JP2013219860A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力損失が小さく、安定した充電動作を行える充電装置を提供する。
【解決手段】例えば、スイッチングレギュレータとなるＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣと、二次電池ＢＡＴに対して定電流充電等を行う充電制御回路ＣＨＧＣＴＬと、基準電圧生成回路ブロックＶＲＧＢＫとを備える。ＶＲＧＢＫは、ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔが所定の切り替え電圧よりも低い範囲では、基準電圧Ｖｒｅｆとして一定値の第１基準電圧Ｖｒ１を生成し、切り替え電圧よりも高い範囲では、ＶｒｅｆとしてＶｂａｔに対して一定のオフセット電圧Ｖｏｆを加算した第２基準電圧Ｖｒ２を生成する。そして、ＤＣＤＣは、出力電圧ＶｏがＶｒｅｆに追従するようにスイッチング動作を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、充電装置に関し、例えば、リチウムイオン等の二次電池に対する充電を制御する充電装置に適用して有効な技術に関する。

例えば、特許文献１には、スイッチング型定電圧発生回路と、その出力を入力電圧として二次電池に充電を行う定電流型充電回路を備え、電池電圧が一定電圧以上の範囲で充電回路の入力電圧を電池電圧に追従させる方式が示されている。当該方式は、具体的には、充電回路の入出力間の電位差を検出し、それが一定となるようにスイッチング型定電圧発生回路を制御する。

特許文献２には、可変レギュレータと、その出力を入力電圧として二次電池に充電を行う充電制御回路を備え、充電制御回路の入力電圧を電池電圧に追従させる方式が示されている。当該方式は、具体的には、充電制御回路の入出力間の電位差を検出および増幅し、それが一定となるように可変レギュレータを制御する。

特開平５−３０８７３３号公報 特開２００７−１４３２１７号公報

近年、リチウムイオンを代表とする二次電池を搭載した様々なモバイル機器等が広く普及している。二次電池に対する充電方式も多様化しており、商用のＡＣ電源を入力として充電を行う方式以外にも、例えば、ＵＳＢ（Universal Serial Bus）やＡＣアダプタ等を経由した直流電源を入力として充電を行う方式等が存在する。直流電源を入力とする場合、充電回路は、例えば、ＬＤＯ（Low Drop Out）等と呼ばれるシリーズレギュレータで構成され、直流電源をもとに所定の定電流等を生成して二次電池に対して充電を行う。

ただし、シリーズレギュレータを備えた充電回路は、その入出力間の電位差が大きくなるほど電力損失が大きくなる。当該電位差は、特に、二次電池の電池電圧が低いほど大きくなり、例えば、この状態で二次電池に対して定電流による充電を行うと、大きな電力損失に伴い発熱等が生じ得る。例えば、充電回路を搭載したモバイル機器等では、発熱等が機器全体に悪影響を及ぼす恐れがある。また、例えば、ノートパソコンからＵＳＢ経由で携帯電話機に充電を行う場合のように、充電回路の入力となる直流電源自体を他の二次電池で生成しているような場合には、充電回路の電力損失が当該他の二次電池の持続時間に影響を及ぼしてしまう。

一方、このような事態を回避するため、特許文献１又は特許文献２の方式を利用して、充電回路の入出力間の電位差を一定に保つことが考えられる。しかしながら、当該文献のように、充電回路の入出力間の電位差を検出してフィードバックを行うような方式では、例えば、充電回路の入力となる直流電源が充電回路以外の回路等で並行して使用されるような場合に安定した充電動作が困難となる恐れがある。

後述する実施の形態は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される課題を解決するための手段のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

一実施の形態による充電装置は、ＤＣ−ＤＣ変換回路と、充電制御回路と、基準電圧生成回路とを備える。ＤＣ−ＤＣ変換回路は、第１直流電圧が入力され、スイッチング動作によって第２直流電圧を出力する。充電制御回路は、第２直流電圧を入力として所定の電流値を持つ充電電流を生成し、当該充電電流を二次電池に供給する。基準電圧生成回路は、二次電池の電池電圧が所定の切り替え電圧よりも低い範囲では、基準電圧として一定の第１電圧レベルを生成し、当該切り替え電圧よりも高い範囲では、基準電圧として電池電圧に対して一定のオフセット電圧を加算した第２電圧レベルを生成する。そして、ＤＣ−ＤＣ変換回路は、第２直流電圧が当該基準電圧に追従するようにスイッチング動作を制御する。

前記一つの実施の形態によれば、電力損失が小さく、安定した充電動作を行える充電装置を実現できる。

本発明の一実施の形態による充電装置において、その構成の一例を示すブロック図である。 図１の充電装置の動作例を示す説明図である。 図１におけるＤＣ−ＤＣ変換回路および基準電圧生成回路ブロックの詳細な構成例を示す回路ブロック図である。 図３におけるＤＣ−ＤＣ変換回路の概略的な動作例を示す説明図である。 図３における選択機能付きオフセットバッファ回路の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。 図１における充電制御回路の詳細を含めた充電ＩＣ周りの構成例を示す回路図である。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

また、実施の形態の各機能ブロックを構成する回路素子は、特に制限されないが、公知のＣＭＯＳ（相補型ＭＯＳトランジスタ）等の集積回路技術によって、単結晶シリコンのような半導体基板上に形成される。なお、実施の形態では、ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）の一例としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）（ＭＯＳトランジスタと略す）を用いるが、ゲート絶縁膜として非酸化膜を除外するものではない。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

《充電装置の全体構成および動作》
図１は、本発明の一実施の形態による充電装置において、その構成の一例を示す機能ブロック図である。図１に示す充電装置ＣＨＧＤＥＶは、ＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣと、コイルＬ０およびコンデンサＣ０と、充電制御回路ＣＨＧＣＴＬと、基準電圧生成回路ブロックＶＲＧＢＫを備える。ＶＲＧＢＫは、バッファ回路（アンプ回路）ＢＦ１と、オフセット電圧生成回路ＶＯＦＧと、基準電圧生成回路ＶＲＧと、基準電圧選択回路ＶＲＳＥＬを備えている。特に限定はされないが、例えば、これらの内のコイルＬ０およびコンデンサＣ０を除く部分は、充電ＩＣ（ＣＨＧＩＣ）として１個の半導体パッケージ部品で実現される。

コイルＬ０は、一端がＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣの出力ノードに結合され、他端がコンデンサＣ０の一端に結合される。Ｃ０の他端は、接地電源電圧ＧＮＤに結合される。ＤＣＤＣは、所謂スイッチングレギュレータであり、直流電圧となる入力電圧Ｖｉを受けて適宜スイッチング動作を行い、Ｌ０とＣ０の共通接続ノードに出力電圧Ｖｏを生成する。Ｖｉは、例えば、ＵＳＢケーブルやＡＣアダプタ等を介して供給される。充電制御回路ＣＨＧＣＴＬは、内部にＬＤＯ等と呼ばれるシリーズレギュレータを備え、当該出力電圧Ｖｏを受けて二次電池（バッテリ）ＢＡＴの充電（定電流充電又は定電圧充電）を行う。ＢＡＴは、代表的にはリチウムイオン電池である。

バッファ回路（アンプ回路）ＢＦ１は、負帰還構成の所謂ボルテージフォロワ回路であり、二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔを受けて、これと同じ値の出力電圧を生成する。オフセット電圧生成回路ＶＯＦＧは、ＢＦ１の出力電圧に対してオフセット電圧Ｖｏｆを加算することで第２基準電圧Ｖｒ２（＝Ｖｂａｔ＋Ｖｏｆ）を生成する。このようにＢＦ１を挟むことで、ＶＯＦＧを含むＢＦ１よりも後段の回路が充電制御回路ＣＨＧＣＴＬから二次電池ＢＡＴへの充電動作に干渉することを防止できる。基準電圧生成回路ＶＲＧは、直流電圧となる第１基準電圧Ｖｒ１を生成する。基準電圧選択回路ＶＲＳＥＬは、電池電圧Ｖｂａｔが所定の値よりも低い範囲では基準電圧ＶｒｅｆとしてＶｒ１を出力し、所定の値を超える範囲ではＶｒｅｆとしてＶｒ２を出力する。

ＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣは、前述した出力電圧Ｖｏと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅するエラーアンプ回路ＥＡを備え、当該誤差が小さくなるようにスイッチング動作を制御する。その結果、ＶｏはＶｒｅｆを目標としてそれに追従して変動することになる。ここで、Ｖｏは、充電制御回路ＣＨＧＣＴＬを介して二次電池ＢＡＴの充電に使用されるほか、所定の外部システムＳＹＳに対する電源電圧としても使用可能となっている。なお、ここでは、入力電圧Ｖｉおよび電池電圧Ｖｂａｔに対して、それぞれ、接地電源電圧ＧＮＤとの間に電圧安定化用のコンデンサＣ１およびＣ２が備わっているが、これらは場合によっては省略することも可能である。

図２は、図１の充電装置の動作例を示す説明図である。まず、前提として、図１における入力電圧Ｖｉは例えば５Ｖ等であり、二次電池（例えばリチウムイオン電池）ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔは、正常な動作範囲として３．０Ｖ〜４．２Ｖ等とする。図２では、電池残量が不足している段階（すなわちＶｂａｔが３．０Ｖ未満の段階）から充電を開始する場合の時系列的な動作例が示されている。Ｖｂａｔが３．０Ｖ未満の範囲（期間Ｔ１）では、図１の基準電圧選択回路ＶＲＳＥＬは、基準電圧Ｖｒｅｆとして一定電圧となる第１基準電圧Ｖｒ１を選択する。図２の例では、Ｖｒ１は３．２Ｖであり、これに応じてＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣの出力電圧Ｖｏも３．２Ｖに設定される。

その後、電池電圧Ｖｂａｔは、充電動作により上昇し３．０Ｖ以上となる。このＶｂａｔが３．０Ｖ以上の範囲（期間Ｔ２）では、基準電圧選択回路ＶＲＳＥＬは、基準電圧Ｖｒｅｆとして第２基準電圧Ｖｒ２を選択する。Ｖｒ２は、前述したように「Ｖｂａｔ＋Ｖｏｆ」であり、オフセット電圧Ｖｏｆは、特に限定はされないが例えば０．２Ｖ等である。その結果、期間Ｔ２におけるＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣの出力電圧Ｖｏは、Ｖｂａｔの３．０Ｖ〜４．２Ｖの変動に追従して、＋０．２Ｖの差分を保った３．２Ｖ〜４．４Ｖの範囲に設定される。この際、仮に、充電中に二次電池ＢＡＴが負荷回路によって使用され、Ｖｂａｔが一時的に変動したような場合（期間Ｔ３）でもＶｏとＶｂａｔの差分は一定に保たれる。なお、ここから判るように、ＶＲＳＥＬによる切り替えポイント（ここでは３．０Ｖ）をＶｂａｔ＿ｓｗとすると、期間Ｔ１とＴ２の間で連続的に制御を行うためには、「Ｖｒ１＝Ｖｂａｔ＿ｓｗ＋Ｖｏｆ」の関係を満たすように各値が設定されることが望ましい。

《本実施の形態の充電方式による主要な効果》
以上のように、図１および図２のような充電方式を用いることで、例えば次のような効果が得られる。

（１）シリーズレギュレータを含む充電制御回路ＣＨＧＣＴＬの入出力間の電位差が一定の低い値（ここではオフセット電圧Ｖｏｆ（＝０．２Ｖ））に保てるため、ＣＨＧＣＴＬにおける電力損失を低減できる。この際に、ＤＣ−ＤＣ変換回路（スイッチングレギュレータ）ＤＣＤＣの電力損失は、シリーズレギュレータに比べて特に問題とならないレベルである。その結果、充電装置ＣＨＧＤＥＶの電力損失を低減でき、これに伴う発熱等を抑制することが可能になる。また、入力電圧Ｖｉが別の二次電池をもとに供給されるような場合には、当該二次電池の持続時間を向上させることができる。なお、Ｖｏｆの値は、当該シリーズレギュレータの出力トランジスタの特性（例えば、定電流動作が可能な最低電圧等）に応じて適宜定められる。

（２）二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔが低い場合に基準電圧Ｖｒｅｆを固定電圧（第１基準電圧Ｖｒ１）に設定し、出力電圧Ｖｏの最低値（ここでは３．２Ｖ）を確保することで、外部システムの動作を保障することが可能になる。すなわち、図１の充電装置ＣＨＧＤＥＶでは、Ｖｏは、充電制御回路ＣＨＧＣＴＬを介してＢＡＴの充電に使用されるほか、当該充電動作と並行して外部システムＳＹＳでも使用可能となっている。したがって、Ｖｒ１を設けることで、ＳＹＳに対して所定の値（ここでは３．２Ｖ）以上の電圧供給を保障することができ、ＳＹＳは、自身の内部電源レギュレータによって正常動作を行うことが可能になる。なお、Ｖｒ１の値は、少なくともＶｂａｔの最大電圧値よりは低い値に設定される。

（３）二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔにオフセット電圧Ｖｏｆを加えることで充電制御回路ＣＨＧＣＴＬの入出力間の電位差を一定に保つ回路方式を用いているため、前述したように、充電動作と並行して外部システムＳＹＳに電源供給を行うような場合にも、安定した充電動作を実現することが可能になる。ここで、仮に、ＣＨＧＣＴＬの入出力間の電位差を検出し、それを一定に保つような回路方式（比較例）を用いた場合を想定する。この場合、ＣＨＧＣＴＬの入力側の電圧（出力電圧Ｖｏ）はＳＹＳの動作に起因して変動し得るため、例えば、Ｖｏが一時的に低下する側に変動した場合、それに応じた制御の選択肢として、Ｖｏを上昇させる選択肢と、電池電圧Ｖｂａｔを低下させる選択肢（言い換えればＶｏを低下させる側の選択肢）が有る。その結果、制御が安定せず、充電動作が不安定となる恐れがある。一方、本実施の形態の回路方式を用いると、第２基準電圧Ｖｒ２（＝Ｖｂａｔ＋Ｖｏｆ）を目標として、それに出力電圧Ｖｏを一致させるような制御が行われるため、仮にＶｏが変動した場合にもそれを戻すような制御が行われ、その結果、安定した充電動作が実現可能になる。また、ＳＹＳに対して安定したＶｏを供給することも可能になる。

《ＤＣ−ＤＣ変換回路および基準電圧生成回路ブロックの詳細》
図３は、図１におけるＤＣ−ＤＣ変換回路および基準電圧生成回路ブロックの詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図３に示すＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣは、例えば、抵抗Ｒ５，Ｒ６、エラーアンプ回路ＥＡ、ループフィルタ回路ＬＦ、電流検出回路ＣＳＥＮ、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）比較回路ＰＷＭＣＭＰ、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴＬ、ドライバ回路ＤＶｈ，ＤＶｌ、スイッチ用トランジスタＱＨ，ＱＬを備える。ハイサイド側のＱＨ（ここではＰＭＯＳトランジスタ）は、入力電圧ＶｉとスイッチノードＮｓｗの間にソース・ドレイン経路が結合され、ロウサイド側のＱＬ（ここではＮＭＯＳトランジスタ）は、Ｎｓｗと接地電源電圧ＧＮＤの間にソース・ドレイン経路が結合される。Ｎｓｗには、コイルＬ０の一端が結合され、Ｌ０の他端に出力電圧Ｖｏが生成される。

エラーアンプ回路ＥＡは、２入力の一方に基準電圧Ｖｒｅｆ’が入力され、他方に出力電圧Ｖｏ’が帰還入力される。Ｖｏ’は、ＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣの出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ５，Ｒ６で抵抗分圧することで生成される。ＥＡは、２入力間の誤差を増幅し、その増幅結果をループフィルタ回路ＬＦを介してエラーアンプ信号ＥＯとして出力する。電流検出回路ＣＳＥＮは、スイッチ用トランジスタＱＨのソース・ドレイン間電流を検出ならびに電圧に変換し、電流検出信号ＣＳを出力する。ＰＷＭ比較回路ＰＷＭＣＭＰは、ＥＯとＣＳを比較する。ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴＬは、ＰＷＭＣＭＰの比較結果に応じたデューティを持つＰＷＭ信号を生成する。ドライバ回路ＤＶｈは、当該ＰＷＭ信号でＱＨのオン・オフを制御し、ドライバ回路ＤＶｌは、ＱＨと相補的にスイッチ用トランジスタＱＬのオン・オフを制御する。

図４は、図３におけるＤＣ−ＤＣ変換回路の概略的な動作例を示す説明図である。図４のＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴＬは、例えば、所定のクロック信号ＣＬＫに同期して、スイッチ用トランジスタＱＨをオン（スイッチ用トランジスタＱＬをオフ）に駆動する。その結果、ＱＨに流れる電流（電流検出信号ＣＳの電圧）がコイルＬ０の大きさに応じた所定の傾きで上昇する。そして、ＰＷＭ比較回路ＰＷＭＣＭＰによってＣＳの電圧がエラーアンプ信号ＥＯに到達したことが検出されると、ＰＷＭＣＴＬは、ＱＨをオフ（ＱＬをオン）に駆動する。その結果、ＱＨに流れる電流（ＣＳの電圧）はゼロとなり、Ｌ０を起電力としてコンデンサＣ０およびＱＬを介する経路で所謂還流動作が行われる。その後は、再びＣＬＫに同期してＱＨがオン（ＱＬがオフ）となり、同様の動作が繰り返される。ＥＯの電圧レベルは、基準電圧Ｖｒｅｆ’と比較して出力電圧Ｖｏ’が低い場合には上昇し、逆にＶｏ’が高い場合には低下するため、Ｖｏ’が低いほどＱＨのオン期間が延び、出力電圧Ｖｏを上昇させる制御が行われることになる。

なお、ここでは、所謂ピーク電流制御方式のＤＣ−ＤＣ変換回路の構成例および動作例を示したが、特にこれに限定されるものではなく、その他の方式を持つスイッチングレギュレータであってもよい。例えば、図４に示したような同期方式ではなく、スイッチ用トランジスタＱＬに流れる電流がゼロとなった場合にスイッチ用トランジスタＱＨをオンに制御するような非同期方式などであってもよい。また、例えば、電流制御方式ではなく、三角波生成回路によって生成した三角波とエラーアンプ信号ＥＯとをＰＷＭ比較回路ＰＷＭＣＭＰで比較させるような電圧制御方式などであってもよい。

図３において、前述したエラーアンプ回路ＥＡの入力となる基準電圧Ｖｒｅｆ’は、基準電圧生成回路ブロックＶＲＧＢＫによって生成される。ＶＲＧＢＫは、２個の正極入力ノード（＋）と１個の負極入力ノード（−）を備えた選択機能付きオフセットバッファ回路（オフセットアンプ回路）ＳＯＢＦと、抵抗Ｒ１〜Ｒ４と、オフセット電圧生成回路ＶＯＦＧと、基準電圧生成回路ＶＲＧを備える。ＳＯＢＦは、図１における基準電圧選択回路ＶＲＳＥＬやバッファ回路ＢＦ１に対応する。ＳＯＢＦにおいて、２個の正極入力ノード（＋）の一方には、二次電池（バッテリ）ＢＡＴの電池電圧ＶｂａｔをＲ１，Ｒ２で抵抗分圧した電池電圧Ｖｂａｔ’が印加され、他方には、ＶＲＧからの第１基準電圧Ｖｒ１をＲ３，Ｒ４で抵抗分圧した第１基準電圧Ｖｒ１’が印加される。ＶＯＦＧは、ＳＯＢＦの出力ノードから接地電源電圧ＧＮＤに向けて順に直列に結合された抵抗Ｒｏｆおよび電流源ＩＳ１を備え、ＲｏｆとＩＳ１の結合ノードがＳＯＢＦの負極入力ノード（−）に帰還される。

オフセット電圧生成回路ＶＯＦＧは、選択機能付きオフセットバッファ回路ＳＯＢＦの負極入力ノード（−）の電圧に対して「Ｒｏｆ×ＩＳ１」で定められるオフセット電圧Ｖｏｆ’を加え、当該加算後の電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ’としてＳＯＢＦの出力ノードに生成する。負帰還構成となるＳＯＢＦは、２個の正極入力ノード（＋）の電圧（Ｖｂａｔ’およびＶｒ１’）の内のいずれか高い方の電圧と負極入力ノード（−）の電圧が一致するように動作する。これにより、ＳＯＢＦは、充電の開始段階で「Ｖｂａｔ’≦Ｖｒ１’」の場合にはＶｒｅｆ’として「Ｖｒ１’＋Ｖｏｆ’」を出力し、その後、「Ｖｂａｔ’＞Ｖｒ１’」となった場合にはＶｒｅｆ’として「Ｖｂａｔ’＋Ｖｏｆ’」を出力する。

ここで、抵抗Ｒ１〜Ｒ６を用いた各抵抗分圧回路は、選択機能付きオフセットバッファ回路ＳＯＢＦやエラーアンプ回路ＥＡの電圧動作範囲を適正化するために設けられ、例えば、共に等しい分圧比となるように各抵抗値が設定される。この場合、例えば、オフセット電圧Ｖｏｆ’の値（抵抗Ｒｏｆの抵抗値および電流源ＩＳ１の電流値）も、当該分圧比を反映した値に設定され、基準電圧生成回路ＶＲＧの電圧値も、当該分圧比やＶｏｆ’の加算分を考慮した値に設定される。これらの設定を適宜行うことで、図２で述べたような動作を実現することが可能になる。

《選択機能付きオフセットバッファ回路の詳細》
図５は、図３における選択機能付きオフセットバッファ回路の詳細な構成例を示す回路ブロック図である。図５に示す選択機能付きオフセットバッファ回路（オフセットアンプ回路）ＳＯＢＦは、より詳細には、例えば、比較回路ＣＭＰと、基準電圧選択回路ＶＲＳＥＬ’と、オフセットバッファ回路（オフセットアンプ回路）ＯＢＦで構成される。ＣＭＰは、電池電圧Ｖｂａｔ’と第１基準電圧Ｖｒ１’の大小を比較する。ＶＲＳＥＬ’は、Ｖｂａｔ’とＶｒ１’を入力とする２入力１出力の選択回路であり、ＣＭＰによって「Ｖｂａｔ’≦Ｖｒ１’」が検出された場合にはＶｒ１’を出力し、「Ｖｂａｔ’＞Ｖｒ１’」が検出された場合にはＶｂａｔ’を出力する。ＯＢＦは、正極入力ノード（＋）にＶＲＳＥＬ’の出力が入力され、負極入力ノード（−）にオフセット電圧生成回路ＶＯＦＧを介して出力ノードが帰還入力される。

なお、基準電圧生成回路ブロックＶＲＧＢＫの構成は、勿論、図３および図５のような回路に限定されるものではなく、図１および図２で述べたような機能を果たせれば適宜変更することが可能である。例えば、図１のように、バッファ回路ＢＦ１の出力電圧に対して直列にオフセット電圧を加算するような回路を用いてもよく、また、その代わりに、ＢＦ１の正極入力ノード（＋）側の入力電圧に対して直列にオフセット電圧を加算するような回路を用いてもよい。ただし、前者の場合、例えば回路構成が複雑化する場合があり、後者の場合、例えば二次電圧ＢＡＴの充電動作との間の干渉を考慮する必要がある。このような観点からは、図３および図５のように、負帰還アンプ（ＳＯＢＦ，ＯＢＦ）の帰還経路を利用してオフセット電圧を加える回路を用いることが有益となり、これにより高精度なオフセット電圧を容易に付加することが可能になる。

《充電制御回路（充電ＩＣ）周りの詳細》
図６は、図１における充電制御回路の詳細を含めた充電ＩＣ周りの構成例を示す回路図である。図６に示す充電ＩＣ（ＣＨＧＩＣ）は、例えば１個の半導体パッケージ部品（望ましくは１個の半導体チップ）で実現される。当該ＣＨＧＩＣは、図３に示したようなＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣおよび基準電圧生成回路ブロックＶＲＧＢＫに加えて、参照電圧生成回路ＢＧＲおよび内部電源生成回路ＶＲＥＧと、外部スイッチ制御回路ＳＣＴＬと、充電制御回路ＣＨＧＣＴＬを備えている。ＤＣＤＣにおけるＰＷＭ制御回路ブロックＰＷＭＢＫは、図３のＤＣＤＣにおけるスイッチ用トランジスタＱＨ，ＱＬ以外の部分に該当する。また、ここでは、ＱＬのソースは、ノイズ等の観点からＤＣＤＣ専用の接地電源電圧ＤＧＮＤに結合される。

参照電圧生成回路ＢＧＲは、所謂バンドギャップリファレンス回路等であり、外部からの入力電圧Ｖｉ（例えば５Ｖ等）を用いて温度依存性が小さい参照電圧ＶＢＧ（例えば１．２Ｖ等）を生成する。内部電源生成回路ＶＲＥＧは、シリーズレギュレータ等であり、外部からの入力電圧Ｖｉを用いて内部電源電圧ＶＣＣ，ＶＤＡＣを生成する。ＶＣＣは、例えば５Ｖ近くの値に設定され、仮にＶｉとして１０Ｖを超えるような電圧が入力される場合でも固定の電圧に設定される。ＶＤＡＣは、後述するディジタル・アナログ変換回路で用いられる電源であり、その特性に応じて適宜定められる。

外部スイッチ制御回路ＳＣＴＬは、外部に設けられたスイッチのオン・オフを制御する。ここでは、ＤＣ−ＤＣ変換回路ＤＣＤＣからの出力電圧Ｖｏが外部スイッチＱＳ（例えばＰＭＯＳトランジスタ）を介して外部システムＳＹＳに結合される構成となっており、ＳＣＴＬは、当該ＱＳのオン・オフを制御する。充電ＩＣ（ＣＨＧＩＣ）に二次電池ＢＡＴが結合され、更にＱＳがオンに駆動される状態では、ＢＡＴに対する充電動作と並行してＳＹＳに対する電源供給が行われることになる。

充電制御回路ＣＨＧＣＴＬは、ＬＤＯ用の出力トランジスタＱＲと、制御用の各トランジスタＱ１〜Ｑ４と、アンプ回路ＡＭＰｃ，ＡＭＰｖ，ＡＭＰｄと、抵抗Ｒｇｓ，Ｒｃ，Ｒｖ１，ＲＶ２と、電流値設定用のディジタル・アナログ変換回路ＣＲＥＦＤＡＣを備える。ＱＲ（ここではＰＭＯＳトランジスタ）は、ソースが出力電圧Ｖｏに、ドレインが二次電池ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔに結合される。Ｑ３（ここではＰＭＯＳトランジスタ）は、ソースおよびゲートがＱＲのソースおよびゲートにそれぞれ結合され、ドレインがＱ４（ここではＮＭＯＳトランジスタ）のドレインに結合される。Ｒｇｓは、ＱＲ，Ｑ３のゲート・ソース間に結合される。Ｑ４のソースは、電流検出用のＲｃを介して接地電源電圧ＧＮＤに結合される。

トランジスタＱ１（ここではＰＭＯＳトランジスタ）は、ソースがトランジスタＱＲ，Ｑ３のゲートに、ドレインが接地電源電圧ＧＮＤにそれぞれ結合される。トランジスタＱ２（ここではＮＭＯＳトランジスタ）は、ソースがＱ１のゲートに、ドレインが内部電源電圧ＶＣＣにそれぞれ結合される。アンプ回路ＡＭＰｃ，ＡＭＰｖ，ＡＭＰｄのそれぞれは、ＶＣＣを受けて動作する。ＡＭＰｄは、２入力の一方に電池電圧Ｖｂａｔが入力され、２入力の他方がＱ３のドレインに結合され、Ｑ３のドレインがＶｂａｔとなるようにＱ４のゲートを制御する。これによって、Ｑ３はＱＲに等しいバイアス条件で動作する。

ディジタル・アナログ変換回路ＣＲＥＦＤＡＣは、内部電源電圧ＶＤＡＣを受けて動作し、二次電池ＢＡＴに対する充電電流の設定値に対応する電流値設定用電圧ＣＲＥＦを生成する。アンプ回路ＡＭＰｃは、２入力の一方にＣＲＥＦを受け、２入力の他方に電流検出用の抵抗Ｒｃによって生じた電流検出電圧Ｖｃを受け、その出力によってトランジスタＱ１のゲートを制御する。アンプ回路ＡＭＰｖは、２入力の一方に電池電圧Ｖｂａｔを抵抗Ｒｖ１，Ｒｖ２で抵抗分圧した値が入力され、２入力の他方に参照電圧ＶＢＧを受け、トランジスタＱ２のゲートを制御する。

このような充電制御回路ＣＨＧＣＴＬにおいて、二次電圧ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔがある程度の値（例えば４．２Ｖ等）に達するまでは、定電流による充電動作が行われる。すなわち、ＣＨＧＣＴＬは、トランジスタＱＲに流れる電流（充電電流）をそれと同一バイアス条件で動作するトランジスタＱ３を介して抵抗Ｒｃで検出し、その検出電圧（Ｖｃ）が電流値設定用電圧ＣＲＥＦと等しくなるように、トランジスタＱ１を介してＱＲ（Ｑ３）のゲート電圧を制御する。例えば、充電電流（検出電圧（Ｖｃ））が過大の場合には、Ｑ１に流れる電流が減少し、これに伴い抵抗Ｒｇｓで生じる電圧も減少し、その結果、ＱＲに流れる電流（充電電流）を減少させる方向の制御が行われる。

一方、二次電圧ＢＡＴの電池電圧Ｖｂａｔがある程度の値を超えると、定電圧による充電動作が行われる。すなわち、電池電圧Ｖｂａｔが大きくなると、アンプ回路ＡＭＰｖを介してトランジスタＱ２のゲート電圧が上昇し、Ｖｂａｔがある程度の値に達すると、アンプ回路ＡＭＰｃの出力電圧をソース電圧としてＱ２のゲート・ソース間電圧がしきい値電圧を超え、Ｑ２がオンとなる。その結果、トランジスタＱ１のゲート電圧は、ソースフォロワとなるＱ２のゲート電圧に追従して変動する。例えば、Ｖｂａｔが過大の場合には、Ｑ２を介してＱ１のゲート電圧が上昇し、これに伴いＱ１に流れる電流および抵抗Ｒｇｓで生じる電圧が減少し、その結果、ＱＲがオフ方向に向かい、Ｖｂａｔを減少させる方向の制御が行われる。

例えば、リチウムイオン電池では、充電電流と充電電圧を管理することが求められる。そこで、図６のような充電制御回路ＣＨＧＣＴＬを用いることで、充電電流と充電電圧を高精度に管理することが可能になる。また、図６のような充電ＩＣ（ＣＨＧＩＣ）を用いることで、ＵＳＢ等に対応すると共に、二次電池ＢＡＴに対する充電機能と外部システムＳＹＳに対する電源供給機能とを兼ね備えた装置を小型の構成で実現可能になる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。

例えば前述した実施の形態では、二次電池としてリチウムイオン電池を例としたが、勿論、ニッケル水素電池やニッカド電池等であってもよい。これらの場合には、通常、図６において、充電電流のみの管理を行えばよい。

ＡＭＰ アンプ回路
ＢＡＴ 二次電池
ＢＦ バッファ回路
ＢＧＲ 参照電圧生成回路
Ｃ コンデンサ
ＣＨＧＣＴＬ 充電制御回路
ＣＨＧＤＥＶ 充電装置
ＣＨＧＩＣ 充電ＩＣ
ＣＬＫ クロック信号
ＣＭＰ 比較回路
ＣＲＥＦ 電流値設定用電圧
ＣＲＥＦＤＡＣ ディジタル・アナログ変換回路
ＣＳ 電流検出信号
ＣＳＥＮ 電流検出回路
ＤＣＤＣ ＤＣ−ＤＣ変換回路
ＤＧＮＤ 接地電源電圧
ＤＶ ドライバ回路
ＥＡ エラーアンプ回路
ＥＯ エラーアンプ信号
ＧＮＤ 接地電源電圧
Ｌ コイル
ＬＦ ループフィルタ回路
ＯＢＦ オフセットバッファ回路
ＰＷＭＢＫ ＰＷＭ制御回路ブロック
ＰＷＭＣＭＰ ＰＷＭ比較回路
ＰＷＭＣＴＬ ＰＷＭ制御回路
Ｑ トランジスタ
ＱＨ，ＱＬ スイッチ用トランジスタ
ＱＲ 出力トランジスタ
ＱＳ 外部スイッチ
Ｒ 抵抗
ＳＣＴＬ 外部スイッチ制御回路
ＳＯＢＦ 選択機能付きオフセットバッファ回路
ＳＹＳ 外部システム
Ｖ 電圧
ＶＢＧ 参照電圧
ＶＣＣ，ＶＤＡＣ 内部電源電圧
ＶＯＦＧ オフセット電圧生成回路
ＶＲＥＧ 内部電源生成回路
ＶＲＧ 基準電圧生成回路
ＶＲＧＢＫ 基準電圧生成回路ブロック
ＶＲＳＥＬ 基準電圧選択回路

Claims (14)

1. 第１直流電圧が入力され、スイッチング動作によって第２直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
   前記第２直流電圧を入力として所定の電流値を持つ充電電流を生成し、前記充電電流を二次電池に供給する充電制御回路と、
   前記二次電池の電池電圧が予め定められる切り替え電圧よりも低い範囲では、基準電圧として一定の第１電圧レベルを生成し、前記電池電圧が前記切り替え電圧よりも高い範囲では、前記基準電圧として前記電池電圧に対して一定のオフセット電圧を加算した第２電圧レベルを生成する基準電圧生成回路とを備え、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記第２直流電圧が前記基準電圧に追従するように前記スイッチング動作を制御する充電装置。
2. 請求項１記載の充電装置において、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記第２直流電圧と前記基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅器を備える充電装置。
3. 請求項２記載の充電装置において、
   前記第１電圧レベルは、前記切り替え電圧に前記オフセット電圧を加算した値に設定される充電装置。
4. 請求項３記載の充電装置において、
   前記基準電圧生成回路は、
   前記電池電圧が入力されるバッファ回路と、
   前記オフセット電圧を生成し、一端が前記バッファ回路の出力ノードに結合されるオフセット電圧生成回路とを備える充電装置。
5. 請求項４記載の充電装置において、
   前記オフセット電圧生成回路は、抵抗と、前記抵抗に対して前記オフセット電圧に応じた電流を供給する電流源とを備え、
   前記バッファ回路は、正極入力ノードに前記電池電圧が入力され、出力ノードに前記抵抗の一端が結合され、
   前記抵抗の他端は、前記バッファ回路の負極入力ノードに結合されると共に前記電流源の一端に結合される充電装置。
6. 請求項２記載の充電装置において、
   前記第１直流電圧は、ＵＳＢを介して供給される充電装置。
7. 請求項２記載の充電装置において、
   前記第２直流電圧は、前記充電制御回路と並行して外部のシステムに対しても供給可能となっており、
   前記第１電圧レベルは、前記外部のシステムの電源仕様に基づいて定められる充電装置。
8. 第１直流電圧が入力され、スイッチング動作によって第２直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、
   前記第２直流電圧を入力として所定の電流値を持つ充電電流を生成し、前記充電電流を二次電池に供給する充電制御回路と、
   予め値が定められる第３直流電圧を生成する電圧源と、
   前記二次電池の電池電圧と前記第３直流電圧の内のいずれか高い方の電圧を選択し、当該選択した電圧に対して所定のオフセット電圧を加算することで基準電圧を生成する基準電圧生成回路とを備え、
   前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記第２直流電圧が前記基準電圧に追従するように前記スイッチング動作を制御する充電装置。
9. 請求項８記載の充電装置において、
   前記第３直流電圧は、前記電池電圧が採り得る最大電圧値よりも低い値に設定される充電装置。
10. 請求項９記載の充電装置において、
    前記ＤＣ−ＤＣ変換回路は、前記第２直流電圧と前記基準電圧との誤差を増幅する誤差増幅器を備える充電装置。
11. 請求項１０記載の充電装置において、
    前記基準電圧生成回路は、
    前記電池電圧が入力される第１正極入力ノード、前記第３直流電圧が入力される第２正極入力ノード、負極入力ノード、ならびに出力ノードを備える第１バッファ回路と、
    前記出力ノードと前記負極入力ノードの間に結合される抵抗と、
    前記負極入力ノードに一端が結合され、前記抵抗に対して前記オフセット電圧に応じた電流を供給する電流源とを有する充電装置。
12. 請求項９記載の充電装置において、
    前記第１バッファ回路は、
    前記第１正極入力ノードの電圧と前記第２正極入力ノードの電圧の大小を比較する比較回路と、
    前記比較回路の比較結果に応じて前記第１および第２正極入力ノードのいずれか一方の電圧を出力する選択回路と、
    正極入力ノード、前記負極入力ノード、ならびに前記出力ノードを備え、前記正極入力ノードに前記選択回路の出力電圧が入力される第２バッファ回路とを有する充電装置。
13. 請求項１０記載の充電装置において、
    前記第１直流電圧は、ＵＳＢを介して供給される充電装置。
14. 請求項１０記載の充電装置において、
    前記第２直流電圧は、前記充電制御回路と並行して外部のシステムに対しても供給可能となっており、
    前記第３直流電圧の値は、前記外部のシステムの電源仕様に基づいて定められる充電装置。

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