JP2013165384A

JP2013165384A - Power supply modulation device and amplification device

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Publication number: JP2013165384A
Application number: JP2012027148A
Authority: JP
Inventors: Hiromitsu Kuriyama; 浩充栗山; Tatsuhiro Shimura; 竜宏志村
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2012-02-10
Filing date: 2012-02-10
Publication date: 2013-08-22

Abstract

【課題】電源変調装置の高効率化を図る。
【解決手段】入力信号Ｖｅｎｖに対応した電力を出力するＡＣアンプ１４４と、入力信号の低周波成分に対応した電力を出力するスイッチング電源１４３と、を備えている。ＡＣアンプ１４４の出力とスイッチング電源１４２の出力とは加算されて出力電力Ｖｄとなる。出力電力Ｖｄは、ＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還されるよう構成されている。スイッチング電源１４３は、スイッチング電源１４３からの出力にリップル電圧が実質的に含まれるよう構成されており広帯域化が可能である。スイッチング電源１４３を広帯域化すると電源効率が向上する。リップル電圧は、前記負帰還によって、キャンセルされる。
【選択図】図２High efficiency of a power supply modulation device is achieved.
An AC amplifier 144 that outputs power corresponding to an input signal Venv and a switching power supply 143 that outputs power corresponding to a low-frequency component of the input signal are provided. The output of the AC amplifier 144 and the output of the switching power supply 142 are added to become output power Vd. The output power Vd is configured to be negatively fed back to the input side of the AC amplifier 144. The switching power supply 143 is configured such that a ripple voltage is substantially included in the output from the switching power supply 143, and can be widened. If the switching power supply 143 is widened, the power supply efficiency is improved. The ripple voltage is canceled by the negative feedback.
[Selection] Figure 2

Description

本発明は、電源変調装置及び増幅装置に関する。 The present invention relates to a power supply modulation device and an amplification device.

移動体通信用の基地局などの無線通信装置では、高周波信号を増幅するための増幅装置が用いられている。この種の増幅装置には、入力信号を増幅するためのパワーアンプが装備される。
パワーアンプは、電源装置からパワーアンプに供給される電力を用いて、入力信号を増幅する。ここで、増幅対象の入力信号は時間とともに増減することがあるため、電源装置からパワーアンプに供給される電力が一定であると、無駄な電力消費が生じてしまう。 In a wireless communication apparatus such as a base station for mobile communication, an amplifying apparatus for amplifying a high frequency signal is used. This type of amplifier is equipped with a power amplifier for amplifying an input signal.
The power amplifier amplifies an input signal using power supplied from the power supply device to the power amplifier. Here, since the input signal to be amplified may increase and decrease with time, if the power supplied from the power supply device to the power amplifier is constant, useless power consumption occurs.

増幅装置において、電力消費を抑制するための技術として、ＥＴ（Envelope Tracking）方式の電源変調装置が知られている（非特許文献１参照）。この技術は、パワーアンプに印加するドレイン電圧をパワーアンプの出力電力に応じて変化させることにより、ドレイン電圧が一定である場合に生じる電力ロスを低減させるものである。 As a technique for suppressing power consumption in an amplifying apparatus, an ET (Envelope Tracking) type power supply modulation apparatus is known (see Non-Patent Document 1). This technique reduces the power loss that occurs when the drain voltage is constant by changing the drain voltage applied to the power amplifier according to the output power of the power amplifier.

具体的には、電源変調装置は、パワーアンプに入力する高周波信号の振幅情報（エンベロープ）を抽出し、そのエンベロープに応じて、パワーアンプの電源電圧を変化させる。これにより、パワーアンプを飽和に近い状態で動作させる。一般に、パワーアンプは、飽和に近い状態で動作する程、信号の増幅に要する電力ロスは低下する。 Specifically, the power supply modulation device extracts amplitude information (envelope) of a high-frequency signal input to the power amplifier, and changes the power supply voltage of the power amplifier according to the envelope. As a result, the power amplifier is operated in a state close to saturation. Generally, the power loss required for signal amplification decreases as the power amplifier operates near saturation.

上記動作を実現するため、電源変調装置は、スイッチング電源とＡＣアンプとを備えている。スイッチング電源は、振幅情報の低周波成分に応じた電力を出力する。ＡＣアンプは、主に、振幅情報の高周波成分に応じた電力を出力する。電源変調装置は、スイッチング電源からの出力電力とＡＣアンプからの出力電力とを加算し、加算した電力を上記ドレイン電力として出力する。 In order to realize the above operation, the power supply modulation device includes a switching power supply and an AC amplifier. The switching power supply outputs power corresponding to the low frequency component of the amplitude information. The AC amplifier mainly outputs power corresponding to the high frequency component of the amplitude information. The power supply modulation device adds the output power from the switching power supply and the output power from the AC amplifier, and outputs the added power as the drain power.

V.Yousefzadeh, et al., “Efficiency optimization in linear-assisted switching power converters for envelope tracking in RF power amplifiers”, Circuits and Systems, ISCAS 2005. IEEE International Symposium on, 2005.V. Yousefzadeh, et al., “Efficiency optimization in linear-assisted switching power converters for envelope tracking in RF power amplifiers”, Circuits and Systems, ISCAS 2005. IEEE International Symposium on, 2005.

一般に、スイッチング電源は、高効率であるが、動作帯域が狭帯域である。そのため、スイッチング電源は、振幅情報の低周波成分に応じた電力を供給するのに用いられる。そして、振幅情報の高周波成分に応じた電力は、低効率であるが広帯域で動作できるＡＣアンプによって供給される。 In general, a switching power supply is highly efficient, but its operating band is narrow. Therefore, the switching power supply is used to supply power corresponding to the low frequency component of the amplitude information. The electric power corresponding to the high frequency component of the amplitude information is supplied by an AC amplifier that has a low efficiency but can operate in a wide band.

電源変調装置の電源効率を上げるには、ＡＣアンプよりも高効率であるスイッチング電源の広帯域化が望まれる。
そこで、本発明は、スイッチング電源を広帯域化して、電源変調装置の高効率化を図ることを目的とする。 In order to increase the power supply efficiency of the power supply modulation device, it is desired to increase the bandwidth of the switching power supply that is more efficient than the AC amplifier.
Therefore, an object of the present invention is to increase the efficiency of a power supply modulation device by widening the switching power supply.

（１）本発明は、入力信号に対応した電力を出力するＡＣアンプと、入力信号の低周波成分に対応した電力を出力するスイッチング電源と、を備え、前記ＡＣアンプの出力と前記スイッチング電源の出力とを加算して出力電力を生成するよう構成され、前記出力電力は、前記ＡＣアンプの入力側に負帰還されるよう構成され、前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力にリップル電圧が実質的に含まれるよう構成されていることを特徴とする電源変調装置である。 (1) The present invention includes: an AC amplifier that outputs power corresponding to an input signal; and a switching power supply that outputs power corresponding to a low-frequency component of the input signal, and the output of the AC amplifier and the switching power supply An output power is generated by adding the output, the output power is configured to be negatively fed back to the input side of the AC amplifier, and the switching power supply has a ripple voltage at the output from the switching power supply. A power supply modulation device characterized by being substantially included.

上記本発明によれば、スイッチング電源の出力にリップル電圧が含まれることが許容される。リップル電圧が許容されると、スイッチング電源が広帯域化することが容易であり、電源効率を上げることができる。 According to the present invention, the output of the switching power supply is allowed to include a ripple voltage. If the ripple voltage is allowed, it is easy to widen the switching power supply, and the power supply efficiency can be increased.

（２）前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力に含まれるリップル電圧のリップル比が０．０５％以上であるよう構成されているのが好ましい。 (2) It is preferable that the switching power supply is configured such that a ripple ratio of a ripple voltage included in an output from the switching power supply is 0.05% or more.

（３）前記スイッチング電源は、前記スイッチング電源からの出力に含まれるリップル電圧のリップル比が０．１％以上であるよう構成されているのが好ましい。 (3) The switching power supply is preferably configured such that a ripple ratio of a ripple voltage included in an output from the switching power supply is 0.1% or more.

（４）前記スイッチング電源は、入力信号の大きさに応じたパルス幅のパルス電力を出力するスイッチングデバイスと、前記パルス電力を平滑化するローパスフィルタと、を備え、前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記スイッチング電源のスイッチング周波数の１／２以下の周波数に設定されているのが好ましい。 (4) The switching power supply includes a switching device that outputs pulse power having a pulse width corresponding to the magnitude of an input signal, and a low-pass filter that smoothes the pulse power, and the cutoff frequency of the low-pass filter is: It is preferable that the frequency is set to be equal to or lower than ½ of the switching frequency of the switching power supply.

（５）前記ローパスフィルタの遮断周波数は、前記スイッチング電源のスイッチング周波数の２／５以下の周波数に設定されているのが好ましい。 (5) It is preferable that the cut-off frequency of the low-pass filter is set to a frequency that is 2/5 or less of the switching frequency of the switching power supply.

（６）前記ローパスフィルタは、前記ローパスフィルタの出力が、前記ＡＣアンプの出力と加算されるように配置されているのが好ましい。 (6) The low-pass filter is preferably arranged so that the output of the low-pass filter is added to the output of the AC amplifier.

（７）前記ローパスフィルタは、前記ＡＣアンプの出力側に設けられたキャパシタと、前記スイッチングデバイスの出力側に設けられたインダクタと、によって構成され前記ＡＣアンプの出力と前記スイッチングデバイスの出力とは、前記キャパシタ及び前記インダクタを介して、接続されているのが好ましい。 (7) The low-pass filter includes a capacitor provided on the output side of the AC amplifier and an inductor provided on the output side of the switching device. The output of the AC amplifier and the output of the switching device are It is preferable that they are connected via the capacitor and the inductor.

（８）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（７）のいずれか１項に記載の電源変調装置と、前記電源変調装置の前記出力電力が電源電力として供給される増幅器と、を備えていることを特徴とする増幅装置である。 (8) From another viewpoint, the present invention provides the power supply modulation device according to any one of (1) to (7), and an amplifier to which the output power of the power supply modulation device is supplied as power supply power. And an amplifying device characterized by comprising:

本発明によれば、スイッチング電源を広帯域化して、電源変調装置の高効率化を図ることができる。 According to the present invention, it is possible to increase the efficiency of the power supply modulation device by widening the switching power supply.

第１実施形態に係る増幅装置を示すブロック回路図である。1 is a block circuit diagram illustrating an amplifying device according to a first embodiment. 増幅装置に備えられたＥＴ電源を示すブロック回路図である。It is a block circuit diagram which shows the ET power supply with which the amplifier was equipped. スイッチング電源を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a switching power supply. パルス幅変調モジュールが出力するパルス信号を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the pulse signal which a pulse width modulation module outputs. 遮断周波数とスイッチング周波数との比と、電圧信号のリップル比およびＥＴ電源の電力効率との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the ratio of a cutoff frequency and a switching frequency, the ripple ratio of a voltage signal, and the power efficiency of ET power supply. 第２実施形態に係るＥＴ電源とスイッチング電源の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the ET power supply and switching power supply which concern on 2nd Embodiment.

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．増幅装置］
図１は、第１実施形態（及び後述の第２実施形態）に係る増幅装置１を示している。この増幅装置１は、例えば、移動体通信用の基地局などの無線通信装置において、送信用の無線信号を増幅するために用いられる。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[1. Amplification equipment]
FIG. 1 shows an amplifying apparatus 1 according to the first embodiment (and a second embodiment described later). The amplifying apparatus 1 is used for amplifying a radio signal for transmission in a radio communication apparatus such as a base station for mobile communication.

図１に示すように、増幅装置１は、パワーアンプ１０を備えている。パワーアンプ１０は、入力信号Ｐｉｎを増幅して、出力信号Ｐｏｕｔを出力する。パワーアンプ１０は、例えばＦＥＴ（Field Effect Transistor）型のトランジスタから構成される。 As shown in FIG. 1, the amplification device 1 includes a power amplifier 10. The power amplifier 10 amplifies the input signal Pin and outputs an output signal Pout. The power amplifier 10 is composed of, for example, a FET (Field Effect Transistor) type transistor.

パワーアンプ１０の入力側には、歪補償部（ＤＰＤ：Digital Pre-Distorter）１１が設けられている。歪補償部１１は、パワーアンプ１０の歪特性を打ち消すための歪補償を、入力信号(無線信号)Ｐｉｎに対して施す。パワーアンプ１０には、歪補償がなされた入力信号Ｐｉｎが入力される。なお、歪補償部１１とパワーアンプ１０との間には、Ｄ／Ａコンバータなどが設けられるが、図１では省略している。 A distortion compensator (DPD: Digital Pre-Distorter) 11 is provided on the input side of the power amplifier 10. The distortion compensation unit 11 performs distortion compensation for canceling the distortion characteristics of the power amplifier 10 on the input signal (radio signal) Pin. The power amplifier 10 receives an input signal Pin that has been subjected to distortion compensation. A D / A converter or the like is provided between the distortion compensation unit 11 and the power amplifier 10, but is omitted in FIG.

増幅装置１は、ＥＴ方式の電源変調装置であるＥＴ電源１４をさらに備えている。ＥＴ電源１４は、包絡線生成回路１３から入力信号Ｐｉｎの包絡線信号（振幅情報）Ｖｅｎｖを取得し、包絡線信号Ｖｅｎｖに応じた電圧（以下、「ドレイン電圧」という。）Ｖｄを、パワーアンプ１０への電源電圧として付与する。
包絡線生成回路１３は、歪補償部１１からＩＱ信号を取得し、ＩＱ信号に基づいて、包絡線信号を生成する。
なお、無線信号を増幅する増幅装置１の場合、包絡線信号は、例えば、ＤＣ〜２０ＭＨｚの周波数成分を持つ。 The amplifying apparatus 1 further includes an ET power source 14 that is an ET power source modulation device. The ET power supply 14 acquires an envelope signal (amplitude information) Venv of the input signal Pin from the envelope generation circuit 13 and uses a voltage (hereinafter referred to as “drain voltage”) Vd corresponding to the envelope signal Venv as a power amplifier. 10 is applied as a power supply voltage.
The envelope generation circuit 13 acquires an IQ signal from the distortion compensator 11 and generates an envelope signal based on the IQ signal.
In the case of the amplifying apparatus 1 that amplifies a radio signal, the envelope signal has a frequency component of DC to 20 MHz, for example.

ここで、図１のＥＴ電源１４は、デジタル信号処理によって歪補償を行う歪補償部１１からデジタル信号である包絡線信号を取得しているが、パワーアンプ１０に入力されるアナログ信号を、包絡線検波器によって検波して、包絡線信号を取得してもよい。 Here, the ET power supply 14 in FIG. 1 obtains an envelope signal, which is a digital signal, from the distortion compensation unit 11 that performs distortion compensation by digital signal processing, but converts the analog signal input to the power amplifier 10 into an envelope. An envelope signal may be obtained by detection with a line detector.

［２．ＥＴ電源］
図２に示すように、ＥＴ電源１４は、デジタル信号処理部１４１、ローパスフィルタ１４２、スイッチング電源１４３、及びＡＣアンプ１４４を備えている。 [2. ET power]
As shown in FIG. 2, the ET power supply 14 includes a digital signal processing unit 141, a low-pass filter 142, a switching power supply 143, and an AC amplifier 144.

デジタル信号処理部１４１は、ＥＴ電源１４の入力側に配され、包絡線信号Ｖｅｎｖが入力される。デジタル信号処理部１４１は、包絡線信号Ｖｅｎｖに対する所定のデジタル信号処理を行う。例えば、デジタル信号処理部１４１は、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄと、歪補償部１１による歪補償後の入力信号Ｐｉｎとが、パワーアンプ１０へ入力されるタイミングを調整する処理を行う。 The digital signal processing unit 141 is arranged on the input side of the ET power supply 14 and receives the envelope signal Venv. The digital signal processing unit 141 performs predetermined digital signal processing on the envelope signal Venv. For example, the digital signal processing unit 141 performs processing for adjusting the timing at which the drain voltage Vd output from the ET power supply 14 and the input signal Pin after distortion compensation by the distortion compensation unit 11 are input to the power amplifier 10. .

デジタル信号処理部１４１の後段において、ＥＴ電源１４の回路は２系統の回路に並列して分岐する。デジタル信号処理部１４１から出力された包絡線信号は、これら２系統の回路に与えられる。
分岐した回路の一方には、ローパスフィルタ１４２とスイッチング電源１４３とが設けられている。分岐した回路の他方には、ＡＣアンプ１４４が設けられている。 In the subsequent stage of the digital signal processing unit 141, the circuit of the ET power supply 14 branches in parallel with two systems of circuits. The envelope signal output from the digital signal processing unit 141 is given to these two systems of circuits.
One of the branched circuits is provided with a low-pass filter 142 and a switching power supply 143. An AC amplifier 144 is provided on the other side of the branched circuit.

これら２系統の回路は、加算部１４５において合流する。ＡＣアンプ１４４の出力とスイッチング電源１４３の出力は、加算部１４５において加算される。加算部１４５によって加算された後の電圧信号が、ドレイン電圧Ｖｄとして、ＥＴ電源１４から出力される。 These two systems of circuits join at the adder 145. The output of the AC amplifier 144 and the output of the switching power supply 143 are added by the adder 145. The voltage signal added by the adding unit 145 is output from the ET power supply 14 as the drain voltage Vd.

ＥＴ電源１４は、ドレイン電圧Ｖｄを、ＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還させるネガティブフィードバック経路ＦＰを有している。したがって、ＡＣアンプ１４４には、包絡線信号（ＥＴ電源の入力）に対して、ドレイン電圧Ｖｄ（ＥＴ電源の出力）の負帰還がなされた信号が与えられる。 The ET power supply 14 has a negative feedback path FP that negatively feeds back the drain voltage Vd to the input side of the AC amplifier 144. Therefore, the AC amplifier 144 is supplied with a signal obtained by performing negative feedback of the drain voltage Vd (output of the ET power supply) with respect to the envelope signal (input of the ET power supply).

分岐した回路の一方において、ローパスフィルタ１４２は、デジタル信号処理部１４１から出力された包絡線信号の高周波成分を除去し、高周波成分が除去された後の電圧信号Ｖ１をスイッチング電源１４３へ出力する。電圧信号Ｖ１は、包絡線信号の低周波成分を表す。 In one of the branched circuits, the low-pass filter 142 removes the high-frequency component of the envelope signal output from the digital signal processing unit 141, and outputs the voltage signal V1 from which the high-frequency component has been removed to the switching power supply 143. The voltage signal V1 represents the low frequency component of the envelope signal.

スイッチング電源１４３は、電圧信号Ｖ１に基づき、包絡線信号の低周波成分に応じて変動する電圧信号Ｖ２を出力する。スイッチング電源１４３の詳細については後述する。 The switching power supply 143 outputs a voltage signal V2 that varies according to the low-frequency component of the envelope signal based on the voltage signal V1. Details of the switching power supply 143 will be described later.

ＡＣアンプ１４４は、包絡線信号に対してドレイン電圧Ｖｄの負帰還がかけられた電圧信号Ｖ３を増幅し、増幅した後の電圧信号Ｖ４を、加算部１４５へ出力する。
このようにして、包絡線信号Ｖｅｎｖに基づき変調された電圧信号Ｖ２、Ｖ４が、上述の通り加算部１４５において合算されて、ドレイン電圧Ｖｄとしてパワーアンプ１０へ供給される。 The AC amplifier 144 amplifies the voltage signal V3 obtained by negatively feeding the drain voltage Vd to the envelope signal, and outputs the amplified voltage signal V4 to the adder 145.
In this manner, the voltage signals V2 and V4 modulated based on the envelope signal Venv are added together in the adder 145 as described above, and supplied to the power amplifier 10 as the drain voltage Vd.

［３．スイッチング電源］
図３に示すようにスイッチング電源１４３は、入力側から、パルス幅変調モジュール（ＰＷＭコントローラ）２０１、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂ、及びローパスフィルタ２０３を備えている。スイッチング電源１４３は、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂに一定の電圧Ｖａを印加する電源２０４をさらに備える。 [3. Switching power supply]
As shown in FIG. 3, the switching power supply 143 includes a pulse width modulation module (PWM controller) 201, switching devices 202a and 202b, and a low-pass filter 203 from the input side. The switching power supply 143 further includes a power supply 204 that applies a constant voltage Va to the switching devices 202a and 202b.

パルス幅変調モジュール２０１は、入力された電圧信号Ｖ１の大きさに応じたパルス幅のパルス信号（スイッチング信号）Ｖｐ１ａをスイッチングデバイス２０２ａへ出力する（図４（ａ）参照）。パルス幅は、入力された電圧信号Ｖ１の大きさを示している。また、パルス幅変調モジュール２０１は、パルス信号Ｖｐ１ａのＬｏｗ、Ｈｉｇｈが反転したパルス信号Ｖｐ１ｂをスイッチングデバイス２０２ｂへ出力する。
パルス幅変調モジュール２０１が出力するパルス信号（スイッチング信号）の周波数（スイッチング周波数）は、所定の周波数ｆｓｗに設定されている。スイッチング周波数ｆｓｗについては後述する。 The pulse width modulation module 201 outputs a pulse signal (switching signal) Vp1a having a pulse width corresponding to the magnitude of the input voltage signal V1 to the switching device 202a (see FIG. 4A). The pulse width indicates the magnitude of the input voltage signal V1. Further, the pulse width modulation module 201 outputs a pulse signal Vp1b obtained by inverting Low and High of the pulse signal Vp1a to the switching device 202b.
The frequency (switching frequency) of the pulse signal (switching signal) output from the pulse width modulation module 201 is set to a predetermined frequency fsw. The switching frequency fsw will be described later.

図３に戻り、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂは、パルス信号（スイッチング信号）Ｖｐ１ａ，Ｖｐ１ｂによってＯＮ／ＯＦＦがなされ、電源２０４とローパスフィルタ２０３とを接続および切断する。したがって、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂは、パルス信号Ｖｐ１と同期して、ＯＮ／ＯＦＦするパルス電圧Ｖｐ２を、ローパスフィルタ２０３へ出力する。 Returning to FIG. 3, the switching devices 202a and 202b are turned on / off by pulse signals (switching signals) Vp1a and Vp1b, and connect and disconnect the power source 204 and the low-pass filter 203. Therefore, the switching devices 202a and 202b output the pulse voltage Vp2 that is turned ON / OFF to the low-pass filter 203 in synchronization with the pulse signal Vp1.

ローパスフィルタ２０３は、入力されたパルス電圧Ｖｐ２から、高周波成分をカットすることで、パルス幅変調前のアナログ信号Ｖ１に変化に対応して変化する電圧信号Ｖ２を出力する。 The low-pass filter 203 outputs a voltage signal V2 that changes in response to a change in the analog signal V1 before pulse width modulation by cutting a high-frequency component from the input pulse voltage Vp2.

ローパスフィルタ２０３は、インダクタンスＬを有するインダクタ２０３ａと、キャパシタンスＣを有するキャパシタ２０３ｂとを備えるＬＣローパスフィルタである。
ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、インダクタンスＬとキャパシタンスＣに基づいて、ｆｃ＝１／（２π×（ＬＣ）^１／２）と計算される。 The low pass filter 203 is an LC low pass filter including an inductor 203a having an inductance L and a capacitor 203b having a capacitance C.
The cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 is calculated as fc = 1 / (2π × (LC) ^1/2 ) based on the inductance L and the capacitance C.

本実施の形態では、ローパスフィルタ２０３は、スイッチング電源１４３から出力される電圧信号Ｖ２が、スイッチング周波数ｆｓｗで変動するリップル電圧を実質的に含むよう、遮断周波数ｆｃが高められている。
ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを、スイッチング周波数ｆｓｗに対して、十分に小さくすると、スイッチング電源１４３の出力には、リップル電圧が実質的に存在しなくなる。
リップル電圧は、キャパシタ２０３ｂに含まれる等価直列抵抗（ＥＳＲ）に比例して大きくなる。キャパシタンスＣが大きくなるとＥＳＲは減少するため、キャパシタンスＣを大きくするとリップル電圧が小さくなる。したがって、ローパスフィルタ２０３に含まれるキャパシタンスＣを十分に大きくして、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを十分に小さくすれば、スイッチング電源１４３の出力には、リップル電圧が実質的に存在しなくなる。 In the present embodiment, the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is increased so that the voltage signal V2 output from the switching power supply 143 substantially includes a ripple voltage that fluctuates at the switching frequency fsw.
When the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is sufficiently small with respect to the switching frequency fsw, the ripple voltage substantially does not exist in the output of the switching power supply 143.
The ripple voltage increases in proportion to the equivalent series resistance (ESR) included in the capacitor 203b. Since the ESR decreases as the capacitance C increases, the ripple voltage decreases as the capacitance C increases. Therefore, if the capacitance C included in the low-pass filter 203 is sufficiently increased and the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is sufficiently decreased, the ripple voltage is substantially not present at the output of the switching power supply 143.

リップル電圧は、スイッチング電源１４３にとって不要なものであるため、通常のスイッチング電源１４３では、出力にリップル電圧が含まれなくなるように、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを十分に小さく設定される。従来、スイッチング電源１４３の出力にリップル電圧が含まれなくなるように、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、例えば、スイッチング周波数の１／２０に設定されていた。 Since the ripple voltage is unnecessary for the switching power supply 143, the normal switching power supply 143 sets the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 to be sufficiently small so that the output does not include the ripple voltage. Conventionally, the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is set to 1/20 of the switching frequency so that the ripple voltage is not included in the output of the switching power supply 143, for example.

しかし、リップル電圧の発生を防止するために、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを小さく設定すると、スイッチング電源１４３からは、遮断周波数ｆｃよりも高い周波数成分の電圧を出力することができず、スイッチング電源１４３の動作帯域が、狭帯域化する。 However, if the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is set to be small in order to prevent the ripple voltage from being generated, the switching power supply 143 cannot output a voltage having a frequency component higher than the cut-off frequency fc. The operating band 143 is narrowed.

そこで、本実施形態のスイッチング電源１４３は、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むことを許容し、広帯域化が図られている。 Therefore, the switching power supply 143 according to the present embodiment allows the voltage signal V2 to substantially include a ripple voltage, thereby achieving a wide band.

図４（ｂ）は、スイッチング電源１４３が出力する電圧信号Ｖ２の一例を示している。本実施形態では、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含む大きさに高められている。ここで、「実質的に含む」とは、リップル電圧の変動の幅であるリップル電圧Ｖｒｉｐと、電圧信号Ｖ２のリップル電圧を平均化した後の電圧Ｖａｖとの比Ｖｒｉｐ／Ｖａｖ（以下、「リップル比」と言う。）が実質的に０でないこと（たとえば、リップル比が０．０５％以上であるような場合）をいう。 FIG. 4B shows an example of the voltage signal V2 output from the switching power supply 143. In the present embodiment, the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is increased so that the voltage signal V2 substantially includes a ripple voltage. Here, “substantially includes” means the ratio Vrip / Vav (hereinafter, “ripple”) between the ripple voltage Vrip, which is the width of fluctuation of the ripple voltage, and the voltage Vav after averaging the ripple voltage of the voltage signal V2. Ratio ") is not substantially zero (for example, when the ripple ratio is 0.05% or more).

図４（ｂ）の波形は、スイッチング周波数ｆｓｗ＝１ＭＨｚとし、ローパスフィルタ２０３に入力されるパルス電圧Ｖｐ２の電圧が４８Ｖ、パルス幅の比率が５０％の場合において、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃをｆｓｗ／２に設定した場合のリップル電圧を示している。本来は、ローパスフィルタ２０３からは、２４Ｖで一定の電圧が出力されるべきであるが、ｆｃが比較的大きく設定されているため、大きなリップル電圧が生じている。 The waveform of FIG. 4B shows the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 when the switching frequency fsw = 1 MHz, the voltage of the pulse voltage Vp2 input to the low-pass filter 203 is 48V, and the ratio of the pulse width is 50%. The ripple voltage when set to fsw / 2 is shown. Originally, a constant voltage should be output at 24 V from the low-pass filter 203, but a large ripple voltage is generated because fc is set to be relatively large.

このようにローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを高めることにより、スイッチング電源１４３の周波数帯域を広げることができる。スイッチング電源１４３の電力効率は、ＡＣアンプ１４４の電力効率より高いため、上記のようにローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃを高めてスイッチング電源１４３の周波数帯域を広げることにより、ＥＴ電源１４の電源効率を上げることができる。
なお、ローパスフィルタ１４２の遮断周波数も、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃと同様に設定される。 Thus, by increasing the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203, the frequency band of the switching power supply 143 can be expanded. Since the power efficiency of the switching power supply 143 is higher than that of the AC amplifier 144, the power efficiency of the ET power supply 14 is increased by increasing the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 and expanding the frequency band of the switching power supply 143 as described above. Can be raised.
Note that the cutoff frequency of the low-pass filter 142 is also set in the same manner as the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203.

上記のようにスイッチング電源１４３から出力される電圧信号Ｖ２にはリップル電圧が含まれるが、図２の構成によれば、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄには、リップル電圧が略含まれなくなる。
すなわち、図２に示すように、ドレイン電圧Ｖｄは、フィードバック経路ＦＰを経由して、ＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還する。したがって、ドレイン電圧Ｖｄにリップル電圧が含まれていても、ドレイン電圧ＶｄがＡＣアンプ１４４に負帰還するため、ＥＴ電源１４の出力電圧Ｖｄからは、リップル電圧がキャンセルされる。
このように、本実施形態では、スイッチング電源１４３からリップル電圧が含まれた電圧信号Ｖ２が出力されることを許容することでスイッチング電源１４３を広帯域化しつつも、電圧ＶｄをＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還させることで、電圧Ｖｄにリップル電圧が含まれるのを防止できる。 As described above, the voltage signal V2 output from the switching power supply 143 includes a ripple voltage. However, according to the configuration of FIG. 2, the drain voltage Vd output from the ET power supply 14 substantially includes the ripple voltage. Disappear.
That is, as shown in FIG. 2, the drain voltage Vd is negatively fed back to the input side of the AC amplifier 144 via the feedback path FP. Therefore, even if the drain voltage Vd includes a ripple voltage, the drain voltage Vd is negatively fed back to the AC amplifier 144, so that the ripple voltage is canceled from the output voltage Vd of the ET power supply 14.
As described above, in the present embodiment, the switching power supply 143 is allowed to output the voltage signal V2 including the ripple voltage, thereby widening the switching power supply 143, and the voltage Vd is applied to the input side of the AC amplifier 144. Thus, it is possible to prevent ripple voltage from being included in the voltage Vd.

なお、フィードバック経路ＦＰが省略されたＥＴ電源では、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を含むと、ドレイン電圧Ｖｄもリップル電圧を含み得る。フィードバック経路ＦＰが省略されたＥＴ電源では、当該リップル電圧をキャンセルできる構成を有さないため、電圧信号Ｖ２に現れるリップル電圧が、そのまま、ドレイン電圧Ｖｄに現れる。 In the ET power supply in which the feedback path FP is omitted, when the voltage signal V2 includes a ripple voltage, the drain voltage Vd can also include the ripple voltage. Since the ET power supply in which the feedback path FP is omitted does not have a configuration that can cancel the ripple voltage, the ripple voltage that appears in the voltage signal V2 appears in the drain voltage Vd as it is.

図５（ａ）は、遮断周波数ｆｃとスイッチング周波数ｆｓｗとの比ｆｃ／ｆｓｗと、電圧信号Ｖ２のリップル比（％）との関係を示すグラフである。図５（ｂ）は、遮断周波数ｆｃとスイッチング周波数ｆｓｗとの比ｆｃ／ｆｓｗと、ＥＴ電源１４の電源効率（％）との関係を示すグラフである。図５（ａ）及び図５（ｂ）によれば、比ｆｃ／ｆｓｗが増加すると、リップル比とＥＴ電源１４の電力効率の両方が上昇する。 FIG. 5A is a graph showing the relationship between the ratio fc / fsw between the cutoff frequency fc and the switching frequency fsw and the ripple ratio (%) of the voltage signal V2. FIG. 5B is a graph showing the relationship between the ratio fc / fsw between the cutoff frequency fc and the switching frequency fsw and the power efficiency (%) of the ET power source 14. According to FIGS. 5A and 5B, when the ratio fc / fsw increases, both the ripple ratio and the power efficiency of the ET power supply 14 increase.

上記非特許文献１には、遮断周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｓｗの１／２０（＝０．０５）倍程度とする構成が開示されている。本実施の形態に係るＥＴ電源１４において、従来の技術に倣い遮断周波数ｆｃをスイッチング周波数ｆｓｗの１／２０倍程度とすると、図５（ａ）によればリップル比は略０％である。この場合、図５（ｂ）によれば、ＥＴ電源１４の電源効率は、遮断周波数ｆｃがｆｓｗの１／２０倍よりも高い場合に比較して、低い。 Non-Patent Document 1 discloses a configuration in which the cutoff frequency fc is about 1/20 (= 0.05) times the switching frequency fsw. In the ET power source 14 according to the present embodiment, when the cutoff frequency fc is about 1/20 times the switching frequency fsw according to the conventional technique, the ripple ratio is approximately 0% according to FIG. In this case, according to FIG. 5B, the power efficiency of the ET power source 14 is lower than that in the case where the cutoff frequency fc is higher than 1/20 times fsw.

これに対し、本実施の形態では、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、上記のように、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう設定される。この設定では、図５（ａ）によれば、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃが、スイッチング周波数ｆｓｗの１／１０倍程度以上に設定される。
たとえば、スイッチング周波数ｆｓｗが１［ＭＨｚ］であるパルス幅変調モジュール２０１が用いられる場合、本実施の形態では、遮断周波数ｆｃが１００［ｋＨｚ］程度以上に設定されることが要求される。たとえば、Ｌ＝１０［μＨ］、Ｃ＝２５０［ｎＦ］なるローパスフィルタ２０３（この場合、遮断周波数ｆｃは約１００［ｋＨｚ］）を用いることが可能である。
この場合（ｆｃ／ｆｓｗ＝０．１）、図５（ｂ）によれば、ＥＴ電源１４の電力効率は約８１．２４％であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．１％高い。つまり、遮断周波数ｆｃを高く設定することにより、ＥＴ電源１４の高効率化が図られる。図２の構成によれば、フィードバック経路によって、ドレイン電圧Ｖｄにリップル電圧が略含まれなくなるため、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数を、高く設定できる。よって、ＥＴ電源１４の電力効率の高効率化を実現することができる。 On the other hand, in the present embodiment, the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 is set so that the voltage signal V2 substantially includes the ripple voltage as described above. In this setting, according to FIG. 5A, the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is set to about 1/10 or more times of the switching frequency fsw.
For example, when the pulse width modulation module 201 having a switching frequency fsw of 1 [MHz] is used, the cutoff frequency fc is required to be set to about 100 [kHz] or more in the present embodiment. For example, a low-pass filter 203 with L = 10 [μH] and C = 250 [nF] (in this case, the cutoff frequency fc is about 100 [kHz]) can be used.
In this case (fc / fsw = 0.1), according to FIG. 5B, the power efficiency of the ET power supply 14 is about 81.24%, and the voltage signal V2 does not substantially contain the ripple voltage. Compared to power efficiency (about 81.15%), it is about 0.1% higher. That is, the efficiency of the ET power supply 14 can be increased by setting the cutoff frequency fc high. According to the configuration of FIG. 2, the ripple voltage is not substantially included in the drain voltage Vd by the feedback path, so that the cutoff frequency of the low-pass filter 203 can be set high. Therefore, high efficiency of the power efficiency of the ET power source 14 can be realized.

以上、第１実施形態の構成によれば、ドレイン電圧ＶｄをＡＣアンプ１４４へ負帰還させることにより、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄにリップル電圧が含まれることを抑制することができる。さらに、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃが通常より高く設定されるため、ＥＴ電源１４の電力効率を高めることができる。よって、ＥＴ電源１４からの出力電力にリップル電圧が含まれることを抑制しながら、ＥＴ電源１４の電力効率の高効率化を実現することができる。この結果、増幅装置１の電力効率も高効率化する。
なお、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、サンプリング定理に基づき、スイッチング周波数ｆｓｗの１／２倍以下、すなわちｆｃ≦ｆｓｗ／２を満たすよう設定されることが好ましい。 As described above, according to the configuration of the first embodiment, it is possible to suppress the ripple voltage from being included in the drain voltage Vd output from the ET power supply 14 by negatively feeding back the drain voltage Vd to the AC amplifier 144. Furthermore, since the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 is set higher than usual so that the voltage signal V2 substantially includes the ripple voltage, the power efficiency of the ET power supply 14 can be increased. Therefore, it is possible to achieve an increase in the power efficiency of the ET power supply 14 while suppressing the ripple voltage from being included in the output power from the ET power supply 14. As a result, the power efficiency of the amplifying apparatus 1 is also increased.
The cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is preferably set to satisfy ½ times the switching frequency fsw, that is, satisfy fc ≦ fsw / 2 based on the sampling theorem.

なお、図５（ａ）に示した特性は、ＥＴ電源１４毎に異なり得る。このため、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、個々のＥＴ電源１４の特性に応じて、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含む程度に調整される。このように、遮断周波数ｆｃがＥＴ電源１４の特性に応じて適宜選択されることにより、電源変調装置からの出力電力中のリップル電圧の抑制と、電源変調装置の高効率化とを両立を実現できる。 Note that the characteristics shown in FIG. 5A may be different for each ET power source 14. For this reason, the cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is adjusted to such an extent that the voltage signal V2 substantially includes the ripple voltage according to the characteristics of the individual ET power supplies 14. In this way, the cutoff frequency fc is appropriately selected according to the characteristics of the ET power supply 14, thereby realizing both suppression of the ripple voltage in the output power from the power supply modulation device and higher efficiency of the power supply modulation device. it can.

［４．第２実施形態］
図６は、第２実施形態に係るＥＴ電源１４とスイッチング電源１４３の構成を示す回路図である。本実施形態に係る増幅装置１は、第１実施形態に係る増幅装置１に比較して、ＥＴ電源１４の構成が異なる。すなわち、第２実施形態では、以下に説明する通り、上記第１実施形態におけるローパスフィルタ２０３の一部が、ＡＣアンプ１４４のための回路素子２０５ｂと共用されている。 [4. Second Embodiment]
FIG. 6 is a circuit diagram showing configurations of the ET power supply 14 and the switching power supply 143 according to the second embodiment. The amplifying apparatus 1 according to the present embodiment is different in the configuration of the ET power source 14 from the amplifying apparatus 1 according to the first embodiment. That is, in the second embodiment, as described below, a part of the low-pass filter 203 in the first embodiment is shared with the circuit element 205b for the AC amplifier 144.

本実施形態に係るローパスフィルタ２０５は、第１実施例の場合と同様の位置に配されたインダクタ２０５ａと、第１実施例の場合と異なる位置に配されたキャパシタ２０５ｂとから構成される、ＬＣローパスフィルタである。
キャパシタ２０５ｂは、インダクタ２０５ａの後段から、ＡＣアンプ１４４の後段へ移動されている。パルス電圧Ｖｐ２は、インダクタ２０５ａを介してキャパシタ２０５ｂに印加され、インダクタ２０５ａとキャパシタ２０５ｂによって平滑化される。ＡＣアンプ１４４から出力される電圧信号（交流信号）は、キャパシタ２０５ｂにチャージされた電圧に加算される。 The low-pass filter 205 according to the present embodiment includes an inductor 205a arranged at the same position as in the first example, and a capacitor 205b arranged at a different position from the case of the first example. It is a low-pass filter.
The capacitor 205b is moved from the subsequent stage of the inductor 205a to the subsequent stage of the AC amplifier 144. The pulse voltage Vp2 is applied to the capacitor 205b through the inductor 205a, and is smoothed by the inductor 205a and the capacitor 205b. The voltage signal (AC signal) output from the AC amplifier 144 is added to the voltage charged in the capacitor 205b.

上記第１実施形態と同様、ローパスフィルタ２０５は、フィードバック経路ＦＰが遮断された状態でＥＴ電源１４が駆動された場合において、リップル電圧を実質的に含む電圧信号Ｖ２がスイッチング電源１４３から出力されるよう、遮断周波数ｆｃが調整されている。本実施形態においても、上記第１実施形態と同様、フィードバック経路ＦＰによってドレイン電圧ＶｄがＡＣアンプ１４４に負帰還されるため、ドレイン電圧Ｖｄはリップル電圧を略含まない。すなわち、上記第１実施の形態で説明した通り、かかるフィードバックにより、ＡＣアンプ１４４からの出力がドレイン電圧Ｖｄ中のリップル電圧を抑制するよう調整され、これにより、ドレイン電圧Ｖｄに生じるリップル電圧が抑制される。 Similar to the first embodiment, the low-pass filter 205 outputs a voltage signal V2 substantially including a ripple voltage from the switching power supply 143 when the ET power supply 14 is driven in a state where the feedback path FP is cut off. Thus, the cutoff frequency fc is adjusted. Also in this embodiment, since the drain voltage Vd is negatively fed back to the AC amplifier 144 through the feedback path FP as in the first embodiment, the drain voltage Vd does not substantially include the ripple voltage. That is, as explained in the first embodiment, the feedback adjusts the output from the AC amplifier 144 to suppress the ripple voltage in the drain voltage Vd, thereby suppressing the ripple voltage generated in the drain voltage Vd. Is done.

なお、ローパスフィルタ２０５は、第１実施形態の加算部１４５に相当する機能を有する。すなわち、キャパシタ２０５ｂは、スイッチング電源１４３から出力される低周波の信号成分がＡＣアンプ１４４に逆流することを防止し、インダクタ２０３ａは、ＡＣアンプ１４４から出力される高周波の信号成分が、スイッチングデバイス２０２ａ，２０２ｂに流入することを防止する。 The low-pass filter 205 has a function corresponding to the adding unit 145 of the first embodiment. That is, the capacitor 205b prevents a low-frequency signal component output from the switching power supply 143 from flowing back to the AC amplifier 144, and the inductor 203a causes the high-frequency signal component output from the AC amplifier 144 to be switched to the switching device 202a. , 202b is prevented.

以上、第２実施形態の構成によれば、上記第１実施形態の場合と同様、ドレイン電圧ＶｄがＡＣアンプ１４４の入力側に負帰還されるため、ＥＴ電源１４から出力されるドレイン電圧Ｖｄはリップル電圧を略含まない。また、第１実施形態の場合と同様、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃが通常より高く設定されるため、ＥＴ電源１４の電力効率が上昇する。よって、ＥＴ電源１４からの出力電力にリップル電圧が含まれることを抑制しながら、ＥＴ電源１４の電力効率の高効率化を実現することができる。 As described above, according to the configuration of the second embodiment, since the drain voltage Vd is negatively fed back to the input side of the AC amplifier 144 as in the case of the first embodiment, the drain voltage Vd output from the ET power supply 14 is Ripple voltage is not included. Further, as in the case of the first embodiment, since the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 is set higher than usual so that the voltage signal V2 substantially includes the ripple voltage, the power efficiency of the ET power source 14 increases. Therefore, it is possible to achieve an increase in the power efficiency of the ET power supply 14 while suppressing the ripple voltage from being included in the output power from the ET power supply 14.

［５．リップル比または遮断周波数ｆｃの選択］
第１実施形態および第２実施形態のＥＴ電源１４は、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含むよう構成されている。具体的には、ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、図５（ａ）に示される特性に基づき、リップル比が０．０５％以上である電圧信号Ｖ２を出力するよう調整されている。
リップル比または遮断周波数ｆｃは、以下のように、ＥＴ電源１４の電力効率が向上するよう、さらに限定的に選択されてもよい。 [5. Selection of ripple ratio or cutoff frequency fc]
The ET power supply 14 of the first embodiment and the second embodiment is configured such that the voltage signal V2 substantially includes a ripple voltage. Specifically, the cutoff frequency fc of the low-pass filter 203 is adjusted based on the characteristics shown in FIG. 5A so as to output the voltage signal V2 having a ripple ratio of 0.05% or more.
The ripple ratio or the cut-off frequency fc may be selected more limitedly so that the power efficiency of the ET power supply 14 is improved as follows.

（１）リップル比≧０．１％（比ｆｃ／ｆｓｗ≧約０．１３）：この場合、ＥＴ電源１４の電力効率は、約８１．２９％以上であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．１４％高く、さらに好ましい。
（２）リップル比≧０．１５％（比ｆｃ／ｆｓｗ≧約０．１６）：この場合、ＥＴ電源１４の電力効率は、約８１．３２％以上であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．１７％高く、さらに好ましい。
（３）リップル比≧０．２％（比ｆｃ／ｆｓｗ≧約０．２）：この場合、ＥＴ電源１４の電力効率は、約８１．６９％以上であり、電圧信号Ｖ２がリップル電圧を実質的に含まない場合の電力効率（約８１．１５％）に比較して、約０．５７％高く、特に好ましい。
（４）ローパスフィルタ２０３の遮断周波数ｆｃは、サンプリング定理に基づく限界値ｆｓｗ／２より１０％程度以上低く、すなわちｆｓｗの２／５倍程度以下に設定されることが好ましい。このように遮断周波数ｆｃが設定されることにより、ＥＴ電源１４の動作の安定性が向上する。 (1) Ripple ratio ≧ 0.1% (ratio fc / fsw ≧ about 0.13): In this case, the power efficiency of the ET power supply 14 is about 81.29% or more, and the voltage signal V2 substantially exhibits the ripple voltage. Compared to the power efficiency (about 81.15%) when not included, it is more preferable, about 0.14% higher.
(2) Ripple ratio ≧ 0.15% (ratio fc / fsw ≧ about 0.16): In this case, the power efficiency of the ET power source 14 is about 81.32% or more, and the voltage signal V2 substantially exhibits the ripple voltage. Compared to the power efficiency (about 81.15%) when not included, it is more preferable, about 0.17% higher.
(3) Ripple ratio ≧ 0.2% (ratio fc / fsw ≧ about 0.2): In this case, the power efficiency of the ET power source 14 is about 81.69% or more, and the voltage signal V2 substantially exhibits the ripple voltage. It is particularly preferable because it is about 0.57% higher than the power efficiency (about 81.15%) when not included.
(4) The cut-off frequency fc of the low-pass filter 203 is preferably set to be about 10% or more lower than the limit value fsw / 2 based on the sampling theorem, that is, about 2/5 times fsw or less. By setting the cut-off frequency fc in this way, the stability of the operation of the ET power supply 14 is improved.

［６．その他の変更例］
上記実施形態では、パワーアンプ１０に電圧（ドレイン電圧Ｖｄ）を付与するＥＴ電源１４の構成が説明されたが、電圧に限らず、パワーアンプ１０に電流（または電力）を付与する機能を有するＥＴ電源１４が用いられてもよい。この場合、デジタル信号処理部１４１は、入力した包絡線信号Ｖｅｎｖを、ＥＴ電源１４が利用できる態様の電流（または電力）に変換する。当該構成を有するＥＴ電源１４が用いられる場合、ＡＣアンプ１４４には、ＥＴ電源１４の出力に実質的に含まれるリップルをキャンセルするための信号がフィードバックされる。結果、上記構成を有するＥＴ電源１４は、リップルを略含まない電流をパワーアンプ１０に付与する。 [6. Other changes]
In the above embodiment, the configuration of the ET power supply 14 that applies a voltage (drain voltage Vd) to the power amplifier 10 has been described. However, the ET has a function of applying a current (or power) to the power amplifier 10 as well as the voltage. A power source 14 may be used. In this case, the digital signal processing unit 141 converts the input envelope signal Venv into a current (or electric power) that can be used by the ET power supply 14. When the ET power supply 14 having the configuration is used, a signal for canceling a ripple substantially included in the output of the ET power supply 14 is fed back to the AC amplifier 144. As a result, the ET power supply 14 having the above configuration applies a current substantially free of ripples to the power amplifier 10.

［７．付言］
本発明に関して、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 [7. Addendum]
With respect to the present invention, the embodiments disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is not meant to be described above, but is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of the claims.

１増幅装置
１０パワーアンプ（増幅器）
１４ＥＴ電源（電源変調装置）
１４３スイッチング電源
１４４ＡＣアンプ
１４５加算部
２０１パルス幅変調モジュール
２０２ａ，２０２ｂスイッチングデバイス
２０３ローパスフィルタ
２０３ａインダクタ
２０３ｂキャパシタ
２０４電源
２０５ローパスフィルタ
２０５ａインダクタ
２０５ｂキャパシタ
ｆｃ遮断周波数
ｆｓｗスイッチング周波数
ＦＰフィードバック経路
Ｖｄドレイン電圧（出力電圧）
Ｖｐ１ａ，Ｖｐ１ｂパルス信号
Ｖｐ２パルス電圧（パルス電力）
Ｖｅｎｖ包絡線信号（入力信号）
Ｖ４電圧信号（交流電力、ＡＣアンプの出力）
Ｖ２電圧信号（ローパスフィルタの出力） 1 Amplifier 10 Power amplifier (Amplifier)
14 ET power supply (Power supply modulation device)
143 Switching power supply 144 AC amplifier 145 Adder 201 Pulse width modulation module 202a, 202b Switching device 203 Low pass filter 203a Inductor 203b Capacitor 204 Power supply 205 Low pass filter 205a Inductor 205b Capacitor fc Cutoff frequency fsw Switching frequency FP Feedback path Vd Drain voltage (Output voltage )
Vp1a, Vp1b Pulse signal Vp2 Pulse voltage (pulse power)
Venv envelope signal (input signal)
V4 voltage signal (AC power, AC amplifier output)
V2 voltage signal (Low-pass filter output)

Claims

An AC amplifier that outputs power corresponding to the input signal;
A switching power supply that outputs power corresponding to the low frequency component of the input signal;
With
An output power is generated by adding the output of the AC amplifier and the output of the switching power supply,
The output power is configured to be negatively fed back to the input side of the AC amplifier,
The switching power supply is configured such that a ripple voltage is substantially included in an output from the switching power supply.

The power supply modulation device according to claim 1, wherein the switching power supply is configured such that a ripple ratio of a ripple voltage included in an output from the switching power supply is 0.05% or more.

The power supply modulation device according to claim 2, wherein the switching power supply is configured such that a ripple ratio of a ripple voltage included in an output from the switching power supply is 0.1% or more.

The switching power supply includes a switching device that outputs pulse power having a pulse width corresponding to the magnitude of an input signal, and a low-pass filter that smoothes the pulse power,
The power supply modulation device according to any one of claims 1 to 3, wherein a cutoff frequency of the low-pass filter is set to a frequency that is ½ or less of a switching frequency of the switching power supply.

The power supply modulation device according to claim 4, wherein a cutoff frequency of the low-pass filter is set to a frequency that is 2/5 or less of a switching frequency of the switching power supply.

The power supply modulation device according to claim 4, wherein the low-pass filter is arranged such that an output of the low-pass filter is added to an output of the AC amplifier.

The low-pass filter includes a capacitor provided on the output side of the AC amplifier and an inductor provided on the output side of the switching device. The output of the AC amplifier and the output of the switching device are the capacitor. The power supply modulation device according to claim 4, wherein the power supply modulation device is connected via the inductor.

A power modulation device according to claim 1;
An amplifier to which the output power of the power supply modulation device is supplied as power supply;
An amplifying device comprising: