JP2013168853A - 受信装置、受信方法および受信プログラム - Google Patents

Abstract

【課題】無線通信における伝搬路推定精度を大幅に改善することができる受信装置、受信方法および受信プログラムを提供する。
【解決手段】ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒは、受信信号からＧＩを除去する。ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒは、ステップＳ１０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒは、第１のパイロットシンボルを用いて推定に有効なパスの抽出を行う。伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒは第２のパイロットシンボルを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出し、パス抽出部が抽出したパス位置情報と第１のＣＦＲ推定値を用いてＣＩＲ推定値を算出し、その後第２のＣＦＲ推定値に変換する。
【選択図】図７

Description

本発明は、ＬＴＥやＬＴＥ−Ａなどの無線通信システムにおいて、復調用の伝搬路推定を行う受信装置、受信方法および受信プログラムに関する。

無線通信においては、特に広帯域伝送の場合、先行して受信するパスに加え、建物や山などの障害物からの反射を経由する等して遅延して到来するパスが存在し、このように複数のパスが到来する環境をマルチパス環境という。近年、このようなマルチパス環境で高速・高信頼伝送を実現する手法としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）が注目されており、ＬＴＥ（Long Term Evolution）やＬＴＥ−Ａ（LTE-Advanced）等の次世代移動通信システム、無線ＬＡＮ、放送等の様々な分野で採用されている。受信装置がＯＦＤＭ信号を復調する場合には、チャネル推定を行って、サブキャリア毎に伝搬路の周波数応答（Channel Frequency Response；ＣＦＲ）を算出する必要がある。これを実現するため、受信装置がその波形（あるいは、その信号系列）を予め記憶するパイロットシンボルを、送信装置から受信装置へ送信する方法がある。そのパイロットシンボルを用いて高精度なチャネル推定を行うには、高精度な遅延プロファイル（Power Delay Profile；ＰＤＰ）が必要となる。

特許文献１には、チャネルインパルス応答を推定する方法が記載されている。その方法は、パス抽出と、その抽出されたパス情報を用いたチャネルインパルス応答推定の二段階の処理から成る。ＯＦＤＭにこの技術を用いる場合、推定されたチャネルインパルス応答に時間周波数変換を施して周波数応答に変換してから用いる。

特表２００２−５２７９９７号公報

しかしながら、ＬＴＥ−Ａでは復調用の伝搬路推定を行うための参照信号として、ユーザ固有の復調用参照信号（Demodulation Reference Signal；ＤＭＲＳ）を用いており、ユーザの使用する帯域にしか参照信号が存在しないため、ＰＤＰの推定精度が低下し、結果として伝搬路推定精度も低下するという問題がある。

本発明は、斯かる実情に鑑み、無線通信における伝搬路推定精度を大幅に改善することができる受信装置、受信方法および受信プログラムを提供しようとするものである。

本発明は、復調以外の用途のパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定部と、前記電力遅延プロファイルと復調用のパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルとを用いて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、を備えることを特徴とする受信装置である。

本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは異なるリソースに配置されていることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、空間方向の多重方法が異なることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、配置される帯域幅が異なることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記第１のパイロットシンボルよりも前記第２のパイロットシンボルの方が配置される帯域幅が狭いことを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記第２のパイロットシンボルにデータ信号と同じプリコーディングがかかっていることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記電力遅延プロファイル設定部は、有効なパスを抽出してパス情報を生成するパス抽出部として動作し、
前記伝搬路推定部は、前記第２のパイロットシンボルを用いて、前記第２のパイロットシンボルが送信されるサブキャリアにおける周波数応答である第１の周波数応答を推定する第１の周波数応答推定部と、前記パス情報と前記第１の周波数応答を用いて、チャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記パス抽出部は、第１のパイロットシンボルを用いて、電力遅延プロファイル測定用の周波数応答である仮周波数応答を推定する仮周波数応答推定部と、前記仮周波数応答を仮チャネルインパルス応答に変換する周波数時間変換部と、前記仮チャネルインパルス応答のうち、電力の高い順に所定の数のパスを抽出するパス位置抽出部と、を備えることを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記パス抽出部は、選択したパスに候補パスを追加してテストチャネルインパルス応答を推定し、前記テストチャネルインパルス応答の伝搬路適合度を算出し、前記候補パスのうち、追加前の伝搬路適合度を下回るものを削除し、削除されなかった前記伝搬路適合度のうち、大きい順に所定の数のものを選択し、それらに対応する候補パスを新たな選択パスとして選択する一連の処理を、候補パスの個数が所定の数を下回るまで繰り返す、ことを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記パス抽出部は、前記伝搬路適合度として、前記仮周波数応答と前記候補パスを追加した場合の伝搬路推定値の誤差の評価値と、抽出したパス数が多くなることへのペナルティとの和を用いる、ことを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記伝搬路推定部は、前記チャネルインパルス応答推定部が出力するチャネルインパルス応答に時間周波数変換を行い、復調用の周波数応答である第２の周波数応答に変換する、ことを特徴とする。

また、本発明の受信装置において、前記電力遅延プロファイル設定部は、前記仮周波数応答推定部と、前記周波数時間変換部と、前記周波数時間変換部が出力する前記仮チャネルインパルス応答の電力を算出し、その電力を電力遅延プロファイルに変換し、周波数相関を算出するパス・区間変換部を備える区間抽出部として動作し、
前記伝搬路推定部は、前記第１の周波数応答と、前記周波数相関を用いて、復調用の周波数応答である第２の周波数応答を算出する、ことを特徴とする。

また、本発明は、復調以外の用途のパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定過程と、前記電力遅延プロファイルと復調用のパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルとを用いて伝搬路推定を行う伝搬路推定過程と、を備えることを特徴とする受信方法である。

また、本発明は、前記受信方法をコンピュータに実行させるための受信プログラムである。

この発明によれば、伝搬路推定精度を大幅に改善することができ、精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。

本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概要を示す図である。 送信装置ａ１が送信する送信信号を表す図である。 送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。 マッピング部ａ１０４−ｎＴが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例を示す図である。 マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例である。 ＣＳＩ−ＲＳの一例を示す図である。 第１の実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。 パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。 伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。 第ｉシンボルの送信アンテナａ１−ｎ_Ｔからの送信信号ｓ_ｎＴ，ｉ（ｔ）の構成を示す図である。 受信部ｂ１０２−ｎ_Ｒが受信した受信信号の第ｉシンボル付近の構成を示す図である。 符号ベクトルｄ_ｕを示す図である。 仮ＣＦＲ推定値にＩＦＦＴ等の周波数時間変換を施し、離散遅延時間０〜Ｌ−１までのパスのみを抽出して得られる波形の１例を示す図である。 入力される位置情報を統合する１例を示す図である。 第１の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 第２の実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。 パス抽出部ｂ２０５−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。 第２の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 第３の実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。 区間設定部ｂ３０５−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。 仮ＣＩＲ推定値を、連続値のＰＤＰに変換する１例を示す図である。 伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。 第３の実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信システムの概要を示す図である。

無線通信システムは、送信装置ａ１および受信装置ｂ１、受信装置１０１〜１０３を備える。送信装置ａ１は、例えば、移動通信システムの基地局（「基地局装置」と言うことがある。）であり、受信装置ｂ１、受信装置１０１〜１０３は、当該システムの端末（「端末装置」、「移動局」または「移動局装置」と言うことがある。）である。

図２は、送信装置ａ１が送信する送信信号を表している。受信装置ｂ１、受信装置１０１〜１０３に送信される信号は、帯域２０１〜２０４のいずれかに割り当てられる。以後、送信装置ａ１から受信装置ｂ１への送受信について説明する。また、受信装置ｂ１への信号は帯域２０２を用いるものとして説明する。これは、他の帯域であってもよい。なお、上記の説明では、受信装置の数を４とし、周波数帯域を４つに分割する場合について説明したが、４つでなくともよく、任意であり、例えば２や８等でもよい。

送信装置ａ１は、Ｎ_Ｔ個の送信アンテナａ１−１〜ａ１−Ｎ_Ｔを備え、そして受信装置ｂ１は、Ｎ_Ｒ個の受信アンテナｂ１−１〜ｂ１−Ｎ_Ｒを備える。したがって、無線通信システムは、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒ ＭＩＭＯ、特に、Ｎ_Ｔ×Ｎ_Ｒのシングルユーザー ＭＩＭＯを構成する。なお、ＭＩＭＯのことを「マイモ」や「ミモ」と言うことがある。

図３は、送信装置ａ１の構成を示す概略ブロック図である。

送信装置ａ１は、符号部ａ１０１、変調部ａ１０２−ｎ_Ｔ、パイロット生成部ａ１０３、マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔ、プリコーディング部ａ１０５、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部ａ１０６−ｎ_Ｔ、ＧＩ（Guard Interval；ガードインターバル）挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔ、送信部ａ１０８−ｎ_Ｔを含んで構成される。ここで、ｎ_Ｔ＝１、２、・・・、Ｎ_Ｔである。図３では、送信アンテナａ１−ｎ_Ｔを併せて示す。

符号部ａ１０１は、受信装置ｂ１に送信する情報ビットに対して、畳込み符号、ターボ符号、ＬＤＰＣ（Low Density Parity Check：低密度パリティ検査）符号などの誤り訂正符号を用いて符号化し、符号化ビットを生成する。符号部ａ１０１は、生成した符号化ビットを変調部ａ１０２−ｎ_Ｔに出力する。以後、受信装置ｂ１に送信する信号のストリーム数をＵとし、Ｎ_Ｔ個の変調部ａ１０２−ｎ_Ｔのうち、Ｕ個のみを用いる。なお、ここでＵは送信ストリーム数である。なお、１つの変調部の出力をシリアルパラレル変換により∪個の信号系列を生成しても良い。

変調部ａ１０２−ｎ_Ｔは、符号部ａ１０１から入力される符号化ビットを、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相変調）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調）などの変調方式を用いて変調し、変調シンボルを生成する。変調部ａ１０２−ｕは、生成した変調シンボルをマッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔに出力する。

パイロット生成部ａ１０３は、受信装置ｂ１が伝搬路推定を行うための参照信号として、Ｕ通りのパイロットシンボルを生成し、マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔに出力する。また、パイロット生成部ａ１０３は、受信装置１０１〜１０３が伝搬路推定を行うための参照信号も生成する。詳細はマッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔと併せて説明する。

マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔは、変調部ａ１０２−ｎ_Ｔから入力される変調シンボルと、パイロット生成部ａ１０３から入力されるパイロットシンボルを、予め定められたマッピング情報に基づいてリソースエレメント（時間−周波数帯域）にマッピングして周波数領域の信号を生成し、生成した周波数領域の信号をＩＦＦＴ部（周波数時間変換部ともいう）ａ１０６−ｎ_Ｔに出力する。なお、リソースエレメントとは、送信装置ａ１が送信するフレームにおいて１つのサブキャリアと１つの後述するＦＦＴ区間から成る、変調シンボルを配置する単位である。また、マッピング情報は、送信装置ａ１が決定し、送信装置ａ１から受信装置ｂ１へ予め通知される。

プリコーディング部ａ１０５は、マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔから入力される変調シンボルとパイロットシンボルにプリコーディングを施す。なお、ＣＲＳにはプリコーディングは行わない。その後、ＩＦＦＴ部ａ１０６−ｎ_Ｔへ出力する。

ＩＦＦＴ部ａ１０６−ｎ_Ｔは、プリコーディング部ａ１０５から入力される周波数領域の信号を周波数−時間変換し、時間領域の信号を生成する。ここで、ＩＦＦＴを行う単位の時間区間をＦＦＴ区間という。ＩＦＦＴ部ａ１０６−ｎ_Ｔは、生成した時間領域の信号をＧＩ挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔに出力する。

ＧＩ挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔは、ＩＦＦＴ部ａ１０６−ｎ_Ｔから入力される時間領域の信号に対して、ＦＦＴ区間の信号毎にＧＩを付加する。ここで、ＧＩとは、ＦＦＴ区間の信号の後方の一部を複製したものである。また、ゼロ区間やＧｏｌａｙ符号等を用いた既知信号区間としてもよい。ＧＩ挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔは、このような信号をＦＦＴ区間の信号の前方に付加する。

なお、ＦＦＴ区間と、ＧＩ挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔがその時間区間の信号に付加したＧＩの時間区間（ＧＩ区間という）と、を併せてＯＦＤＭシンボル区間という。また、ＯＦＤＭシンボル区間の信号をＯＦＤＭシンボルという。ＧＩ挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔは、ＧＩを付加した信号を送信部ａ１０８−ｎ_Ｔに出力する。

なお、ＧＩをＦＦＴ区間の後方に挿入してもよい。また、ＧＩはサイクリックプレフィックス（Cyclic Prefix；CP）とも呼ばれる。

送信部ａ１０８−ｎ_Ｔは、ＧＩ挿入部ａ１０７−ｎ_Ｔから入力される信号をデジタル・アナログ（ＤＡ）変換し、変換したアナログ信号を波形整形する。送信部ａ１０８−ｎ_Ｔは、波形整形した信号をベースバンド帯から無線周波数帯にアップコンバートし、送信アンテナａ１−ｎ_Ｔから受信装置ｂ１へ送信する。

図４は、マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例であり、ＬＴＥ−Ａ又はＬＴＥにおいてＣＲＳ（Cell specific Reference Signal）をパイロットシンボルとして挿入する場合について示している。ＣＲＳは、セル固有のパイロットシンボルであり、同一セルにいる端末は、同じものを受信する。１つの四角はリソースエレメントを表しており、図の４０１〜４０４のそれぞれに見られるように、時間方向に１４個、周波数方向に１２個配置された様子を表している。ここで、リソースエレメントとは、送信装置ａ１が送信する信号において、周波数軸上の１つのサブキャリアと時間軸上の１つのシンボル区間とから成る単位である。なお、この時間方向に１４個、周波数方向に１２個配置された単位をサブフレームと呼ぶ。ＣＲＳでは、４送信アンテナまでしかサポートしておらず、後述するＤＭＲＳと異なりプリコーディングも施されていないため、ＤＭＲＳ（Demodulation Reference Signal）を用いて復調を行うユーザが復調用の伝搬路推定に用いることはできない。以後、ＣＲＳの送信アンテナ数をＮ'_Ｔとする。

図５は、マッピング部ａ１０４−ｎ_Ｔが変調シンボルとパイロットシンボルをマッピングする例であり、ＬＴＥ−ＡにおいてＤＭＲＳをパイロットシンボルとして挿入する場合について示している。図５の５０１について説明すると、ＤＭＲＳが配置されているサブキャリア（１、６、１１）毎に、ＤＭＲＳを配置できるリソースエレメントがサブフレーム中に４つ存在する。この４つのリソースエレメントに、パイロットシンボルが最大４ストリーム分、プリコーディングを施した後にコード多重されて挿入される。また、図５の５０２の挿入パターンも用意されており、他のストリームの分のパイロットシンボルを挿入できるので、最大で８ストリームまで多重することができる。

図２に戻ると、ＣＲＳは２０１〜２０４の全帯域に挿入されるが、ＤＭＲＳは割り当てられた帯域にのみ挿入される。すなわち、受信装置ｂ１へのＤＭＲＳは帯域２０２にのみ挿入される。以後の説明では、第１のパイロットシンボルをパス位置検出用、第２のパイロットシンボルをチャネルインパルス応答推定用のパイロットシンボルとして用い、本実施形態では、一例として第１のパイロットシンボルをＣＲＳ、第２のパイロットシンボルをＤＭＲＳとして説明する。ただし、本発明はこれに限らず、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルが異なるパイロット配置であれば本発明に含まれる。また、配置が異なるとは、異なる周波数、時間など、異なるリソースエレメントに配置されていればよい。また、パイロットシンボルの種類が同じであっても、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルに分けることは可能であり、例えば、パイロットシンボル系列の奇数番目を第１のパイロットシンボル、偶数番目のパイロットシンボル系列を第２のパイロットシンボル系列とすることができる。また、例えば、第１のパイロットシンボルは、ＣＲＳではなく、図６に示すＬＴＥ−ＡのＣＳＩ−ＲＳ（CSI-Reference Signal）等でもよい。ＣＳＩ−ＲＳは、基地局にチャネル状態をフィードバックするために使用されるパイロットシンボルである。図６はＣＳＩ−ＲＳの一例を示しており、６０１〜６０４は、１つのサブフレームの中にＣＳＩ−ＲＳを配置するリソースエレメントが２つ用意されており、２つのストリームをコード多重して挿入する。それが４つ用意されているので、８ストリームまで挿入することができる。ＣＳＩ−ＲＳは、ＣＲＳと同様に全帯域に挿入される。また、ＬＴＥ−Ａのパイロットシンボルでなくてもよい。

また、以後の説明では、第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルが同じサブフレームに挿入される場合において説明するが、それぞれが時間的に異なるサブフレームに挿入される場合であってもよい。

図７は、本実施形態に係る受信装置ｂ１の構成を示す概略ブロック図である。

この図において、受信装置ｂ１は、受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒ、ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒ、ＦＦＴ部（時間周波数変換部ともいう）ｂ１０３−ｎ_Ｒ、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒ、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７、復号部ｂ１０８を含んで構成される。ここで、ｎ_Ｒ＝１、２、・・・、Ｎ_Ｒである。図７では、受信アンテナｂ１−ｎ_Ｒを併せて示す。

受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒは、送信装置ａ１が送信した送信信号を、受信アンテナｂ１−ｎ_Ｒを介して受信する。受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒは、受信した信号に対して、周波数変換及びアナログ−ディジタル（ＡＤ）変換を行う。

ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒは、受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒから入力される信号から、ＧＩを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒへ出力する。

ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒは、ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒから入力される時間領域の信号に対して時間周波数変換を行い、変換した周波数領域の信号をデマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒへ出力する。

デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒは、送信装置ａ１から予め通知されたマッピング情報に基づいてデマッピングし、データとパイロットシンボルを分離する。分離された第１のパイロットシンボルをパス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ、第２のパイロットシンボルを伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ、データをＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。

パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒは、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒから入力される第１のパイロットシンボルを用いてパス情報を算出し、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒへ出力する。具体的な処理は、図８を用いて後述する。

伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒは、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒから入力される第２のパイロットシンボルと、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒから入力されるパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出し、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。具体的な処理は、図９を用いて後述する。

ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒから入力されるＵ通りの第２のＣＦＲ推定値、すなわちＱＲ通りの第２のＣＦＲ推定値を用いて、ＺＦ（Zero Forcing）基準、ＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差：Minimum Mean Square Error）基準等のフィルタ係数を算出し、ＭＩＭＯ分離を行う。あるいは、ＱＲ通りの第２のＣＦＲ推定値を用いて、ＭＬＤ（最尤検出：Maximum Likelihood Detection）等の非線形処理を用いて分離を行なってもよい。これらの公知技術を用いて、ビット対数尤度比（Log Likelihood Ratio；ＬＬＲ）を算出し、復号部ｂ１０８へ出力する。

復号部ｂ１０８は、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７から入力されるビットＬＬＲを用いて、例えば、最尤復号法（Maximum Likelihood Decoding）、最大事後確率（Maximum A posteriori Probability；ＭＡＰ）、ｌｏｇ−ＭＡＰ、Ｍａｘ−ｌｏｇ−ＭＡＰ、ＳＯＶＡ（Soft Output Viterbi Algorithm）等を用いて、復号処理を行う。

図８は、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。

この図において、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒは、分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１、仮ＣＦＲ（周波数応答：Channel Frequency Response）推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔ、ＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔ、パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔ、パス位置統合部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５を含んで構成される。ここで、ｎ'_Ｔ＝１、２、・・・、Ｎ'_Ｔである。

分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１は、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒから入力される、第１のパイロットシンボルが挿入されたリソースエレメントの受信信号をストリーム毎に分離し、第ｎ'_Ｔストリームの分を仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔへ出力する。

仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔは、第１のパイロットシンボルが挿入されているサブキャリアのＣＦＲを推定する（仮ＣＦＲ推定値と呼ぶ）。仮ＣＦＲ推定値をＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔへ出力する。

ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔは、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔから入力される仮ＣＦＲ推定値に周波数時間変換を行い、仮チャネルインパルス応答（Channel Impulse Response；ＣＩＲ）推定値に変換する。仮ＣＩＲ推定値をパス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔに出力する。

パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔは、ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔから入力される仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順にＮ_ｓ個のパスを抽出する。抽出したパス情報をパス位置統合部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５へ出力する。なお、Ｎ_ｓの値は、５０、６０、７０等、受信装置ｂ１の設計段階で決めておいてもよいし、設計段階では可変として受信装置ｂ１のファームウェアやソフトウェアをアップデートする際に更新する等をしてもよい。

パス位置統合部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５は、パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔから入力されるＮ'_Ｔ通りのパス情報を統合し、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒへ出力する。この動作は動作原理と併せて後述する。

図９は、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。

この図において、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒは、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１、ＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−ｕ、第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕを含んで構成される。ここで、ｕ＝１、２、・・・、Ｕ_ｍａｘである。なお、Ｕ_ｍａｘは受信装置ｂ１が受信できる最大のストリーム数である。送信ストリーム数がＵ個の場合は、ｕ＝１、２、・・・、Ｕ_ｍａｘのうち、Ｕ個のみを用いる。これは以後も同様である。

第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１は、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒから入力される第２のパイロットシンボルを用いて、第２のパイロットシンボルが挿入されているサブキャリアの第１のＣＦＲを、多重されているＵ個のストリームの分だけ推定する。第２のパイロットシンボルがＤＭＲＳである場合は、対象となるサブキャリアでコード多重されているＤＭＲＳを解けばよい。推定した第ｕストリームの第１のＣＦＲ推定値をＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−ｕへ出力する。

ＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−ｕは、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１から入力される第ｕストリームの第１のＣＦＲ推定値と、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒから入力されるパス情報とを用いてＣＩＲ推定値を算出する。算出したＣＩＲ推定値を第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕへ出力する。

第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕは、ＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−ｕから入力されるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行い、ＣＦＲに変換する（第２のＣＦＲと呼ぶ）。第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕは、算出した第２のＣＦＲ推定値をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。

＜動作原理について＞
以下、受信装置ｂ１の動作原理について、図７を参照しながら説明する。

受信部ｂ１０２−ｎ_Ｒが受信した時刻ｔの受信信号ｒ_ｎＲ（ｔ）は、次式（１）〜（３）で表わされる。

ここで、Ｔ_Ｄは最大遅延時間、ｈ_{ｎＲ，ｎＴ}（τ）は、送信アンテナａ１−ｎ_Ｔから受信アンテナｂ１−ｎ_Ｒへの、遅延時間τにおける複素振幅、ｓ_ｎＴ（ｔ）は送信アンテナａ１−ｎ_Ｔからの送信信号、ｚ_ｎＲ（ｔ）は受信アンテナｂ１−ｎ_Ｒにおける雑音、ｓ_ｎＴ，ｉ（ｔ）は第ｉシンボルのみの送信アンテナａ１−ｎ_Ｔからの送信信号、ＮはＦＦＴポイント数、Ｓ_ｎＴ，_ｉ，ｎは第ｉシンボルの第ｎサブキャリアの送信アンテナａ１−ｎ_Ｔからの変調信号、Ｔ_Ｇはガードインターバル長、Ｔ_ｓはＯＦＤＭシンボル区間の長さ、Δ_ｆはサブキャリア間の周波数間隔である。なお、τ＝０〜Ｔ_Ｄの複素振幅ｈ_{ｎＲ，ｎＴ}（τ）をまとめてチャネルインパルス応答という。ただし、送信信号と受信信号の先行波が同期しているものとしてモデル化を行い、サブフレーム内でのチャネル変動は無いものとしている。

図１０に、第ｉシンボルの送信アンテナａ１−ｎ_Ｔからの送信信号ｓ_ｎＴ，ｉ（ｔ）の構成を示す。送信信号ｓ_ｎＴ（ｔ）は、これら１つ１つのＯＦＤＭシンボルが時間的に並んだ形で構成される。

図１１に、受信部ｂ１０２−ｎ_Ｒが受信した受信信号の第ｉシンボル付近の構成を示す。簡単のため、先行波と３つの遅延パスのみが到来する場合を示し、ｎ_Ｔ＝１として図示したが、実際は式（１）でモデル化したように、遅延パスは連続的に到来する。

以後、第ｉシンボルの復調・復号について考える。受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒでディジタル領域の受信信号が得られ、ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_ＲでＧＩを除去し、ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒで時間周波数変換を行う。これらの結果、得られる第ｉシンボルにおける第ｎサブキャリアの受信信号Ｒ_{ｎＲ，ｉ，ｎ}は、次式（４）〜（５）で表される。

ここで、Ｈ_{ｎＲ，ｎＴ，ｎ}は第ｎサブキャリアにおける送信アンテナａ１−ｎ_Ｔから受信アンテナｂ１−ｎ_ＲへのＣＦＲ、Ｚ_{ｎＲ，ｉ，ｎ}は第ｉシンボルにおける第ｎサブキャリアの受信アンテナｂ１−ｎ_Ｒにおける雑音、Δ_ｔはディジタル信号のサンプリング周波数であり、Δ_ｔ＝１／ＮΔ_ｆの関係がある。なお、Ｔ_ＤはＴ_Ｇを超えていないものとしてモデル化を行った。また、Ｔ_Ｇ＝Ｎ_ｇΔ_ｔである。なお、Ｓ_ｎＴ，_ｉ，ｎは図３の送信装置ａ１におけるプリコーディング部ａ１０５が出力する信号である。

受信アンテナｂ１−１〜ｂ１−Ｎ_Ｒにおける受信信号をベクトル表記したものをＲ_ｉ，ｎとすると、Ｒ_ｉ，ｎは次式（６）〜（８）で表される。

ここで、Ｈ_ｎはＮ_Ｒ×Ｎ_ＴのＣＦＲ行列、Ｓ_ｉ，ｎはＮ_Ｔ×１の送信信号ベクトル、Ｚ_ｉ，ｎはＮ_Ｒ×１の雑音ベクトル、Ｘ^ＴはＸの転置を表す。また、Ｎ_Ｔ×Ｕのプリコーディング行列Ｖを次式（９）で表すことにする。なお、プリコーディングをすることは伝送特性が改善するという点で好適であるが、プリコーディングをしない場合も本発明に含まれる。

第ｉシンボル第ｎサブキャリアの第ｕストリームにおけるプリコーディング前の送信信号をｃ_{ｕ，ｉ，ｎ}とすると、受信信号ベクトルＲ_ｉ，ｎは次式（１０）〜（１３）のように書き直せる。

従って、送信された変調シンボルであるｃ_{ｕ，ｉ，ｎ}を推定するには、プリコーディングの影響を受けた後のＣＦＲであるＨ_{ｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎ}を推定して用いればよい。

ここでは、復調に用いるＨ_{ｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎ}の推定値である第２のＣＦＲ推定値Ｈ''_{ｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎ}が得られているものとして、受信装置ｂ１の残りの機能を説明する。Ｈ''_{ｖ，ｎＲ，ｎＴ，ｎ}を推定するパス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒおよび伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒの動作原理は後述する。

ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、例えばＭＭＳＥ基準のＭＩＭＯ分離を用いた場合、第ｉシンボル第ｎサブキャリアの第ｕストリームにおける分離後シンボルｃ'_{ｕ，ｉ，ｎ}を次式（１４）、（１５）を用いて算出する。

ここで、Ｘ^ＨはＸの複素共役転置を表し、ｅ_ｕはサイズがＵ×１で、第ｕ要素だけが１で他が０のベクトルである。従って、例えばＵ＝４のとき、ｅ_２＝（０ １ ０ ０）^Ｔとなる。また、σ^２はＺ_{ｎＲ，ｉ，ｎ}の電力であり、復号の結果を用いて得られるｃ_{ｕ，ｉ，ｎ}のレプリカｃ''_{ｕ，ｉ，ｎ}を用いて、次式（１６）のように推定することができる。

ただし、Ｎ個全てのサブキャリアを使っていない場合は、適宜平均するサブキャリア数を調整する。この処理を、復号の終わっているシンボルで行えばよい。なお、式（１６）のようにサブキャリア方向の平均化だけでなく、シンボルに関して平均（ｉに関する平均）してもよいし、その際に過去の結果ほど忘却するような重み付け平均を行ってもよい。また、ｃ''_{ｕ，ｉ，ｎ}として、復号部ｂ１０８の出力結果を用いて作成されるソフトレプリカを用いてもよいし、あるいは復調結果を硬判定したハードレプリカを用いてもよい。また、復号結果ではなく、復調結果ｃ''_{ｕ，ｉ，ｎ}をそのまま用いてもよいし、あるいはそれを硬判定したハードレプリカを用いてもよい。また、パイロットシンボルに該当する場合は、そのままパイロットシンボルを用いればよい。

ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、式（１４）のＭＩＭＯ分離後シンボルｃ'_{ｕ，ｉ，ｎ}からビット対数尤度比を算出する。この算出処理には等価振幅利得が用いられる。具体的には、ＱＰＳＫの場合、次式（１７）で表わされる第ｉシンボル第ｎサブキャリアの第ｕストリームにおける等価振幅利得μ_{ｕ，ｉ，ｎ}に対して、ビット対数尤度比λは、次式（１８）、（１９）で表わされる。ここで、式（１８）、（１９）は、それぞれ、１ビット目のビットｂ_{ｕ，ｉ，ｎ，０}、２ビット目のビットｂ_{ｕ，ｉ，ｎ，１}のビット対数尤度比λ（ｂ_{ｕ，ｉ，ｎ，０}）、λ（ｂ_{ｕ，ｉ，ｎ，１}）である。

次に、伝搬路推定について説明する。まずは、図９を参照しながら第２のＣＦＲ推定値を算出する方法について説明し、その後に図８を参照しながらパス抽出について説明する。

第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１では、図５のように挿入されているＤＭＲＳを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出する。ＬＴＥ−Ａでは、図５の５０１のパターンに第１、２、５、７ストリームのＤＭＲＳ、５０２のパターンに第３、４、６、８ストリームのＤＭＲＳを挿入する。説明のため、図５の５０１を用いて、第１、２、５、７ストリームのＤＭＲＳを挿入する場合について説明する。

ＤＭＲＳでは、同一サブキャリアの４つのリソースエレメントを用いて符号多重を行う。サイズ４×１の第ｕストリームの符号ベクトルをｄ_ｕとすると、図５の５０１のＤＭＲＳが挿入されるサブキャリアの各リソースエレメントの信号は、次式（２０）のようになる。

ここで、ｃ_{ｐ，ｕ，ｎ}は第ｕストリームの第ｎサブキャリアにおけるパイロットシンボルであり、ｎは図５の５０１を参照すると、１、５、１１に制限される。該当するリソースエレメントには、第１、２、５、７ストリームからは信号を送信しない。また、ｄ_ｕは図１２で表される。従って、式（２０）が表すリソースエレメントにおける受信アンテナｂ１−ｎ_Ｒが受信する受信信号は、式（１０）を参照すると、次式（２１）のようになる。

このとき、第１のＣＦＲ推定値Ｈ'_{ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎ}は符号ベクトルｄ_ｕを式（２１）の受信信号ベクトルに乗算することで得ることができ、次式（２２）、（２３）のように表される。

これは、図１２の通り、ｄ_ｕ（ｕ＝１、２、５、７）がそれぞれ直交していることを利用している。ｕ＝３、４、６、８についても、式（２２）と同様の操作を、図５の５０２における該当サブキャリア（図中では０、４、１０）それぞれに対して行うことで、得ることができる。

次にＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎＲ−２−ｕを説明する。

第１の実施形態では、チャネルインパルス応答ｈ（τ）が、τ＝０、Δ_ｔ、・・・、ＤΔ_ｔでサンプリングできるものと仮定する。ここで、ＤΔ_ｔ＝Ｔ_ｄである。これは、伝搬路がＦＩＲ（Finite Impulse Response；有限インパルス応答）フィルタと仮定し、その係数を推定することでＣＩＲを推定したものとすることに相当する。このとき、第１のＣＦＲ推定値Ｈ'_{ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎ}を要素に持つベクトルＨ'_{ｖ，ｎＲ，ｕ}は次式（２４）〜（２８）のようになる。

ここで、ｎ_１、・・・ｎ_Ｐは、パイロットサブキャリアであり、Ｐはパイロットサブキャリア数である。図５の５０１を参照すると、ｎ_１＝１、ｎ_２＝５、ｎ_３＝１１であり、さらに割り当てられる周波数が続く場合は、ｎ_４＝１３、ｎ_５＝１７、ｎ_６＝２３、となっていく。また、ＦはＰ×Ｌの離散フーリエ変換行列であり、Ｌは想定する最大の離散遅延時間である。ＬはＬ＞Ｄとなっていればよく、大きめの値を設定すればよい。例えば、ＧＩポイント数Ｎ_ｇを設定してもよいし、それを超える値を設定してもよい。

このとき、ＣＩＲ推定ベクトルｈ_{ｖ，ｎＲ，ｕ}はＭＭＳＥを用いると、次式（２９）、（３０）のように表される。

ここで、Ｅ［Ｘ］はＸのアンサンブル平均を表し、Ｃ_ｖ，ｈの対角要素はＰＤＰを表す。Ｃ_ｖ，ｈは、後述するパス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒで求める。

次に、第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕを説明する。第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕは、ＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕから入力されるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行なって、第２のＣＦＲ推定値Ｈ''_{ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎ}を推定する。これは、次式（３１）、（３２）のように得ることができる。

ここで、Ｆ_Ａは、ｎ＝０〜ｎ＝Ｎ−１の全帯域をカバーするＮ×Ｌの離散フーリエ変換行列であり、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７には、ユーザの割り当てられた帯域における第２のＣＦＲ推定値Ｈ''_{ｖ，ｎＲ，ｕ，ｎ}を出力する。

次に、図８を参照しながら、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒの動作について説明する。分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１は、第ｎ'_ｔストリーム毎に第１のパイロットシンボルが配置されているリソースエレメントの受信信号を分離する。図４に戻ると、第１ストリームのＣＲＳは４０１におけるグレーのリソースエレメント、第２ストリームの場合は４０２におけるグレーのリソースエレメントの受信信号を取り出して、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_ｔに出力する。

図４の通り、ＣＲＳでは、パイロットシンボルがプリコーディングを施さずに送信され、同一リソースエレメントでは、他のアンテナから信号が送信されないため、仮ＣＦＲ推定値Ｈ'_{ｎＲ，ｎ'Ｔ、ｎ}を次式（３３）のように計算できる。

ここで、ｃ_{ｎ'Ｔ，ｉ，ｎ}はＣＲＳであり、シンボル番号ｉとサブキャリア番号が図４のグレーの位置である場合のみ成り立つ。なお、図４の４０１と４０２については、同一サブキャリアにパイロットシンボルが２つ配置されるので、それぞれの位置で式（３３）を用いて仮ＣＦＲ推定値を算出し、それら２つを平均したものを今後用いる。

ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔでは、式（３３）で得られる仮ＣＦＲ推定値Ｈ'_{ｎＲ，ｎ'Ｔ，ｎ}にＩＦＦＴ等の周波数時間変換を施す。さらに、離散遅延時間０〜Ｌ−１までのパスのみを抽出する。図１３は、この結果得られる波形の１例であり、Ｌ＝１０としている。パス１３０１〜１３１０のうち、レベルの高い順に６パス抽出する場合、パス１３０１〜１３０３、１３０６〜１３０８だけが残る。このように抽出したパス情報を、パス位置統合部ｂ１０５−ｎＲ−５に出力する。

パス位置統合部ｂ１０５−ｎＲ−５は、入力されるＮ'_Ｔ通りのパス位置情報を統合する。具体的には、離散遅延時間ｄが、１〜Ｎ'_Ｔのストリームのうち、いずれかで抽出されていれば、他のストリームで抽出されていなくても、その位置ｄは抽出したものとする。例えば、図１４のように統合される。

なお、図４の通り、ＣＲＳの場合は第１、２アンテナに挿入するパイロットシンボルが多いので、第１、２のみでパス抽出を行なってもよい。つまり、図８の、ｎ'_Ｔ＝１、２についてのみ、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔ〜パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔを動作させるようにしてもよい。また、第１、２のどちらか一方だけでパス抽出を行なってもよい。

抽出された位置を１、そうではない位置を０とするサイズＬ×１のパス位置情報ベクトルをｑとすると、式（２９）の計算で用いるＣ_ｖ，ｈを次式（３４）のように求める。

ここで、ｄｉａｇ（ｑ）は、ｑの各要素を主対角要素に持つＬ×Ｌの行列である。例えば、ｑ＝（１ １ ０ １）^Ｔのとき、次式（３５）のようになる。

また、αはハイパーパラメータであり、０．５や０．２５等の固定値を割り当ててもよいし、式（２９）を計算する度に、ＥＭ（Expectation Maximization）アルゴリズム等の公知技術を用いて最適化してもよい。

＜受信装置ｂ１の動作について＞
図１５は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図７の受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒが受信信号をＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒに出力した後の処理である。

（ステップＳ１０１）ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒは、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ１０２へ進む。

（ステップＳ１０２）ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒは、ステップＳ１０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。データが送信されたリソースエレメントの受信信号をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号をパス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒへ、第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒへ出力する。また、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒの分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１は、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を送信アンテナ毎に分離する。その後、ステップＳ１０３へ進む。

（ステップＳ１０３）仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔは、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントにおける仮ＣＦＲ推定値を送信アンテナ毎に算出する。その後、ステップＳ１０４へ進む。

（ステップＳ１０４）ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔは、ステップＳ１０３で得られる仮ＣＦＲ推定値に周波数時間変換を行い、仮ＣＩＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ１０５へ進む。

（ステップＳ１０５）パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔは、ステップＳ１０４で得られる仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順番に所定の数のパスを抽出する。その後、ステップＳ１０６へ進む。

（ステップＳ１０６）パス位置統合部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５は、ステップＳ１０５で得られる送信アンテナ毎のパス位置を統合する。その後、ステップＳ１０７へ進む。

（ステップＳ１０７）伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ（図９）の第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１は、ステップＳ１０２で得られる第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を用いて、第１のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ１０８へ進む。

（ステップＳ１０８）ＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−ｕは、ステップＳ１０６で得られるパス位置情報と、ステップＳ１０７で得られる第１のＣＦＲ推定値を用いて、ＣＩＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ１０９へ進む。

（ステップＳ１０９）第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕは、ステップＳ１０８で得られるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行い、第２のＣＦＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ１１０へ進む。

（ステップＳ１１０）ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、ステップＳ１０２で得られるデータが送信されたリソースエレメントの受信信号と、ステップＳ１０９で得られる第２のＣＦＲ推定値を用いてＭＩＭＯ分離を行い、符号化ビットのＬＬＲを算出する。その後、ステップＳ１１１へ進む。

（ステップＳ１１１）復号部ｂ１０８は、ステップＳ１１０で得られる符号化ビットのＬＬＲを用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ１は動作を終了する。

このように、本実施形態によれば、ＰＤＰ設定部はパス抽出部として動作し、第１のパイロットシンボルを用いて推定に有効なパスの抽出を行う。その後、伝搬路推定部は第２のパイロットシンボルを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出し、パス抽出部が抽出したパス位置情報と第１のＣＦＲ推定値を用いてＣＩＲ推定値を算出し、その後第２のＣＦＲ推定値に変換する。第２のパイロットシンボルが挿入される帯域より、第１のパイロットシンボルが挿入される帯域の方が広帯域である場合等にこの技術を用いることで、パス抽出精度が向上し、精度の向上したパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出することで、伝搬路推定精度が向上する。精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。

なお、上記第１の実施形態において、図７のように受信装置ｂ１がパス抽出部ｂ１０５−ｎ_ＲをＮ_Ｒ個備える場合について説明したが、１つであってもよい。その場合、１つのパス抽出部で抽出したパス情報を伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒのうち全てで共有することができる。

なお、上記第１の実施形態において、復調用の伝搬路推定値として第２のＣＦＲ推定値を用いる場合について説明したが、ＣＩＲ推定値を用いて干渉除去処理を行う受信装置等に、本実施形態の伝搬路推定技術を適用してもよい。

（第２の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第２の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置ａ１が第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルを周波数領域にマッピングして送信し、受信装置ｂ１が、第１のパイロットシンボルを用い、得られる仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順に所定の個数のパスを抽出する。また、第２のパイロットシンボルと得られるパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出する。本実施形態では、パスの伝搬路適合度を１つずつ算出し、伝搬路適合度が大きい順にパスを抽出していく場合について説明する。

本実施形態に係る送信装置ａ２の構成は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１と同じのため、説明を省略する。

図１６は、本実施形態に係る受信装置ｂ２の構成を示す概略ブロック図である。図１６の受信装置ｂ２と、図７の受信装置ｂ１とを比較すると、パス抽出部ｂ２０５−ｎ_Ｒが異なる。しかし、その他の機能（受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒ、ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒ、ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒ、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒ、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ動作は、受信装置ｂ１と同じである。第１の実施形態と同じ動作の説明は省略する。

図１７は、パス抽出部ｂ２０５−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。図１７のパス抽出部ｂ２０５−ｎ_Ｒと、図８のパス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒとを比較すると、ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔ、パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔ、パス位置統合部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５を備えず、テストＣＩＲ推定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−３、伝搬路適合度算出部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−４、不要候補パス除去部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５、判断部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−６、パス決定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−７を備える。しかし、その他の機能（分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔ）が持つ動作は、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒと同じである。パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒと同じ動作の説明は省略する。

また、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒは、一次記憶場所（図面を見やすくするために図示せず）を備え、「選択したパス（selected_path）」、「候補パス（candidate_path）」、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」および「伝搬路適合度（channel_match）」を記憶する。

テストＣＩＲ推定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−３は、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに加え、「候補パス（candidate_path）」の要素を１つ追加した場合のＣＩＲ推定値を、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔから入力される仮ＣＦＲ推定値を用いて算出する。すなわち、「候補パス（candidate_path）」の要素数分のＣＩＲ推定が行われる。算出したテストＣＩＲ推定値と、算出に用いた仮ＣＦＲ推定値を伝搬路適合度算出部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−４に出力する。

伝搬路適合度算出部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−４は、テストＣＩＲ推定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−３から入力される仮ＣＦＲ推定値と、「候補パス（candidate_path）」の要素数分のテストＣＩＲ推定値と、を用いて各場合の伝搬路適合度を算出し、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存する。伝搬路適合度の算出の詳細は、後述する。

伝搬路適合度算出部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−４は、算出した伝搬路適合度を不要候補パス除去部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５へ出力する。

不要候補パス除去部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５は、入力される伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」と比較して、前者が後者より小さい場合は、その小さな伝搬路適合度を「伝搬路適合度（channel_match）」の内容から削除する。また、不要候補パス除去部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５は、その小さな伝搬路適合度に対応する「候補パス（candidate_path）」の要素も削除する。その後、削除を行った後の「候補パス（candidate_path）」を判断部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−６へ出力する。

判断部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−６は、パス抽出処理を続行するか否かを判断する。不要候補パス除去部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５から入力される「候補パス（candidate_path）」の要素数が所定の個数より小さくなっていた場合、そこでパス抽出処理を終了とし、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号と「候補パス（candidate_path）」に保存されているパス番号をパス情報として伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒへ出力する。そうではない場合は、「候補パス（candidate_path）」をパス決定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−７へ出力する。なお、ここで用いる所定の個数は、受信装置ｂ２の設計段階で決めておいてもよいし、受信装置ｂ２のファームウェアやソフトウェアをアップデートする際に更新する等でもよい。特に、所定の個数を１とした場合は、「候補パス（candidate_path）」がなくなるまでパス抽出を行う。

パス決定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−７は、「伝搬路適合度（channel_match）」に保存されている伝搬路適合度のうち、最大のものを選択する。選択された伝搬路適合度に対応する「候補パス（candidate_path）」を、新たな抽出パスとして決定し、「選択したパス（selected_path）」に保存する。また、選択された伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存する。

＜動作原理について＞
初期値として、一次記憶場所の「選択したパス（selected_path）」を空とし、一次記憶場所の「候補パス（candidate_path）」を０〜Ｌとし、一次記憶場所の「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」を小さい値（例えば、負の無限大）とする。なお、Ｌは第１の実施形態と同様、想定する最大遅延時間である。

「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに、「候補パス（candidate_path）」の１つのパスを加えた場合の、送信アンテナｎ'_ＴからのテストＣＩＲ推定ベクトルｈ_{ｑ，ｎＲ，ｎ'Ｔ}を推定する。具体的には、式（２９）のＭＭＳＥの手法を用いればよい。ただし、式（２９）中のＣＦＲ推定ベクトルは式（３３）で得られる仮ＣＦＲ推定値を要素に持つものに変更し（H_{ｎＲ，ｎ'Ｔ}とする）、式（２９）中の離散フーリエ変換行列Ｆは、式（２５）における定義を変化させる。具体的には、式（２５）中のｎ_１、ｎ_２、・・・、ｎ_Ｐを、式（３３）で仮ＣＦＲを推定したサブキャリア番号に変更する。また、式（２９）中の雑音電力σ'^２も変更する。具体的には、図４を参照すると、ｎ'_Ｔ＝１、２の場合は、０．５σ^２とし、ｎ'_Ｔ＝３、４の場合はσ^２とする（σ_ｎ'Ｔ ^２とする）。

式（２９）中のＣ_ｖ、ｈは式（３４）でｑを「選択したパス（selected_path）」に保存されているパスに、「候補パス（candidate_path）」の１つのパスを加えた場合のものとすればよい。このとき、ｈ_{ｑ，ｎＲ，ｎ'Ｔ}の伝搬路適合度ｂ（ｑ）は、次式（３６）のように表される。

ただし、｜ｑ｜はｑの要素数、すなわちその時点で抽出されているパス数である。また、式（３６）の第１項は、仮ＣＦＲ推定値と、ｑのパス番号のときに算出したＣＩＲ推定値との誤差の評価値であり、具体的には相互相関を用いている。また、第２項はパス数が増加することに対するペナルティを表している。ｘはペナルティの大小を決めるパラメータであり、具体的には２やパイロットシンボルの配置されたサブキャリア数の自然対数値等を用いればよい。なお、２の場合はＡＩＣ（Akaike Information Criteria；赤池情報量規準）であり、パイロットシンボルの配置されたサブキャリア数の自然対数値の場合はＢＩＣ（Bayesian Information Criteria；ベイズ情報量規準）と呼ばれる。

＜受信装置ｂ２の動作について＞
図１８は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１６の受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒが受信信号をＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒに出力した後の処理である。

（ステップＳ２０１）ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒは、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ２０２へ進む。

（ステップＳ２０２）ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒは、ステップＳ２０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。データが送信されたリソースエレメントの受信信号をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号をパス抽出部ｂ２０５−ｎ_Ｒへ、第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒへ出力する。また、パス抽出部ｂ２０５−ｎ_Ｒの分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１は、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を送信アンテナ毎に分離する。その後、ステップＳ２０３へ進む。

（ステップＳ２０３）仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔは、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントにおける仮ＣＦＲ推定値を送信アンテナ毎に算出する。その後、ステップＳ２０４へ進む。

（ステップＳ２０４）テストＣＩＲ推定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−３は、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号に、「候補パス（candidate_path）」の各要素を追加した場合のテストＣＩＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ２０５へ進む。

（ステップＳ２０５）伝搬路適合度算出部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−４は、ステップＳ２０４で得られるテストＣＩＲ推定値のそれぞれについて、ステップＳ２０３で得られる仮ＣＦＲ推定値を用いて「伝搬路適合度（channel_match）」を算出する。その後、ステップＳ２０６へ進む。

（ステップＳ２０６）不要候補パス除去部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５は、ステップＳ２０５で得られる「伝搬路適合度（channel_match）」のうち、「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」を下回る要素を選択し、その要素に対応する候補パスの要素を削除する。その後、ステップＳ２０７へ進む。

（ステップＳ２０７）判断部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−６は、ステップＳ２０６の結果、「候補パス（candidate_path）」の要素数が所定の数を下回った場合、「選択したパス（selected_path）」に保存されているパス番号と「候補パス（candidate_path）」に保存されているパス番号を、パス情報として伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒへ出力する。その後、ステップＳ２０９へ進む。条件に当てはまらない場合、ステップＳ２０８へ進む。

（ステップＳ２０８）パス決定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−７は、「伝搬路適合度（channel_match）」の要素のうち、最大のものに対応する「候補パス（candidate_path）」の要素を選択し、「選択したパス（selected_path）」に移動する。すなわち、選択されたパス番号は「候補パス（candidate_path）」から削除される。その後、ステップＳ２０４へ戻る。

（ステップＳ２０９）伝搬路推定部ｂ１０６−ｎＲの第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１は、ステップＳ２０２で得られる第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を用いて、第１のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ２１０へ進む。

（ステップＳ２１０）ＣＩＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−ｕは、ステップＳ２０７で得られるパス位置情報と、ステップＳ２０９で得られる第１のＣＦＲ推定値を用いて、ＣＩＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ２１１へ進む。

（ステップＳ２１１）第２のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−ｕは、ステップＳ２１０で得られるＣＩＲ推定値に時間周波数変換を行い、第２のＣＦＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ２１２へ進む。

（ステップＳ２１２）ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、ステップＳ２０２で得られるデータが送信されたリソースエレメントの受信信号と、ステップＳ２１１で得られる第２のＣＦＲ推定値を用いてＭＩＭＯ分離を行い、符号化ビットのＬＬＲを算出する。その後、ステップＳ２１３へ進む。

（ステップＳ２１３）復号部ｂ１０８は、ステップＳ２１２で得られる符号化ビットのＬＬＲを用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ２は動作を終了する。

このように、本実施形態によれば、パス抽出部は、伝搬路適合度を向上させるパスを１つずつ抽出することで、不要なパスが抽出されることを防ぐことができる。このため、伝搬路推定精度が向上し、精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。

なお、上記第２の実施形態の説明では、式（３６）のように全ての送信アンテナからのテストＣＩＲ推定値を用いて伝搬路適合度を算出しているが、１つであってもよい。図４の通り、ｎ'_Ｔ＝１、２の方がパイロットシンボル数が多いため、それらのいずれかを用いればパス抽出精度を向上させることができる。

なお、上記第２の実施形態の説明では、パス決定部ｂ２０５−ｎ_Ｒ−７が１つの繰り返し処理で決定するパス数は１つとしたが、それより多くてもよく、例えば、３の場合は、伝搬路適合度の大きい順に３つのパスを抽出する。なお、その際は、３つのパスを追加した場合の伝搬路適合度を算出し、その伝搬路適合度を「１つ前の伝搬路適合度（channel_match_prev）」に保存する。

なお、上記第２の実施形態において、図１６のように受信装置ｂ２がパス抽出部ｂ２０５−ｎ_ＲをＮ_Ｒ個備える場合について説明したが、１つであってもよい。その場合、１つのパス抽出部で抽出したパス情報を伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒのうち全てで共有する。

（第３の実施形態）
以下、図面を参照しながら本発明の第３の実施形態について詳しく説明する。第１の実施形態では、送信装置ａ１が第１のパイロットシンボルと第２のパイロットシンボルを周波数領域にマッピングして送信し、受信装置ｂ１が、第１のパイロットシンボルを用い、得られる仮ＣＩＲ推定値のうち、電力の高い順に所定の個数のパスを抽出する。また、第２のパイロットシンボルと得られるパス情報を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出する。本実施形態では、得られるパス情報から連続的なＰＤＰを設定し、ＰＤＰから算出できる周波数相関を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出する場合について説明する。

本実施形態に係る送信装置ａ３の構成は、第１の実施形態に係る送信装置ａ１と同じため、説明を省略する。

図１９は、本実施形態に係る受信装置ｂ３の構成を示す概略ブロック図である。図１９の受信装置ｂ３と、図７の受信装置ｂ１とを比較すると、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒの代わりに区間設定部ｂ３０５−ｎ_Ｒを備え、伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒが異なる。しかし、その他の機能（受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒ、ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒ、ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒ、デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒ、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７、復号部ｂ１０８）が持つ動作は、受信装置ｂ１と同じである。第１の実施形態と同じ動作の説明は省略する。

図２０は、区間設定部ｂ３０５−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。図２０の区間設定部ｂ３０５−ｎ_Ｒと、図８のパス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒとを比較すると、パス位置抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔとパス統合部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５を備えず、パス・区間変換部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔと周波数相関算出部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５を備える。しかし、その他の機能（分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１、仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔ、ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎＲ−３−ｎ'_Ｔ）が持つ動作は、受信装置ｂ１と同じである。第１の実施形態と同じ動作の説明は省略する。

パス・区間変換部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔは、ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎＲ−３−ｎ'_Ｔから入力される仮ＣＩＲ推定値を、連続値のＰＤＰに変換する。具体的には、仮ＣＩＲ推定値が図１３のようになったとすると、図２１のように変換する。例えば、区間２１０１はパス１３０１から変換されており、パス１３０１の電力をａとすると、区間２１０１の高さをａ／Δ_ｔとし、区間２１０１の横幅はΔ_ｔとなる。このようにして得られるＰＤＰを、周波数相関算出部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５へ出力する。

周波数相関算出部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５は、まず、パス・変換部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔから入力されるＰＤＰを平均する。その後、平均されたＰＤＰから周波数相関を算出し、伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒへ出力する。周波数相関の算出方法の詳細は後述する。

図２２は、伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒの構成を示す概略ブロック図である。図２２の伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒと、図９の伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒとを比較すると、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１の動作は同じであるため、説明は省略する。

第２のＣＦＲ推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒ−２−ｕは、第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１から入力される第１のＣＦＲ推定値と、周波数相関算出部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５から入力される周波数相関の値から第２のＣＦＲ推定値を算出し、ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ出力する。

＜動作原理について＞
第１の実施形態の説明と同様に、まず第２のＣＦＲ推定値の算出方法を説明し、その中で必要となる周波数相関の算出方法を説明する。

第１の実施形態では式（３１）で算出されていた第２のＣＦＲ推定ベクトルＨ''_{ｖ，ｎＲ，ｕ}は次式（３７）〜（３９）のように表される。

ここで、Ｈ'_{ｖ，ｎＲ，ｕ}は第１の実施形態と同様に第１のＣＦＲ推定値であり、ρ_ｎ，ｍはサブキャリアｎとｍ間の周波数相関である。横軸を遅延時間τとするＰＤＰをＣ（τ）とすると、ρ_ｎ，ｍは次式（４０）のようになる。

ρ_ｎ，ｍは区間設定部より入力される。

次に、式（４０）の算出方法を説明する。図２１で説明した通り、本実施形態では、図１３のように、仮ＣＩＲ推定値を算出して、それから図２１のようなＰＤＰに変換する。これをＣ（τ）とすることで、式（４０）の計算を行う。

＜受信装置ｂ３の動作について＞
図２３は、本実施形態に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、この図が示す動作は、図１９の受信部ｂ１０１−ｎ_Ｒが受信信号をＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒに出力した後の処理である。

（ステップＳ３０１）ＧＩ除去部ｂ１０２−ｎ_Ｒは、受信信号からＧＩを除去する。その後、ステップＳ３０２へ進む。

（ステップＳ３０２）ＦＦＴ部ｂ１０３−ｎ_Ｒは、ステップＳ３０１で得られる信号に対して時間周波数変換を行う。デマッピング部ｂ１０４−ｎ_Ｒは、得られる周波数領域の信号から、データ、第１のパイロットシンボル、第２のパイロットシンボルそれぞれが送信されたリソースエレメントの受信信号を分離する。データが送信されたリソースエレメントの受信信号をＭＩＭＯ分離部ｂ１０７へ、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を区間設定部ｂ３０５−ｎ_Ｒへ、第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒへ出力する。また、区間設定部ｂ３０５−ｎＲの分離部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１は、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を送信アンテナ毎に分離する。その後、ステップＳ３０３へ進む。

（ステップＳ３０３）仮ＣＦＲ推定部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−ｎ'_Ｔは、第１のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントにおける仮ＣＦＲ推定値を送信アンテナ毎に算出する。その後、ステップＳ３０４へ進む。

（ステップＳ３０４）ＩＦＦＴ部ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−ｎ'_Ｔは、ステップＳ３０３で得られる仮ＣＦＲ推定値に周波数時間変換を行い、仮ＣＩＲ推定値に変換する。その後、ステップＳ３０５へ進む。

（ステップＳ３０５）周波数相関算出部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５は、ステップＳ３０４で得られる仮ＣＩＲ推定値をＰＤＰに変換し、変換したＰＤＰから周波数相関を算出する。その後、ステップＳ３０６へ進む。

（ステップＳ３０６）伝搬路推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒの第１のＣＦＲ推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１は、ステップＳ３０２で得られる第２のパイロットシンボルが送信されたリソースエレメントの受信信号を用いて、第１のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ３０７へ進む。

（ステップＳ３０７）第２のＣＦＲ推定部ｂ３０６−ｎ_Ｒ−２−ｕは、ステップＳ３０５で得られる周波数相関と、ステップＳ３０６で得られる第１のＣＦＲ推定値を用いて、第２のＣＦＲ推定値を算出する。その後、ステップＳ３０８へ進む。

（ステップＳ３０８）ＭＩＭＯ分離部ｂ１０７は、ステップＳ３０２で得られるデータが送信されたリソースエレメントの受信信号と、ステップＳ３０７で得られる第２のＣＦＲ推定値を用いてＭＩＭＯ分離を行い、符号化ビットのＬＬＲを算出する。その後、ステップＳ３０９へ進む。

（ステップＳ３０９）復号部ｂ１０８は、ステップＳ３０８で得られる符号化ビットのＬＬＲを用いて復号を行う。その後、受信装置ｂ３は動作を終了する。

このように、本実施形態によれば、ＰＤＰ設定部は、第１のパイロットシンボルを用いて仮ＣＩＲ推定値を算出し、算出した仮ＣＩＲ推定値をＰＤＰに変換し、変換したＰＤＰから周波数相関を算出する。また、第２のパイロットシンボルを用いて第１のＣＦＲ推定値を算出する。これらの周波数相関と、第１のＣＦＲ推定値を用いて、第２のＣＦＲ推定値を算出する。第１のパイロットシンボルが挿入される帯域の方が広帯域である場合等にこの技術を用いることで周波数相関算出精度が向上し、精度の向上した周波数相関を用いて第２のＣＦＲ推定値を算出することで、伝搬路推定精度が向上する。精度の向上した伝搬路推定値を用いることで、ＭＩＭＯ分離の精度を改善することができる。

なお、上記第３の実施形態の説明では、図２０の通り、周波数相関算出部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５は、パス・区間変換部ｂ３０５−ｎ_Ｒ−４−ｎ'_Ｔから入力されるＮ'_Ｔ通りのＰＤＰを平均してから周波数相関を算出するが、１つだけを用いてもよい。図４の通り、ｎ'_Ｔ＝１、２のパイロットシンボルの数が多いので、ｎ'_Ｔ＝１、２のいずれか１つを用いることで、周波数相関算出精度を向上させることができる。

なお、上記第３の実施形態において、第１の実施形態あるいは第２の実施形態のパス抽出を行なって、パス数を削減してからＰＤＰに変換してもよい。

なお、上記第１〜第３の実施形態の説明では、ＭＩＭＯ分離を行うことを前提としているが、ＭＩＭＯでなくともよい。ＭＩＭＯではない場合は、推定した第２のＣＦＲ推定値を伝搬路補償に用いる。

なお、上述した実施形態における送信装置ａ１及び受信装置ｂ１〜ｂ３の一部、例えば、パス抽出部ｂ１０５−ｎ_Ｒ、伝搬路推定部ｂ１０６−ｎ_Ｒをコンピュータで実現するようにしても良い。その場合、この制御機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現しても良い。

なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、送信装置ａ１又は受信装置ｂ１〜ｂ３に内蔵されたコンピュータシステムであって、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。さらに、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでも良い。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。

また、上述した実施形態における送信装置ａ１及び受信装置ｂ１〜ｂ３の一部、または全部を、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）等の集積回路として実現しても良い。送信装置ａ１及び受信装置ｂ１〜ｂ３の各機能ブロックは個別にプロセッサ化してもよいし、一部、または全部を集積してプロセッサ化しても良い。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いても良い。

以上、図面を参照してこの発明の一実施形態について詳しく説明してきたが、具体的な構成は上述のものに限られることはなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内において様々な設計変更等をすることが可能である。

ａ１ 送信装置
ａ１-１〜ａ１−Ｎ_Ｔ 送信アンテナ
ｂ１〜ｂ３，１０１，１０２，１０３ 受信装置
ｂ１−１〜ｂ１−Ｎ_Ｒ 受信アンテナ
ｂ１０１−１〜ｂ１０１−Ｎ_Ｒ 受信部
ｂ１０２−１〜ｂ１０２−Ｎ_Ｒ ＧＩ除去部
ｂ１０３−１〜ｂ１０３−Ｎ_Ｒ ＦＦＴ部
ｂ１０４−１〜ｂ１０４−Ｎ_Ｒ デマッピング部
ｂ１０５−１〜ｂ１０５−Ｎ_Ｒ パス抽出部
ｂ１０６−１〜ｂ１０６−Ｎ_Ｒ 伝搬路推定部
ｂ１０７ ＭＩＭＯ分離部
ｂ１０８ 復号部
ｂ１０５−ｎ_Ｒ−１ 分離部
ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−１〜ｂ１０５−ｎ_Ｒ−２−Ｎ’_Ｔ 仮ＣＦＲ推定部
ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−１〜ｂ１０５−ｎ_Ｒ−３−Ｎ’_Ｔ ＩＦＦＴ部
ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−１〜ｂ１０５−ｎ_Ｒ−４−Ｎ’_Ｔ パス位置抽出部
ｂ１０５−ｎ_Ｒ−５ パス位置統合部
ｂ１０６−ｎ_Ｒ−１ 第１のＣＦＲ推定部
ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−１〜ｂ１０６−ｎ_Ｒ−２−Ｕ_ＭＡＸ ＣＩＲ推定部
ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−１〜ｂ１０６−ｎ_Ｒ−３−Ｕ_ＭＡＸ 第２のＣＦＲ推定部
ｂ２０５−１〜ｂ２０５−Ｎ_Ｒ パス抽出部
ｂ２０５−ｎ_Ｒ−３ テストＣＩＲ推定部
ｂ２０５−ｎ_Ｒ−４ 伝搬路適合度算出部
ｂ２０５−ｎ_Ｒ−５ 不要候補パス除去部
ｂ２０５−ｎ_Ｒ−６ 判断部
ｂ２０５−ｎ_Ｒ−７ パス決定部
ｂ３０５−１〜ｂ３０５−Ｎ_Ｒ 区間設定部
ｂ３０６−１〜ｂ３０６−Ｎ_Ｒ 伝搬路推定部
ｂ３０５−ｎ_Ｒ−４−１〜ｂ３０５−ｎ_Ｒ−２−Ｎ’_Ｔ パス・区間変換部
ｂ３０５−ｎ_Ｒ−５ 周波数相関算出部
ｂ３０６−ｎ_Ｒ−２−１〜ｂ３０６−ｎ_Ｒ−２−Ｕ_ＭＡＸ 第２のＣＦＲ推定部

Claims (14)

1. 復調以外の用途のパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定部と、
   前記電力遅延プロファイルと復調用のパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルとを用いて伝搬路推定を行う伝搬路推定部と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは異なるリソースに配置されていることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、空間方向の多重方法が異なることを特徴とする請求項１または２に記載の受信装置。
4. 前記第１のパイロットシンボルと前記第２のパイロットシンボルは、配置される帯域幅が異なることを特徴とする請求項１〜３に記載の受信装置。
5. 前記第１のパイロットシンボルよりも前記第２のパイロットシンボルの方が配置される帯域幅が狭いことを特徴とする請求項１〜４に記載の受信装置。
6. 前記第２のパイロットシンボルにデータ信号と同じプリコーディングがかかっていることを特徴とする請求項１〜５に記載の受信装置。
7. 前記電力遅延プロファイル設定部は、
   有効なパスを抽出してパス情報を生成するパス抽出部として動作し、
   前記伝搬路推定部は、
   前記第２のパイロットシンボルを用いて、前記第２のパイロットシンボルが送信されるサブキャリアにおける周波数応答である第１の周波数応答を推定する第１の周波数応答推定部と、
   前記パス情報と前記第１の周波数応答を用いて、チャネルインパルス応答を推定するチャネルインパルス応答推定部と、
   を備えることを特徴とする請求項１〜６に記載の受信装置。
8. 前記パス抽出部は、
   第１のパイロットシンボルを用いて、電力遅延プロファイル測定用の周波数応答である仮周波数応答を推定する仮周波数応答推定部と、
   前記仮周波数応答を仮チャネルインパルス応答に変換する周波数時間変換部と、
   前記仮チャネルインパルス応答のうち、電力の高い順に所定の数のパスを抽出するパス位置抽出部と、
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
9. 前記パス抽出部は、
   選択したパスに候補パスを追加してテストチャネルインパルス応答を推定し、
   前記テストチャネルインパルス応答の伝搬路適合度を算出し、
   前記候補パスのうち、追加前の伝搬路適合度を下回るものを削除し、
   削除されなかった前記伝搬路適合度のうち、大きい順に所定の数のものを選択し、それらに対応する候補パスを新たな選択パスとして選択する一連の処理を、候補パスの個数が所定の数を下回るまで繰り返す、
   ことを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
10. 前記パス抽出部は、
    前記伝搬路適合度として、前記仮周波数応答と前記候補パスを追加した場合の伝搬路推定値の誤差の評価値と、抽出したパス数が多くなることへのペナルティとの和を用いる、
    ことを特徴とする請求項９に記載の受信装置。
11. 前記伝搬路推定部は、
    前記チャネルインパルス応答推定部が出力するチャネルインパルス応答に時間周波数変換を行い、復調用の周波数応答である第２の周波数応答に変換する、
    ことを特徴とする請求項７〜１０に記載の受信装置。
12. 前記電力遅延プロファイル設定部は、
    前記仮周波数応答推定部と、前記周波数時間変換部と、
    前記周波数時間変換部が出力する前記仮チャネルインパルス応答の電力を算出し、その電力を電力遅延プロファイルに変換し、周波数相関を算出するパス・区間変換部を備える区間抽出部として動作し、
    前記伝搬路推定部は、
    前記第１の周波数応答と、前記周波数相関を用いて、復調用の周波数応答である第２の周波数応答を算出する、
    ことを特徴とする請求項７に記載の受信装置。
13. 復調以外の用途のパイロットシンボルである第１のパイロットシンボルを用いて電力遅延プロファイルを得る電力遅延プロファイル設定過程と、
    前記電力遅延プロファイルと復調用のパイロットシンボルである第２のパイロットシンボルとを用いて伝搬路推定を行う伝搬路推定過程と、
    を備えることを特徴とする受信方法。
14. 請求項１３に記載の受信方法をコンピュータに実行させるための受信プログラム。

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