電流低減制御並びに減速の制御は、上記ステップＳ５の制御と、昇圧値及び減速レートの割合が異なるだけなので、詳細説明を省略する。ステップＳ１１の制御開始後、ステップＳ６及びＳ７において、上記同様の処理が行われ、ステップＳ４又はＳ３に戻る。

一方、ステップＳ１０において、昇圧・減速判定部８により、電流温度交点が第３昇圧・減速領域Ｄ３に無いと判定された場合、ステップＳ１２において、昇圧・減速判定部８により、電流温度交点が停止領域Ｄｐに有ると判定される。この時、図１に示す過電流判定部７ａにおいても、電流温度交点が停止領域Ｄｐに有ると判定される。

この判定時、ステップＳ１３において、過電流停止指令部７ｂからインバータ駆動部１０へ停止指令ｐｉが出力される。この停止指令ｐｉを受けたインバータ駆動部１０からの駆動制御信号ｄｓによる制御により、第１〜第６のスイッチング素子１１〜１６のスイッチング動作が停止され、モータ４が停止する。
上記の実施形態では、素子の接合部温度の異常時に、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶの昇圧、及び弱め界磁の電流低減制御と、モータ４の減速制御との３つの制御を行う例を挙げたが、昇圧及び弱め界磁の電流低減制御の２つの制御のみを行ってもよい。

＜実施形態の効果＞
以上説明した実施形態に係るモータ制御装置１００Ａは、直流電力を出力するコンバータ回路１Ａと、コンバータ回路１Ａから出力される直流電力を複数のスイッチング素子１１〜１６（以降符号を外し、単に素子ともいう）のスイッチング動作により交流電力に変換し、この交流電力でモータ４の駆動制御を行うインバータ回路３Ａと、スイッチング素子１１〜１６の温度を検出するフィンサーミスタ６と、インバータ回路３Ａに流れる回路電流を検出する架線電流センサ５と、フィンサーミスタ６の検出温度と、架線電流センサ５の検出電流値との双方に係る電流温度検出値（電流温度交点）が、予め定められて設定された電流閾値を超えた場合に、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを予め定められた電圧値まで昇圧し、インバータ回路３Ａに対してモータ４の弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御を変更する制御を行う制御手段とを備えて構成されている。
但し、制御手段は、コンバータ制御部２Ａ、過電流停止制御部７、昇圧・減速判定部８、加減速指令部９及びインバータ駆動部１０で構成される。

この構成によれば、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを昇圧すると、モータ４への印加電圧（出力電圧ＤＣＶに比例）が誘起電圧に対してより高くなるので、モータ回転速度の増加幅が広がる。これにより弱め界磁制御が不要となるので、上記のように弱め界磁電流を減少させることができる。弱め界磁電流が減少すると、弱め界磁電流とトルク電流とで定まるモータ電流が減少するので、スイッチング素子に流れる電流が減少する。この減少により素子の発熱が抑制されるため、素子温度が低下し、結果的にスイッチング素子を熱破壊から保護することができる。

また、電流閾値は、スイッチング素子１１〜１６の温度が予め定められた温度よりも低い領域では、大きくなり、スイッチング素子１１〜１６の温度がその低い領域よりも高い領域では、小さくなる、スイッチング素子１１〜１６の温度変化に応じた可変温度特性を有する。

従って、実際に素子の温度が低い場合は、電流閾値が大きく、この逆に、素子の温度が高い場合は、電流閾値が小さい。このため、実際に素子の温度が低い場合は、また電流閾値が大きいので、素子が熱破壊する危険状態に達した際の昇圧制御及び弱め界磁制御を行うまでには余裕があって何も行わない。一方、実際に素子の温度が高い場合は、電流閾値が小さいので、即時、昇圧制御及び弱め界磁制御を行うことになる。従って、モータ４の駆動領域が広くなるので、モータ４の効率的な駆動を行うことができる。

また、制御手段は、昇圧制御後、電流温度検出値が予め定められた一定時間ｔ内に電流閾値以下に低下した場合、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを昇圧前の電圧に戻すと共に、弱め界磁制御を変更前の制御に戻す制御を行うようにした。

この構成によれば、スイッチング素子１１〜１６の温度が熱破壊の心配のない定常状態に戻った場合に、モータ４のへの印加電圧を元の電圧に戻すので、再度、素子温度が上昇した際に、減速制御を行って温度を低下させることが可能となる。

また、電流閾値が、検出温度と検出電流値との双方に係る特性領域上（図６参照）において、スイッチング素子１１〜１６が熱破壊しない温度でモータ４を駆動させることが可能な定常領域Ｄｓよりも高い領域に、各々レベルの異なる複数の電流制限閾値が設定されて成るようにした。制御手段が、電流温度検出値が複数の電流制限閾値（過電流閾値情報３１及び第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４）を超える都度、各電流制限閾値が高くなる程に高くなるように対応付けられた各々レベルの異なる昇圧値（第１〜第３昇圧値）に昇圧すると共に、モータ４の弱め界磁電流を各電流制限閾値が高くなる程に小さくなるように対応付けられた各々大きさの異なる電流値（第１〜第３電流値）以下に減少するように弱め界磁制御を変更する制御を行うようにした。

この構成によれば、各スイッチング素子１１〜１６の温度が所定値高くなる毎に、それら温度を当該温度に応じて下げるための昇圧制御及び弱め界磁制御を行うので、モータ４のより効率的な駆動制御を行うことができる。

また、制御手段が、昇圧制御後、電流温度検出値が予め定められた一定時間ｔ内に定常領域Ｄｓに戻った場合、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを昇圧前の電圧に戻すと共に、弱め界磁制御を変更前の制御に戻す制御を行うようにした。

この構成によれば、昇圧等の制御後、一定時間内に、各スイッチング素子１１〜１６の温度が定常状態に戻れば、出力電圧ＤＣＶを昇圧前の電圧に戻すと共に、弱め界磁制御を変更前の制御に戻すので、モータ４を停止させることなく、スイッチング素子１１〜１６の温度を熱破壊の無い温度に保持することができる。

また、制御手段は、電流温度検出値が電流閾値を超えた場合に、インバータ回路３Ａのモータ４の駆動制御をモータ４が減速するように行うようにした。
この構成によれば、モータ４の減速によりトルク電流が減少してモータ電流が減少するので、スイッチング素子に流れる電流を減少させて素子の発熱を抑制し、熱破壊から保護することができる。

また、制御手段は、電流温度検出値が複数の電流制限閾値（第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４）を超える都度、モータ４の回転数を、各電流制限閾値が高くなる程に低回転となるように対応付けられた各々回転数の異なる減速値（第１〜第３回転速度）に、減速する制御を行うようにした。

この構成によれば、各スイッチング素子１１〜１６の温度が所定値高くなる毎に、それら温度を当該温度に応じて下げるためのモータ４の減速制御を行うので、モータ４のより効率的な駆動制御を行うことができる。

また、制御手段が、減速の制御後、電流温度検出値が予め定められた一定時間ｔ内に電流閾値以下に低下した場合、モータ４の減速を減速前の回転数に戻す制御を行うようにした。
この構成によれば、スイッチング素子１１〜１６の温度が熱破壊の心配のない定常状態に戻った場合に、モータ４を減速前の回転速度に戻すので、再度、素子温度が上昇した際に、減速制御を行って温度を低下させることが可能となる。

また、制御手段が、昇圧又は減速の制御後、電流温度検出値が予め定められた一定時間ｔ内に電流閾値以下に下がらなかった場合、モータ４の駆動制御を停止する制御を行うようにした。
この構成によれば、昇圧や減速の制御を行っても、一定時間ｔ後に素子温度が所定温度に低下しない場合、熱破壊の恐れがあるので、モータ４の駆動制御を停止する。これによりモータ４が停止するので素子が熱破壊することが無くなる。

また、制御手段が、昇圧又は減速の制御後、電流温度検出値が予め定められた一定時間ｔ内に定常領域Ｄｓに戻らなかった場合、モータ４の駆動制御を停止する制御を行うようにした。
この構成によれば、昇圧や減速の制御を行っても、一定時間ｔ後に素子温度が素子破壊の恐れが無い定常領域Ｄｓに下がらない場合、熱破壊の恐れがあるので、モータ４の駆動制御を停止する。これによりモータ４が停止するので素子が熱破壊することが無くなる。

また、電流閾値よりも高いレベルにモータ４の停止を指示する停止領域Ｄｐを設定し、制御手段が、電流温度検出値が停止領域Ｄｐに到達した際に、モータ４の駆動制御を停止する制御を行うようにした。
この構成によれば、素子温度が熱破壊の恐れがある停止領域Ｄｐに到達した場合は、モータ４の駆動制御を停止するようにしたので、素子の熱破壊を防止することができる。

＜実施形態の変形例１＞
図８は、本発明の実施形態の変形例１に係るモータ制御装置１００Ｂの構成を示す回路図である。このモータ制御装置１００Ｂが、図１に示したモータ制御装置１００Ａと異なる点は、フィンサーミスタ６Ａに代え、図８に示すように、外気温サーミスタ６Ｂを用いたことにある。外気温サーミスタ６Ｂは、インバータ回路３Ａの周囲温度Ｔｃを検出して、過電流判定部７ａ及び昇圧・減速判定部８へ出力する。

従って、昇圧・減速判定部８は、前述したフィン温度Ｔｆに代え、周囲温度Ｔｃを用いて各スイッチング素子１１〜１６が各危険レベル又は熱破壊危険状態にあるか否かを判定し、コンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶを昇圧及び弱め界磁制御の変更、並びにモータ４を減速するか否かを決定する。

即ち、昇圧・減速判定部８は、図６に示すように、架線電流センサ５で検出されるインバータ回路３Ａに流れる回路電流Ｉｏと、外気温サーミスタ６Ｂで検出される周囲温度Ｔｃとの電流温度交点を、記憶部８ａに記憶された過電流閾値情報３１及び第１〜第３電流制限閾値情報３２〜３４に照合する。次に、その照合により、電流温度交点が、図６に示す定常領域Ｄｓ、第１〜第３昇圧・減速領域Ｄ１〜Ｄ３及び停止領域Ｄｐの何れの領域に存在するか否かを判定する。更に、その判定に応じた昇圧指令ｕｉを、コンバータ制御部２Ａ、過電流判定部７ａ、加減速指令部９及びインバータ駆動部１０へ出力する。

過電流判定部７ａも、フィン温度Ｔｆに代え、周囲温度Ｔｃを用いて各スイッチング素子１１〜１６の温度が停止領域Ｄｐにあるか否かを判定する。停止領域Ｄｐにあると判定された際に、過電流停止指令部７ｂから停止指令ｐｉがインバータ駆動部１０へ出力されることとなる。

このような制御により、前述同様にコンバータ回路１Ａの出力電圧ＤＣＶの昇圧及び弱め界磁制御の変更とモータ４の減速、並びに昇圧及び弱め界磁制御と減速の復帰動作、更にはモータ停止動作が行われる。
このように外気温サーミスタ６Ｂを用いても、図１に示したモータ制御装置１００Ａと同様の効果を得ることができる。

更に、外気温サーミスタ６Ｂを用いるモータ制御装置１００Ｂを空気調和機に搭載する場合、空気調和機には外気温サーミスタが搭載されている。このため、実際のモータ制御装置１００Ｂには外気温サーミスタ６Ｂを搭載しなくても、空気調和機の外気温サーミスタをモータ制御装置１００Ｂの外気温サーミスタ６Ｂとして用いれば、サーミスタの搭載が不要となるので、その分、モータ制御装置１００Ｂの製造コストを削減することができる。

＜実施形態の変形例２＞
図９は、本発明の実施形態の変形例２に係るモータ制御装置１００Ｃの構成を示す回路図である。このモータ制御装置１００Ｃが、図１に示したモータ制御装置１００Ａと異なる点は、図９に示すインバータ回路３Ｂの構成のみである。
即ち、このインバータ回路３Ｂが、図１に示したインバータ回路３Ａと異なる点は、上アームと下アームとの構成要素を反転させたことにある。従って、インバータ回路３Ｂにおいては、上アームに、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１６と、寄生ダイオード２２，２４，２６とを用い、下アームに、ＩＧＢＴ１１，１３，１５と、還流ダイオード２１，２３，２５とを用いた。

このような構成のインバータ回路３Ｂを用いたモータ制御装置１００Ｃにおいても、図１に示した実施形態のモータ制御装置１００Ａと同様の効果を奏する。
また、モータ制御装置１００Ｃにおいても、上記図８に示した変形例１のモータ制御装置１００Ｂと同様に、フィンサーミスタ６Ａに代え、外気温サーミスタ６Ｂを用いることができ、同様の作用効果を奏することができる。

＜実施形態の変形例３＞
図１０は、本発明の実施形態の変形例３に係るモータ制御装置１００Ｄの構成を示す回路図である。このモータ制御装置１００Ｄが、図１に示したモータ制御装置１００Ａと異なる点は、図１０に示すインバータ回路３Ｃの構成のみである。

即ち、このインバータ回路３Ｃが、図１に示したインバータ回路３Ａと異なる点は、上アームと下アームとの全てのスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いたことにある。従って、インバータ回路３Ｃにおいては、図１０に示すように、上アームに、ＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕと、寄生ダイオード２２ｕ，２４ｕ，２６ｕとを用い、下アームに、ＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１６と、寄生ダイオード２２，２４，２６とを用いた。

このようなインバータ回路３Ｃを用いたモータ制御装置１００Ｄによれば、インバータ回路３Ｃの全てのスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用いている。ＭＯＳＦＥＴは定常損失が小さいので、上記実施形態のモータ制御装置１００Ａ及び、変形例１，２のモータ制御装置１００Ｂ，１００Ｃに比べて、より効率の高いモータ４の駆動を行わせることができる。

なお、インバータ回路３Ｃの全てのスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ，１２，１４，１６を用いているので、素子の温度が上昇し易い。このため、素子の温度上昇には十分な注意が必要である。しかし、実施形態のモータ制御装置１００Ａで説明したように、過電流閾値情報３１及び第１〜第３の電流制限閾値情報３２〜３４のそれぞれを、フィンサーミスタ６Ａの検出温度が低い領域では高く、その低い領域と比べて高い領域では低くなるように、フィンサーミスタ６Ａの検出温度の変化に応じた可変温度特性を有して設定してある。このため、インバータ回路３Ｃの全てのスイッチング素子にＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ，１２，１４，１６を用いている場合でも、実施形態で説明したと同様に、モータ４の運転領域を拡大しながら、より効率の高いモータ４の駆動を行わせることができる。

また、全てのＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ，１２，１４，１６は、スーパー・ジャンクション・ＭＯＳＦＥＴ（ＳＪ−ＭＯＳ）であってもよい。ＳＪ−ＭＯＳは定常損失がＭＯＳＦＥＴよりも更に小さいので、モータ４を、より一層高効率で駆動させることができる。

更に、全てのＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ，１２，１４，１６は、シリコン・カーバイド・ＭＯＳＦＥＴ（ＳｉＣ−ＭＯＳ）であってもよい。このＳｉＣ−ＭＯＳの場合、ＳＪ−ＭＯＳよりも更にオン抵抗値の温度特性が良い。ＳＪ−ＭＯＳの場合、自温度が上がるとオン抵抗値も上がってスイッチング損失が増大するが、ＳｉＣ−ＭＯＳの場合は、自温度が上がってもオン抵抗値が上がらないので、スイッチング損失があまり変動しないというメリットがある。

更には、全てのＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ，１２，１４，１６の内、上下アームの何れか一方がＳＪ−ＭＯＳ、他方がＳｉＣ−ＭＯＳであっても、上記同様の効果を得ることができる。

この他、全てのＭＯＳＦＥＴ１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ，１２，１４，１６のドレイン・ソース間に寄生ダイオードと並列に、シリコン・カーバイド・ショットキーバリアダイオード（ＳｉＣ−ＳＢＤ）を接続してもよい。この場合、サチュレーション電圧が低くなるので、スイッチング損失が小さくなり、低消費電力となるというメリットが得られる。
また、モータ制御装置１００Ｄにおいても、上記図８に示した変形例１のモータ制御装置１００Ｂと同様に、フィンサーミスタ６Ａに代え、外気温サーミスタ６Ｂを用いることができ、同様の作用効果を奏することができる。

＜コンバータ回路の他の構成例１＞
図１１は、本発明の実施形態のモータ制御装置１００Ａ及び変形例１〜３のモータ制御装置１００Ｂ〜１００Ｄに用いられる他の構成例１によるコンバータ回路１Ｂの構成を示す回路図である。
図１１に示すコンバータ回路１Ｂは、図２に示したコンバータ回路１Ａの代わりに、図１，図８〜図１０に示したモータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄに用いられる。

コンバータ回路１Ｂが、コンバータ回路１Ａと異なる点は、平滑キャパシタ１０７に代え、図１１に示すように、ダイオードブリッジ１０５の直流電圧出力間に、倍電圧コンデンサ１０７ａ，１０７ｂを直列に接続し、これら倍電圧コンデンサ１０７ａ及び１０７ｂの接続点と、ダイオードブリッジ１０５の出力側アームを構成する２つのダイオードの接続点とを、オン／オフ制御される全波倍電圧切替スイッチ１１９を介して接続した。更に、全波倍電圧切替スイッチ１１９のオン／オフ制御用の端子に、コンバータ制御部２Ａのオン／オフ制御信号線を接続したことにある。

従って、コンバータ回路１Ｂが用いられる場合、コンバータ制御部２Ａは、全波倍電圧切替スイッチ１１９を後述のようにオン／オフ制御する機能を備える。このオン／オフ制御により、全波倍電圧の直流出力電圧ＤＣＶ１を、インバータ回路３Ａ〜３Ｃの何れかへ供給することが可能となっている。

ここで、コンバータ回路１Ｂが行う全波倍電圧の出力制御について説明する。ダイオードブリッジ１０５が交流電圧の正の半サイクルで倍電圧コンデンサ１０７ａ，１０７ｂを充電しているときは、全波倍電圧切替スイッチ１１９は、コンバータ制御部２Ａの制御によりオフとされている。このオフの時は、出力電圧ＤＣＶ１が通常の電圧となっている。
一方、ダイオードブリッジ１０５が交流電圧の負の半サイクルで整流を行うときは、コンバータ制御部２Ａが、全波倍電圧切替スイッチ１１９をオンさせる。このオンの時に、出力電圧ＤＣＶ１が倍電圧となる。つまり、直列接続された倍電圧コンデンサ１０７ａ，１０７ｂの両端に全波倍電圧の出力電圧ＤＣＶ１が発生する。

従って、コンバータ回路１Ｂによれば、全波倍電圧の出力電圧ＤＣＶ１を発生して、インバータ回路３Ａ〜３Ｃの何れかへ供給することができるので、例えばモータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄを使用する機器が１００Ｖ機種であっても、２００Ｖ機種として使用可能となる。

＜コンバータ回路の他の構成例２＞
図１２は、本発明の実施形態のモータ制御装置１００Ａ及び変形例１〜３のモータ制御装置１００Ｂ〜１００Ｄに用いられる他の構成例２によるコンバータ回路１Ｃの構成を示す回路図である。
即ち、図１２に示すコンバータ回路１Ｃは、図２に示したコンバータ回路１Ａの代わりに、図１，図８〜図１０に示したモータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄに用いられる。

コンバータ回路１Ｃは、商用電源１０２の交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ２０３と、ダイオードブリッジ２０３の正極側出力端子に直列接続されたリアクタ２０５と、リアクタ２０５の出力端子とダイオードブリッジ２０３の負極側出力側端子との間に順方向に接続されたトランジスタ２０７と、リアクタ２０５の出力側端子に順方向に接続された逆流防止ダイオード２０９と、ダイオードブリッジ２０３で整流された直流電圧に含まれる脈動成分を平滑する平滑キャパシタ１０７とを備える。更に、コンバータ回路１Ｃの直流出力電圧ＤＣＶを検出する直流電圧検出部１１３と、直流出力電流ＤＣＶを検出する直流電流検出部２１５とを備えて構成されている。

コンバータ制御部２Ａは、直流電圧検出部１１３からフィードバックした直流出力電圧ＤＣＶと、直流電流検出部２１５からフィードバックした直流出力電流ＤＣＩとに基づいて、トランジスタ２０７をオン／オフ制御する。この制御によって、ダイオードブリッジ２０３の出力側のリアクタ２０５に流れる直流電流の大きさを制御することができる。

このリアクタ２０５の直流電流制御により、コンバータ回路１Ｃは、ダイオードブリッジ２０３から出力される直流電圧を一定レベルに制御することができる。従って、コンバータ回路１Ｃは、電圧が制御されて平滑キャパシタ１０７で平滑された直流出力電圧ＤＣＶを、インバータ回路３Ａ〜３Ｃの何れかへ供給することが可能となる。

従って、コンバータ回路１Ｃによれば、トランジスタ２０７のオン／オフ制御によって、ダイオードブリッジ２０３の出力側のリアクタ２０５に流れる直流電流の大きさを制御することができるので、力率を上げるといった力率改善を行うことができる。

＜実施形態及び変形例１〜３の適用例＞
本実施形態及び変形例１〜３に係るモータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄの何れかを、図示せぬ空気調和機に搭載し、更にそれらモータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄの何れかを、空気調和機の室外ファンモータ（図示せず）の駆動制御用途に適用することができる。これによって、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を実現することができる。

空気調和機は、上述した低入力領域（中間・定格領域）での効率を向上させることで、省エネ性能を表す指数であるＡＰＦ(Annual Performance Factor)を大きく向上させることができる。

モータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄでは、スイッチング素子として、低入力領域でＩＧＢＴと比べて損失の小さいＭＯＳＦＥＴを用いる構成を採用している。このため、モータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄを適用することにより、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を実現することができる。

この他、モータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄの何れかを、空気調和機の圧縮機（図示せず）の駆動制御用途に適用しても、高効率で高い省エネ性能を有する空気調和機を実現することができる。

また、上述の空気調和機は、既に説明したように回路電流Ｉｏとフィン温度Ｔｆ又は周囲温度Ｔｃとが、各電流制限閾値情報３２〜３４を超えていた場合に、空気調和機に搭載されている図示せぬ室外ファンの回転速度を上げることで、本実施形態のモータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄの各スイッチング素子１１〜１６，１２ｕ，１４ｕ，１６ｕの冷却効果を高めることができ、スイッチング素子１１〜１６，１２ｕ，１４ｕ，１６ｕの熱破壊を防止する効果を更に高めることができる。

更には、モータ制御装置１００Ａ〜１００Ｄにおいて、負の直流母線ＮＬに近接させて設けた架線電流センサ５を、インバータ回路３Ａ〜３Ｃの出力ラインに設けて回路電流を検出し、また、インバータ回路３Ａ〜３Ｃの第１〜第３の下アームと接地端子との間にシャント抵抗器（図示せず）を介挿し、電流検出を行ってもよい。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることも可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、上記の各構成、機能、処理部（制御部）、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウエアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ(Solid State Drive)等の記録装置、又は、ＩＣ(Integrated Circuit)カード、ＳＤ(Secure Digital memory)カード、ＤＶＤ(Digital Versatile Disc)等の記録媒体に置くことができる。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ コンバータ回路
２Ａ コンバータ制御部
３Ａ，３Ｂ，３Ｂ 三相インバータ回路（インバータ回路）
４ 三相同期モータ（モータ）
５ 架線電流センサ
６Ａ フィンサーミスタ
６Ｂ 外気温サーミスタ
７ 過電流停止制御部
７ａ 過電流判定部
７ｂ 過電流停止指令部
８ 昇圧・減速判定部
８ａ 記憶部
９ 加減速指令部
１０ インバータ駆動部
１１，１３，１５ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）
１２，１４，１６，１２ｕ，１４ｕ，１６ｕ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）
２１〜２６ 寄生ダイオード
１００Ａ，１００Ｂ，１００Ｃ，１００Ｄ モータ制御装置
１０２ 商用電源
１０３，２０５ リアクタ
１０５ ダイオードブリッジ
１０７，１０７ａ，１０７ｂ 平滑キャパシタ
１０７ａ，１０７ｂ 倍電圧コンデンサ
１０９ 双方向性スイッチ
１１１ ゼロクロス検出部
１１３ 直流電圧検出部
１１９ 全波倍電圧切替スイッチ
２０７ トランジスタ
２０９ 逆流防止ダイオード
２１５ 直流電流検出部
Ｉｏ 回路電流
ＰＬ 正の直流母線
ＮＬ 負の直流母線
ｄｓ 駆動制御信号
Ｔｆ フィン温度
Ｔｃ 周囲温度
ｐｉ 停止指令
ｕｉ 昇圧指令
ｒｉ 復帰指令
ｒｒｉ 回転数復帰指令
ＺＶ ゼロクロス電圧
ＤＣＶ，ＤＣＶ１ 直流出力電圧

Claims (15)

1. 直流電力を出力するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路から出力される直流電力を複数のスイッチング素子のスイッチング動作により交流電力に変換し、この交流電力でモータの駆動制御を行うインバータ回路と、
   前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、
   前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   前記温度検出手段の検出温度と、前記電流検出手段の検出電流値との双方に係る電流温度検出値が、予め設定された電流閾値を超えた場合に、前記コンバータ回路の出力電圧を予め定められた電圧値まで昇圧し、前記インバータ回路に対して前記モータの弱め界磁電流が減少するように弱め界磁制御を変更する制御を行う制御手段と
   を備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置であって、
   前記電流閾値は、前記スイッチング素子の温度が予め定められた温度よりも低い領域では、大きくなり、当該スイッチング素子の温度がその低い領域よりも高い領域では、小さくなる、当該スイッチング素子の温度変化に応じた可変温度特性を有する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御手段は、前記昇圧の制御後、前記電流温度検出値が予め定められた一定時間内に前記電流閾値以下に低下した場合、前記コンバータ回路の出力電圧を昇圧前の電圧に戻すと共に、前記弱め界磁制御を変更前の制御に戻す制御を行う
   ことを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項２に記載のモータ制御装置であって、
   前記電流閾値は、前記検出温度と前記検出電流値との双方に係る特性領域上において、前記スイッチング素子が熱破壊しない温度で前記モータを駆動させることが可能な定常領域よりも高い領域に、各々レベルの異なる複数の電流制限閾値が設定されて成り、
   前記制御手段は、前記電流温度検出値が前記複数の電流制限閾値を超える都度、各電流制限閾値が高くなる程に高くなるように対応付けられた各々レベルの異なる昇圧値に昇圧すると共に、前記モータの弱め界磁電流を各電流制限閾値が高くなる程に小さくなるように対応付けられた各々大きさの異なる電流値以下に減少するように弱め界磁制御を変更する制御を行う
   ことを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御手段は、前記昇圧の制御後、前記電流温度検出値が予め定められた一定時間内に前記定常領域に戻った場合、前記コンバータ回路の出力電圧を昇圧前の電圧に戻すと共に、前記弱め界磁制御を変更前の制御に戻す制御を行う
   ことを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項１又は請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御手段は、前記電流温度検出値が前記電流閾値を超えた場合に、前記インバータ回路の前記モータの駆動制御を当該モータが減速するように制御する
   ことを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項４に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御手段は、前記電流温度検出値が前記複数の電流制限閾値を超える都度、前記モータの回転数を、各電流制限閾値が高くなる程に低回転となるように対応付けられた各々回転数の異なる減速値に、減速する制御を行う
   ことを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項６又は請求項７に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御手段は、前記減速の制御後、前記電流温度検出値が予め定められた一定時間内に前記電流閾値以下に低下した場合、前記モータの減速を減速前の回転数に戻す制御を行う
   ことを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項１，２，４，７のいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
   前記制御手段は、前記昇圧又は前記減速の制御後、前記電流温度検出値が予め定められた所定時間内に前記電流閾値以下に下がらなかった場合、前記モータの駆動制御を停止する制御を行う
   ことを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項４，７に記載のモータ制御装置であって、
    前記制御手段は、前記昇圧又は前記減速の制御後、前記電流温度検出値が予め定められた所定時間内に前記定常領域に戻らなかった場合、前記モータの駆動制御を停止する制御を行う
    ことを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項１，２，４，７のいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
    前記電流閾値よりも高いレベルに前記モータの停止を指示する停止領域を設定し、
    前記制御手段は、前記電流温度検出値が前記停止領域に到達した際に、前記モータの駆動制御を停止する制御を行う
    ことを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項１，２，４，７のいずれか１項に記載のモータ制御装置であって、
    前記温度検出手段は、前記スイッチング素子の放熱フィンの温度を検出するフィンサーミスタ、及び前記インバータ回路の周囲温度を検出する外気温サーミスタの何れか一方である
    ことを特徴とするモータ制御装置。
13. 請求項１２に記載のモータ制御装置であって、
    前記インバータ回路は、
    前記コンバータ回路の出力電圧が供給される正負の母線間の上アーム及び下アームに接続され、上下で１対を成すスイッチング素子を３対有し、この３対のスイッチング素子間が前記モータの動力線に接続され、全ての対となるスイッチング素子が互いに異なる特性を有する
    ことを特徴とするモータ制御装置。
14. 請求項１３に記載のモータ制御装置であって、
    前記対となるスイッチング素子の何れか一方がＩＧＢＴであり、他方がＭＯＳＦＥＴである
    ことを特徴とするモータ制御装置。
15. 請求項１〜１４のいずれか１項に記載のモータ制御装置を搭載する
    ことを特徴とする空気調和機。

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