JP2013140915A - 増幅回路用トランス、電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】 シングルアンプに使用されてもコアーにエアーギャップを設ける必要がなく、電源等に由来するノイズを自動的に打ち消して、アンプのＳ／Ｎ比を向上させる増幅回路用トランスを提供する。
【解決手段】 増幅回路用トランス１０であって、増幅信号として、第１の増幅信号１０２と、第１の増幅信号の位相を反転させた第２の増幅信号１０４と、を受け取り、１次巻線２１は、一方の端子が第１の電位に接続されて他方の端子が第１の増幅信号を受け取る第１のコイル２３と、一方の端子が第１の電位よりも低い第２の電位に接続されて他方の端子が第２の増幅信号を受け取る第２のコイル２４と、で構成され、第１のコイルのインダクタンスと第２のコイルとのインダクタンスとは同じであり、第１のコイルと第２のコイルは、磁気的極性が互いに反対であるように配置され、コアーはエアーギャップを含まない増幅回路用トランス。
【選択図】図１

Description

本発明は、増幅回路用トランス、電力増幅器等に関する。

増幅素子に真空管を用いる真空管アンプは、例えばオーディオアンプとして用いられている。真空管アンプの種類としては、例えば単球で電力増幅回路を構築できるシングルアンプ（Ａ１アンプ）がある。このシングルアンプに使用される出力トランス（ＯＰＴ、以下単に「トランス」とする）は、磁性体であるコアーの直流磁化防止のためにエアーギャップが設けられている。

特許文献１の発明でも、１次巻線に流れるＤＣアイドル電流によるコアーの直流磁化を防止するために、コアーにエアーギャップを設けている。

特開２００７−２９５５０２号公報

「ＭＪ無線と実験 ２００３年１０月号」、株式会社誠文堂新光社、２００３年１０月１日発行、ｐ８７

しかし、コアーにエアーギャップを設けると磁気抵抗が増加する。すると、磁気抵抗の増加によって磁束が通りにくくなるため、コアーのサイズを大きくする必要がある。そのため、シングルアンプでは、サイズが大型化する、重量が重くなる、コストが高くなる、コアーをカットする工程等が増える、という欠点があった。

また、シングルアンプでは、エアーギャップの影響で漏洩磁束と磁気歪が発生し、出力信号に歪が生じやすかった。さらに、特許文献１が背景技術において説明しているように、オーディオ用途の一般的なシングルアンプの出力は例えば３ワットから１０ワット程度に留まり、歪の影響を受けやすいとの問題もあった。

そこで、歪の低減とダンピングファクター向上策として、オーバーオールの負帰還をかける手法がとられることがある。しかし、元々が小出力であるために、大きな負帰還をかけることは難しかった。そして、シングルアンプでは、負帰還をかけたとしてもダンピングファクター（ＤＦ）は１桁程度であった（非特許文献１）。

ここで、シングルアンプの欠点を補うために、真空管を２本使用したプッシュプルアンプ（ＡＢ１アンプ）が用いられることがある。プッシュプルアンプでは、大きな出力を得ることができる（例えば２０Ｗ〜１００Ｗ）。また、２本の真空管が互いに歪を打ち消すように作用するため、出力信号の歪が小さい（例えば、０．１〜数％のオーダー）。

プッシュプルアンプ（ＡＢ１−ＰＰ）では、２本の真空管へ流れる電流が同じになるように調整されるか、特性の揃った真空管（マッチド・ペアー）が使用される。そして、これらの電流は逆位相であるため、直流電流はトランスの一次巻線内でキャンセルして直流磁化を防止できる。よって、シングルアンプのようにトランスのコアーにエアーギャップを設ける必要がなくサイズが大型化することはない。さらに、キャンセル作用により電源由来のハムや雑音が打ち消されるのでＳ／Ｎ比が良くなる。

しかしながら、プッシュプルアンプでは、マッチド・ペアー管を使用した場合でも一般に２つの真空管のＤＣバランスをとる必要がある。そのため、プッシュプルアンプにはＤＣバランス回路が必要である。さらに、２つの真空管のそれぞれに互いに１８０度の位相差を持った交流信号を入力する必要がある。すると、位相反転回路も必要になり、回路規模が大きくなってしまう。そして、真空管を２つ用いるので消費電力も大きい。そして、一般的なＡＢ１−ＰＰアンプよりも出力インピーダンスを低く出来るクロスシャント・プッシュプル方式（ＣＳＰＰ）が考案されたが、負帰還をかけても、なおかつダンピングファクターは１０〜１８程度に留まる。

更に、従来型真空管アンプではＡ１シングルアンプでも、及びＡＢ１プッシュプルアンプでもアンプが持つべき基本性能や特性、たとえば周波数特性、歪率、Ｓ／Ｎ、及びダンピングファクターなどに閉塞感があり、過去数十年間に亘り大きな性能、及び特性改善は見られなかった。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものである。本発明のいくつかの態様によれば、シングルアンプに使用されてもコアーにエアーギャップを設ける必要がなく、電源等に由来するノイズを自動的に打ち消して、アンプのＳ／Ｎ比を向上させる増幅回路用トランスを提供する。

（１）本発明は、コアーに巻かれた１次巻線と２次巻線とを備え、前記１次巻線で増幅回路の増幅信号を受けとる増幅回路用トランスであって、前記増幅信号として、第１の増幅信号と、前記第１の増幅信号の位相を反転させた第２の増幅信号と、を受け取り、前記１次巻線は、一方の端子が第１の電位に接続されて他方の端子が前記第１の増幅信号を受け取る第１のコイルと、一方の端子が前記第１の電位よりも低い第２の電位に接続されて他方の端子が前記第２の増幅信号を受け取る第２のコイルと、で構成され、前記第１のコイルのインダクタンスと前記第２のコイルとのインダクタンスとは同じであり、前記第１のコイルと前記第２のコイルは、磁気的極性が互いに反対であるように配置され、前記コアーはエアーギャップを含まない。

（２）この増幅回路用トランスにおいて、前記第１のコイルと前記第２のコイルとがバイファイラー巻きされてもよい。

これらの発明では、増幅回路用トランスのコアーに巻かれた１次巻線と２次巻線のうち、１次巻線を第１のコイルと第２のコイルとで構成する。このとき、第１のコイルのインダクタンスと第２のコイルとのインダクタンスとは同じであり、磁気的極性が互いに反対（位相が逆）であるように配置されている。

そして、同一電流が、第１のコイルから増幅回路の増幅素子を経由して第２のコイルまで直列接続で流れている。ここで、第１のコイルと第２のコイルとの磁気的極性が互いに反対であるため、コアーに直流磁化は発生しない。そのため、増幅回路用トランスのコアーにエアーギャップを設ける必要がない。なお、ここでの磁気的極性とは、直流電流に対する磁気的極性を意味する。

ここで、第１のコイルと第２のコイルとは次のように接続されている。まず、第１のコイルは、一方の端子が第１の電位に接続されて、他方の端子で前記第１の増幅信号を受け取る。第１の電位はある固定電位である。例えば増幅回路の増幅素子が真空管である場合、第１の電位は真空管の仕様で決まるプレート供給電位であってもよい。また、第１の増幅信号とは、増幅回路からの交流出力信号である。

第２のコイルは、一方の端子が第２の電位に接続されて、他方の端子で第２の増幅信号を受け取る。第２の電位は、第１の電位と異なる固定電位である。例えば第２の電位は接地電位であってもよい。また、第２の増幅信号とは、増幅回路からの交流出力信号であって、第１の増幅信号の位相が反転された信号である。増幅回路は、ある入力信号に基づいて、第１の増幅信号と位相の反転した第２の増幅信号を生成する。

このとき、前記のように直流電流が、第１の電位（例えば、プレート供給電位）に接続された第１のコイルから増幅回路の増幅素子を経由して、第２の電位（例えば、接地電位）に接続された第２のコイルまで直列接続で流れている。そして、第１のコイルと第２のコイルとは巻線の方向が逆で磁気的極性が互いに反対（逆極性）である。そのため、この直流電流によって、増幅回路用トランスのコアーが直流磁化することはない。

一方、増幅回路から出力される交流信号である第１の増幅信号、第２の増幅信号については、直流電流とは異なる。互いに位相が反対の第１の増幅信号、第２の増幅信号が、それぞれ磁気的極性が互いに反対である第１のコイル、第２のコイルに供給されるので、これらの信号では、交流磁気的には同相となる。

本発明は、１次巻線内を第１のコイルと第２のコイルとで構成し、交流磁気的には同相であって強め合い、直流電流については逆相で互いにキャンセルすることでコアーが直流磁化することを防止する、増幅回路用トランスを実現する。

なお、第１のコイルのインダクタンスと第２のコイルとのインダクタンスとを一致させるために、第１のコイルと第２のコイルとをバイファイラー巻きによって生成してもよい。バイファイラー巻きは２本の線を平行に密着させて巻く方法である。バイファイラー巻きを行うことで、巻線の相互の結合度も密になり、所謂、総合コンダクタンス（Ｍ）をより大きくすることができる。

また、第１のコイルと第２のコイルとは直流的に逆相接続であるため、電源由来の交流成分（例えば、リップルやハム音等のノイズを生じる成分）があっても、それらはコイルに対し同相入力電流として流れるので自動的にキャンセルされて２次側に出力されない。つまり、例えばＡ１シングルアンプに必須と言われていた大型チョークコイルと大容量電解コンデンサーなどで作る大掛かりなリップルフィルターのような特別の回路を設けなくても、アンプのＳ／Ｎ比を向上させることができる。さらに、電源リップルフィルターを簡便な回路構成にしても良い。

そして、交流信号については、第１の増幅信号と第２の増幅信号はトランス内の二つのコイル間で同相合成される。つまり、増幅回路用トランスのコアー内では２倍の合成磁束が発生する。このことは、同一のプレート電流に基づいて、１本の真空管のプレート電極とカソード電極から２倍の出力を取り出せることを意味する。そのため、本発明の増幅回路用トランスを用いた電力増幅器（パワーアンプ）では非常に高い電力効率を得ることができる。

（３）電力増幅器であって、前記に記載の増幅回路用トランスと、増幅素子が真空管である前記増幅回路と、を含む。

（４）この電力増幅器において、前記増幅回路は、前記真空管として水平偏向出力管を用いてもよい。

（５）この電力増幅器において、前記真空管のプレート側からの出力を前記第１の増幅信号とし、前記真空管のカソード側からの出力を前記第２の増幅信号としてもよい。

これらの発明によれば、増幅回路の増幅素子は真空管であって、第１の増幅信号と、第１の増幅信号の位相を反転させた第２の増幅信号として、それぞれプレート電極、カソード電極からの信号を用いることができる。真空管の特性で、これらの電極からの信号は互いに１８０度の位相差を有する。そのため、例えば位相反転回路を特別に設けることなく、正確に逆相の信号を得ることができる。

例えば、真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号としてもよい。逆に、真空管のプレート側からの出力を第２の増幅信号とし、真空管のカソード側からの出力を第１の増幅信号としてもよい。

また、これらの発明では電流駆動で電力増幅を行う。そのため、真空管は大きな電流を流すことが可能な水平偏向出力管（Ｓｗｅｅｐ管）であってもよい。水平偏向出力管は、例えば、ＴＶのブラウン管などで小電流から大電流までスィープする用途に用いられ、過負荷に対する耐性の強さを備えている。また、真空管は、同じく大きな電流を流すことが可能な送信管であってもよい。

水平偏向出力管を用いた増幅回路と前記の増幅回路用トランスとを含む電力増幅器は、Ｓ／Ｎ比が向上する等の効果を備えるだけでなく、長期信頼性を確保することも可能になる。

（６）電力増幅器であって、前記に記載の増幅回路用トランスと、増幅素子がバイポーラトランジスタである前記増幅回路と、を含む。

本発明によれば、増幅回路の増幅素子として増幅率が大きいバイポーラトランジスタを用いることで、アンプの出力インピーダンスの低減、及びＳ／Ｎ比を高める等の効果が向上する。また、小型化できるために適用範囲が広がる。例えば、音響機器以外にも通信用の出力機器など、様々な用途に使用できる。なお、増幅率が大きい半導体素子であれば、バイポーラトランジスタに限らず電力型電界効果トランジスター（ＭＯＳ−ＦＥＴ）などを使用することが可能である。

（７）２つの前記に記載の増幅回路用トランスである第１のトランスおよび第２のトランスと、２つの前記増幅回路であって増幅素子が真空管である第１の増幅回路、および第２の増幅回路と、互いに位相が反転した信号を生成する位相反転回路と、を含む電力増幅器において、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線とを共用し、前記位相反転回路は、入力信号に基づいて、第１の信号と、前記第１の信号の位相を反転した第２の信号とを生成し、前記第１のトランスは、前記第１の信号を前記真空管のグリッド信号とし、前記第１の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、前記第２の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とし、前記第２のトランスは、前記第２の信号を前記真空管のグリッド信号とし、前記第２の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、前記第１の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とし、前記第２のトランスの前記第１のコイル、前記第２のコイルの磁気的極性は、前記第１のトランスの前記第１のコイル、前記第２のコイルの磁気的極性と反対であるように配置される。

（８）２つの前記に記載の増幅回路用トランスである第１のトランスおよび第２のトランスと、２つの前記増幅回路であって増幅素子が真空管である第１の増幅回路、および第２の増幅回路と、を含む電力増幅器において、前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線とを共用し、１つの入力信号を前記第１の増幅回路の前記真空管のグリッド信号、および前記第２の増幅回路の前記真空管のグリッド信号とし互いに同相信号とし、前記第１のトランスは、前記第１の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、前記第２の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とし、前記第２のトランスは、前記第２の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、前記第１の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とする。

これらの発明によれば、前記の増幅回路用トランスを構成する回路（基本回路）を２つ組み合わせてプッシュプル回路を構成し、例えば周波数応答性といった特性を改善させた電力増幅器を生成することができる。

例えば、位相反転回路を含む回路構成（以下、位相反転入力型プッシュプル増幅器、又はＤ−ＣＳＡ１−ＰＰとする）が可能である。２つの真空管に位相反転回路から出力された互いに位相が反転した信号をそれぞれ入力し、２つの基本回路の出力側のインダクタンスの磁気極性を互いに反転させてプッシュプル動作をさせることができる。

このような構成の電力増幅器では、例えば２０Ｈｚ未満の低域から１５０ｋＨｚ付近まで広帯域にわたり優れた周波数特性を示す。更に、歪率の改善効果が大きくなる。また、一方の基本回路の真空管が故障等により機能しなくなっても、電力増幅器としての機能を継続できる。端的な例として、動作中に片側の真空管（管球）を引き抜いても出力信号を出し続ける。同様に片側の真空管のプレート電流が突発的に低下して電流のアンバランスが生じても正常に動作を続ける。従来の電力増幅器では、アンバランスな電流が流れると直流磁化が進み歪の増大や出力が出なくなる致命的故障に陥る。

また、２つの真空管に同相の信号（グリッド信号）を入力し、２つの基本回路の出力側のインダクタンスの交流磁気極性を互いに反転させてプッシュプル動作をさせることができる。このとき、一方の真空管のプレート側からの出力が第１のコイルに入力されて、対になる第２のコイルへは別の真空管のカソード側からの出力が入力される。なお、２つの基本回路の２次巻線は共通化される。

このような構成の電力増幅器（以下、同相入力型プッシュプル増幅器、又はＥ−ＣＳＡ１−ＰＰとする）では、それぞれの１次巻線を構成するコイル間の静電容量による結合作用により、高域で優れた周波数特性を示す。また、一方の真空管が故障等により機能しなくなっても、電力増幅器としての機能を継続できる。

このように、基本回路を組み合わせて構成された電力増幅器では、周波数応答性等の特性を改善させることが可能であり、また、一方の真空管が故障や破損を生じた場合であっても、電力増幅器としての機能を継続できる。なお、故障時の動作については位相反転入力型プッシュプルアンプとリカバリー動作が同じである。

このような構成の電力増幅器では、二本の真空管にマッチド・ペアー管を特に使用しなくても正常動作する。一つの真空管の動作は基本回路の動作で説明の通りトランスの一次巻線内で直流キャンセル作用が働くので、直流バランスの必要がなく回路が簡便に成る。

なお、２つの基本回路の組み合わせに限らず、２次巻線を共通にしたＮ個の基本回路を組み合わせて電力増幅器を構成することも可能である。

（９） この増幅回路用トランスにおいて、前記１次巻線および前記２次巻線は、絶縁被覆として、ポリエステルの絶縁に加えて、ポリイミド被覆でコーティングされていてもよい。

本発明によれば、絶縁耐力が高く、且つ機械的な強度は強いために従来のようにレイヤーショートが発生することは無い。更に、この線材を使用してバイファイラー巻き、または多層重ね巻きに使用した場合には、これらの絶縁材が線間で誘電体損の少ない優れたコンデンサーを形成する。そのため、オーディオ用途では高域再生限界が伸び、歪などの特性の改善に寄与する。

第１実施形態の電力増幅器が含む増幅回路用トランスの回路（基本回路）を示す図。 増幅素子を真空管（三極管）とする電力増幅器を示す図。 図３（Ａ）〜図３（Ｂ）は、コイルの端子と磁気極性の関係を示す図。 増幅素子を五極管とする場合の構成例を示す図。 第２実施形態の電力増幅器が含む基本回路を組み合わせた回路（第１応用回路）の図。 図６（Ａ）〜図６（Ｄ）は、第１応用回路における故障耐性を示す図。 第２実施形態の電力増幅器が含む基本回路を組み合わせた回路（第２応用回路）の図。 図８（Ａ）〜図８（Ｄ）は、第２応用回路における故障耐性を示す図。 図９（Ａ）〜図９（Ｂ）は、第３実施形態を示す図。 増幅素子をバイポーラトランジスタとする電力増幅器を示す図。

１．第１実施形態
本発明の第１実施形態について図１〜図４を参照して説明する。

１．１．増幅回路用トランスの基本回路
図１は本実施形態の電力増幅器が含む増幅回路用トランス１０の基本回路を示している。増幅回路用トランス１０は、コアーに巻かれた１次巻線２１と２次巻線２２とを含む。増幅回路用トランス１０は、電磁誘導を利用して１次巻線２１の側（１次側）の交流電力を２次巻線２２の側（２次側）に伝える。１次巻線２１は、増幅回路（図外）からの第１の増幅信号１０２と、第１の増幅信号１０２の位相を反転させた第２の増幅信号１０４と、を受け取る。

１次巻線２１は、第１のコイル２３と第２のコイル２４の２つで構成される。第１のコイル２３は、一方の端子で第１の増幅信号１０２を受け取り、他方の端子を第１の電位に固定する。第２のコイル２４は、一方の端子で第２の増幅信号１０４を受け取り、他方の端子を第２の電位に固定する。本実施形態では、第１の電位は固定電位Ｖ_０であり、第２の電位は接地電位である。固定電位Ｖ_０は、接続される増幅回路の増幅素子によって定まる電位であってもよい。

２次巻線２２には、電磁誘導により伝わった電力に応じた電流が流れる。そして、流れた電流は出力部４０から取り出される。本実施形態では、出力部４０から出力された電流が例えば負荷であるスピーカー（図外）に供給されるものとする。

なお、第１の電位は第２の電位よりも高いものとする。また、図１における“＋”および“−”の記号は、第１のコイル２３、第２のコイル２４における直流電流に対する磁気的極性を表しているが、詳細については後述する。

１．２．電力増幅器の構成
図２は増幅素子を真空管（三極管）とする本実施形態の電力増幅器１を示す図である。前記の増幅回路用トランス１０と増幅回路３０とが接続された構成となっている。図２では電力増幅器１の少なくとも一部が示されており、他の要素が含まれていてもよい。ここで、本実施形態の電力増幅器１は、特にオーディオ電力増幅器として用いられるが、用途はオーディオに限らない。なお、図１と同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。

本実施形態の増幅回路３０は、増幅素子として真空管３４を用いる。増幅回路３０は、真空管３４の他に、例えば入力抵抗３２を含んで構成されてもよいし、バイアス電圧を与えるためのカソード抵抗（図外）を含んでいてもよい。

入力信号１００は交流信号であって、入力抵抗３２を介して、真空管３４のグリッド電圧を与える。第１のコイル２３が受け取る第１の増幅信号１０２は、真空管３４のプレート側から出力される。一方、第２のコイル２４が受け取る第２の増幅信号１０４は、真空管３４のカソード側から出力される。

このとき、真空管においてプレート電極とカソード電極との信号位相差は常に１８０度である。すなわち、第１の増幅信号１０２と第２の増幅信号１０４とは、互いに逆の位相をもった信号となる。

１．３．本実施形態の動作
１．３．１．直流成分について
ここで、図２の回路における直流電流について説明する。本実施形態では、Ｂ電源から真空管３４のプレート供給電圧である第１の電位（Ｖ_０）が供給される。直流電流は、第１電位であるＢ電源から第１のコイル２３を経由して、真空管３４のプレートからカソードへ、そして、接地された第２のコイル２４へと流れる。

ここで、図３（Ａ）を用いて、直流電流とその磁気極性について説明する。図３（Ａ）は、第１のコイル２３と第２のコイル２４の物理的な位置関係を表す。例えば、第１のコイル２３と第２のコイル２４とをバイファイラー巻きすることにより、このような物理的な位置関係を実現できる。

図３（Ａ）の第１のコイル２３と第２のコイル２４は図２と同じであり、＋と−の符号も図２と同じである。直流電流の流れ込む端子側が＋であって、流れ出る側が−となる。

第１のコイル２３にはプレート電流Ｉ_ｄｃｐが＋側の端子から−側の端子へと流れる。一方、第２のコイル２４にはカソード電流Ｉ_ｄｃｋが＋側の端子から−側の端子へと流れる。真空管３４（図２参照）において、プレートに流れ込んだ電流はカソードから流れ出るので、Ｉ_ｄｃｐとＩ_ｄｃｋとは同じ値である。

同じ大きさの直流電流が正反対の方向に流れるので、第１のコイル２３と第２のコイル２４の磁気的極性は正反対（逆位相）になる。そのため、互いに磁界を打ち消しあうため、コアーに直流磁化が発生することはない。

よって、本実施形態電力増幅器が含む増幅回路用トランス１０（図２参照）のコアーは、従来シングルアンプに使用される場合に必要であったエアーギャップを設ける必要がない。エアーギャップは、磁気抵抗を増加させて磁束を通りにくくさせていた。それを補うため、従来の増幅回路用トランスはコアーを大きくする必要があった。そして、エアーギャップ部分では大きな磁気歪を発生させて出力信号に歪を発生させていた。本実施形態の増幅回路用トランスのコアーでは、エアーギャップがないため、サイズを小型化することが可能になり、エアーギャップ由来の歪を皆無にした出力信号を得られる。

さらに、例えばＢ電源（図２のＶ_０）に多少のリップルがあるような場合にも、第１のコイル２３と第２のコイル２４との磁気的極性が正反対であるため、電源由来の交流成分（リップル、ハム、ノイズなど）をキャンセルすることができる。そのため、これらのノイズ成分の影響を２次側に与えずに済む。

その結果、図２の回路を含むアンプの信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）を向上させることが可能である。例えば、出力部４０に接続されたスピーカーからハム音等が発生することを抑制できる。

ここで、正確に直流磁化を打ち消すためには、第１のコイル２３と第２のコイル２４のインダクタンスに差が生じないようにする必要がある。そこで、１次巻線を構成する第１のコイル２３と第２のコイル２４とを、バイファイラー巻きで生成することが好ましい。バイファイラー巻きを行うことで、両コイルのインダクタンスを等しくし、両コイルが磁気的に密結合することで、１次巻線内で正確に直流磁化を打ち消すことを可能にする。

しかし、 バイファイラー巻きは製造段階や出荷後においてレイヤーショート（層間短絡）が生じ得ることが問題として指摘されていた。特にオーディオ用の真空管アンプに適用した場合に、製品寿命があまり長くないという問題があった。

従来のトランスの線材は、絶縁被服が薄く機械的に傷が付きやすく、また耐圧が低い特性を有していた。本発明では、実験において増幅回路用トランスに用いる線材として、古河電工製のＴＥＸ−Ｅ製品、および類似品を使用して良好な結果を得た。この製品は、電源機器、及びデジタル機器用に開発された線材であり、ＵＬ安全規格にも合致し十分に高い線間耐圧を有した安全性と信頼性の高い線材である。

当該線材の絶縁被覆は、ポリエステルフィルムの二重層絶縁に加えて、三層目はポリイミド被覆でコーティングされている。そのため、絶縁耐力が高く、且つ機械的な強度は強いために従来のようにレイヤーショートが発生することは無い。更に、この線材を使用してバイファイラー巻き、または多層重ね巻きに使用した場合には、これらの絶縁材が線間で誘電体損の少ない優れたコンデンサーを形成する。そのため、オーディオ用途では高域再生限界が伸び、歪などの特性の改善に寄与する（特性改善の実験報告は後述する）。

１．３．２．交流成分について
ここで、図２および図３（Ｂ）を参照して、交流成分について説明する。本実施形態では、１つの入力信号１００に基づいて、位相が互いに逆である第１の増幅信号１０２、第２の増幅信号１０４が生成される。そして、第１の増幅信号１０２、第２の増幅信号１０４はそれぞれ第１のコイル２３、第２のコイル２４に供給される。

図２の真空管３４においてカソード側の出力信号である第２の増幅信号１０４の交流成分は、グリッドへの入力信号１００と同相の信号である。一方、プレート側には第１の増幅信号１０２が流れ込むが、入力信号１００に対して１８０度の位相差がある。

よって、図３（Ｂ）に示すように、第２の増幅信号１０４の交流成分である出力電流Ｉ_ａｃｋは、図３（Ａ）のカソード電流Ｉ_ｄｃｋの流れる方向を＋とすると、＋Ｉ_ａｃｋで表すことができる。一方、第１の増幅信号１０２の交流成分である出力電流Ｉ_ａｃｐは、図３（Ａ）のプレート電流Ｉ_ｄｃｐの流れる方向を＋とすると、−Ｉ_ａｃｐで表すことができる。

つまり、１次巻線内において、第１のコイル２３と第２のコイル２４とで、交流磁気的に同相合成が行われる。図３（Ｂ）では、第１のコイル２３と第２のコイル２４の交流信号に対する磁気極性（アクティブ状態での磁気極性）の方向を「●」によって示している。このとき、同相合成によって、交流成分について２倍の合成磁束が発生する。このことは、同一プレート電流でありながら１つの真空管３４から２倍の出力を取り出せることを意味する。

例えば、従来のＡ１シングルアンプの出力効率（陽極効率、入力電力に対する出力電力の比）は２５％程度といわれている。本発明では、実験によると、プレートへの入力電力（Ｐｉｎ）２３Ｗに対し出力（Ｐｏ）９．５Ｗを得ており、約４０〜４５％の高い電力効率を得ることが可能である。また、同相合成されることと、カソード出力とカソード側巻き線（２４）により大きな電流帰還がかかり、特性改善効果が期待でき、電力増幅回路全体の出力インピーダンスを下げる働きにより高いダンピングファクター（ＤＦ）を得ることが可能になる、同様に歪率を改善する効果もある（特性改善の総合性能の詳細は後述）。

１．４．真空管の種類について
ここで、図２では真空管３４として三極管を用いているが、本実施形態の電力増幅器に用いる真空管３４の種類は三極管に限定されるものではない。例えば、図２の増幅回路３０に代えて、図４の増幅回路３０Ａを適用してもよい。なお、図４において、図１〜図２と同じ要素については同じ番号を付しており説明を省略する。

増幅回路３０Ａは、増幅素子３４Ａとして五極管を用いている。五極管を用いる場合、第２グリッド（スクリーングリッド）にプラスの電位（図４ではＶ_１）を与える必要があるため、図２の回路の場合とは異なる電源が必要になる。また、増幅素子にはビーム４極管を用いても良い。

しかし、真空管のカソード側に生じる電流帰還量は使用する真空管の電圧増幅度（μ）に依存する。電圧増幅度（μ）の値が大きいほど電流帰還量は大きくなる。電流帰還量が大きくなるとそれに反比例して出力インピーダンスが下がる。さらに、歪の改善、および周波数特性の改善などの改善効果が生じる。そして、その改善度は概ね１／μ（電圧増幅度の逆数）で表される。

真空管の電圧増幅度（μ）は三極管よりも多極管（例えば、五極管、ビーム四極管など）の方が高いために、多極管を利用することで前記のダンピングファクター、歪等の改善をより大きく行うことが可能になる。なお、後述の真空管を用いた回路図の例においても、三極管に代えて多極管を用いることが可能である。多極管でも内部抵抗（ｒｐ）の大きな真空管を使用するとより大きなダンピングファクターが得られる。一方、従来の真空管アンプでは内部抵抗の低い三極管を使用する事でダンピングファクターを大きくすることが出来るので三極管が好んで使用されて来た（その値は３〜８程度である）。よって、本提案の技術と従来のそれとは真逆の関係になる。

１．５．その他の特長について
１．５．１．ダンピングファクターについて
本実施形態の電力増幅器は、電圧増幅度（ゲイン）が１（ユニティゲイン）である。これは、真空管の負荷のインダクタンス（インピーダンス）がプレート側とカソード側とで同じためである。例えば、プレート（Ｐ）側とカソード（Ｋ）側にインピーダンスを持たせた回路では、それぞれの側のインピーダンスＺ（Ｐ）、Ｚ（Ｋ）を用いて、電圧増幅度Ｇを簡便的に下記の式（１）で計算できる。

例えば、ＰＫ分割位相反転回路（図９（Ａ）参照）においては、Ｐ側とＫ側とに同じ抵抗値（Ｚ（Ｐ）＝Ｚ（Ｋ））を挿入して電圧増幅度Ｇを１とし、振幅を変えることなく位相を反転させる。

本実施形態の電力増幅器は、電圧増幅度（Ｇ）が１である為に従来行われてきた電圧変化で出力を取り出していた方法とは異なり、電力増幅を行うには電流増幅器として動作させる必要がある。電流増幅器として動作させるためには、ある一定の電磁エネルギーをトランスに注入する必要がある。よって、大きな電流を真空管から予めトランスの１次巻線に流す必要がある。しかし、真空管は電流増幅素子ではないため、本実施形態の電力増幅器では出力トランス（ＯＰＴ）の一次巻線において同相磁気合成を行うことで電圧出力に代わって電流出力を取り出している。

ここで、本実施形態の電力増幅器は前記の増幅回路用トランスを含む。そして、トランスの１次巻線は、バイファイラー巻きで生成された第１のコイルと第２のコイルを含んでいるとする。このとき、第１のコイルと第２のコイルとは、電磁的・静電的に密に結合される。そして、カソード（Ｋ）側からの出力信号（第２の増幅信号）はＫ側の巻線（第２のコイル）に対して多量の電流帰還をかけることが出来るので、歪を低減し、出力インピーダンスを大幅に低下させることができる。さらに、両コイルが電磁的・静電的結合が密であるために第１のコイル内の信号電流（プレート電流ｉｐ）もＫ側電流（カソード電流ｉｋ）と等価になり、総合的に出力インピーダンスの低減作用と歪の改善が行われる。

なお、前記のように、電流帰還量は使用している真空管の電圧増幅度（μ）に依存し、その値が大きいほど電流帰還量は大きくなる。電流帰還は主として出力インピーダンスを下げ、さらに、歪および周波数特性の改善が行われる。その改善度は増幅度の逆数（１／μ）で表される。そのため、本実施形態では、従来は三極管が音質面で有利とされていたが、それに代えて電圧増幅度（μ）の高い多極管を用いて、歪や周波数特性をさらに改善させることが可能になる。

ここで、本実施形態の電力増幅器は、大きな電流帰還量によって出力インピーダンス（Ｚ_Ｏ）が大幅に低くなりダンピングファクター（ＤＦ）を向上させることができる。例えばオーディオ用途においては、ダンピングファクターが大きい程、スピーカーの駆動と制動性に優れるために原音に近い再生が可能となり音質と聴感が向上する。

ダンピングファクターＤＦは、負荷インピーダンス（Ｚ_ｌ）を電力増幅器の出力インピーダンス（Ｚ_Ｏ）で割って得られる。負荷インピーダンス（Ｚ_ｌ）は、例えば、使用するスピーカーのインピーダンス（一般に８Ω）である。ダンピングファクターＤＦは、下記の式（２）で計算できる。

本実施形態の電力増幅器は、その動作点からＡ１アンプである。但し、更に大電流を流せる位置へ動作点をシフトしても良い。そして真空管の陽極特性図で多極管のプレート電流が急激に変化しなくなる位置、一般にニー（Ｋｎｅｅ、膝）と呼ばれる位置に動作点を設定しても良い。そして、入力信号の両半波毎に比例してプレート電流は増減し、動作点の上下で均等な電流変化が現れて来る。つまり、常に入力信号と出力信号は比例的に電流変化として１００％の状態で現れてくることになる。動作点をニーに置く方法は基本回路、及び２つのプッシュプル回路共に同じである。このことは、プッシュプル回路においては従来のＡＢ１−プッシュプルアンプではカットオフ寸前までの深いバイアスを与えて動作させて入力信号の半波ごとにしか真空管が導通させていない動作方法と大きな違いがある。

動作点をニーに置くことは、Ｐ側とＫ側が常に信号電流を流し続けることでトランスの１次巻線内で磁気的に高効率な結合を可能にしている。更に、真空管が常時オン状態であるが故に、出力回路内で電流帰還がほぼ完全な形で掛かり、大きな電流帰還による出力インピーダンスの顕著な低下が生じる。そのため、ダンピングファクターを向上させることができる。ある実験においては、本実施形態の電力増幅器では５０以上のダンピングファクターを容易に得ることができた。

ここで、従来のＡ１アンプのトランスは直流磁化防止策としてエアーギャップが必須であるが、その悪影響を受けて出力信号は歪を多く含んでいた。一方、本発明の電力増幅器のトランスは、カットコアーやＥＩコアーなどのコアー材の他にトロイダルコアーを使用しエアーギャップを不要としたエアーギャップ由来の磁気歪の発生源を持たないトランスを使用しても良い。トロイダルコアーは磁気回路での歪は無視できるほど小さいものである。よって、歪の少ない出力信号が得られる。

１．５．２．インピーダンスマッチングについて
本実施形態の電力増幅器は真空管アンプであり、そのトランスの役割として増幅された電力信号を効率的に２次側へ伝達しなければならない。そのため、真空管の内部抵抗に見合ったトランスの１次インピーダンス（至適負荷）の接続が求められる。至適条件をはずすと出力の低下や歪の増加などの不都合さが増えることになる。なお、インピーダンスマッチングは１次・２次巻線比で調整される。

そして、電力増幅器のトランスではエネルギーの授受が行われるが、情報を正確に伝達するためには十分な量のエネルギーを注入することが必要である。このエネルギーは、巻かれているインダクタンス（Ｌ）に流す電流（Ｉ）の２乗に比例すると言われている。具体的には、エネルギーＥは、式（３）のように表すことができる。

そのため、本実施形態の電力増幅器では小さいインダクタンスに大きなアイドリング電流を流すことで、情報量を多く含み、立ち上がり特性も優れている電力信号伝達を可能にしている。具体的には、一般的なＡ１シングルアンプが負荷インダクタンス１０Ｈ程度に５０ｍＡ〜８０ｍＡほどを流しているのに対して、例えば本実施形態では３００ｍＨといった小さい値の１次インダクタンスを用いる。アイドリング電流は、例えば４００ｍＡといった大きな値にする。インダクタンスが小さくても良い事はコイルの直流抵抗（Ｒｄｃ）を小さく出来るので発熱を減らし損失を小さく出来ることと、併せて出力インピーダンスが低減する。故に、高いダンピングファクター（ＤＦ）を得ることが可能となる。

大きな電流を流すことは入力信号変化に対し大きな出力電流変化が得られ、磁性体であるトランスのコアーの正規磁気曲線（Ｂ−Ｈ曲線）における直線性の良い領域での使用を意味する。このため、出力信号における歪を低減することが可能になる。

例えば、オーディオ用途において、従来のＡ１アンプ等で音量を絞って小出力で聴く場合には、Ｂ−Ｈ曲線の原点付近の湾曲部分を使用することになる。そのため、歪が顕著に現れ、音質が劣化するという問題が生じていた。本実施形態の電力増幅器では、このような従来のオーディオＡ１アンプにおける問題も解決することができる。

なお、本実施形態の電力増幅器ではアイドリング時に最も多くプレート電流が流れる。そして、入力信号が入るに従い電流は減少する方向に働き、従来のＡ１シングルアンプとはプレート電流の挙動が正反対である。このことは初期状態の電源電力容量を確保すればよいことになり、出力増加に従い出力管のプレート電流が減少するので電源設計・製作が楽になるとのメリットがある。

１．５．３．ダンピングファクターの理論式について
いくつかの実験によると、本実施形態の電力増幅器を用いることで、容易に５０以上のダンピングファクター（ＤＦ）を実現できる。ＤＦは、式（２）で求められるため、出力インピーダンスＺ_Ｏが低いほど高くなる。

ここで、真空管の内部抵抗ｒｐは式（４）で表される。

ここで、ｒｐは真空管の内部抵抗、ｅｐはアクティブ動作状態のプレート電圧、ｉｐはアクティブ動作状態のプレート電流である。なお、ｒｐは固定抵抗などの集中定数ではなく、アクティブ状態の抵抗値である。

ここで、本実施形態の電力増幅器は、電流駆動型の電力増幅器であり電圧増幅度（ゲイン）は常に１である。すると、式（４）でｅｐは電圧の関数であるために出力には変化分としては現れてこない。代わってｒｐ情報を真空管外へ取り出せるのはプレート電流ｉｐ（＝カソード電流ｉｋ）に依存していることが理解できる。

そして、ｒｐの情報はｉｐ（ｉｋ）に乗って、ＯＰＴ（出力トランス）の一次インダクタンスへ伝えられるが、後述する式（６）および式（７）により、ＯＰＴ内の両インダクタンスの磁気極性の打ち消し作用が働いているので、見掛け上でｒｐは二次側（負荷側）からはゼロとなる。

ここで、ＯＰＴの一次インピーダンスＺｐは下記の式（５）で表現される。

ここで、Ｒｄｃｐは一次インダクタンス（第１のコイル）の直流抵抗、及び第二コイルの直流電流である。なお、両者はバイファイラーで巻いてあるために正確に同じ値を示すのでＲｄｃｐとＲｄｃｋは同じ値である。ωＬｐはある周波数における角速度（ω＝２πｆ）と一次インダクタンス（Ｌｐ）、（Ｌｋ）で決まるリアクタンスである。

アクティブなプレート電流ｉｐとカソード電流ｉｋは交流信号をＯＰＴの一次インダクタンスへ伝えるエネルギー源であるが両電流の挙動も一次巻線の磁気極性の打ち消し作用が働くので、先ず始めに、インダクタンス両端には電流変化分の逆極性の電圧が生じるので下記式（６）、式（７）で示すことが出来る。

ここで、ｅはインダクタンス両端に発生する交流起電力、Ｌは巻線のインダクタンス、ｉは信号電流（交流電流）、ｔは信号電流の時間変化を表す。ｉｐとｉｋが第１のコイルと第２のコイルとに流れていることから両巻線両端に現れる電圧は次式で表される。

ここで、ｅｏはインダクタンス両端に発生する交流起電力、Ｌｐは第１のコイルのインダクタンス、Ｌｋは第２のコイルのインダクタンス、−ｉｐはプレート電流、ｉｋはカソード電流、ｔは信号電流の時間変化を表す。

式（７）において、第１項と第２項の値は同じであるが、第１項の電流値に負号が付されているので両者は差し引きゼロとなることが理解できる、つまり一次インピーダンスのうちリアクタンス成分は二次側から見えないことになる。

同様に、ｒｐ情報も（−ｉｐ）と（ｉｋ）により第１のコイル、第２のコイルに運ばれるために、式（６）に電流を当て嵌めるならば、同様に打ち消しあって二次側への出力電圧中にはｒｐ情報は現れないのである。

式（７）に含まれるインダクタンス成分は式（６）のインダクタンスに発生する逆起電力で打消しが生じる。一方、式（５）のＺｐ、Ｚｋ内に含まれる周波数関数に無関係なインダクタンス内に存在する直流抵抗Ｒｄｃはそのまま残ることになる。

よって、二次側から見える一次インピーダンスは純抵抗であるコイル内の直流抵抗値だけということになる（配線線材の僅かの抵抗値は無視する）。つまり、Ｒｄｃの値だけがＯＰＴを通して二次側に一次インピーダンスとして伝えられることになる。そして、この値が出力インピーダンスとなりＤＦ値に関係してくる。

本実施形態の電力増幅器の出力インピーダンスＺ_Ｏ（ここでは、Ｚ_Ｏ１とする）は式（８）のようになる。

ここで、Ｒｄｃｐ、ＲｄｃｋはそれぞれＯＰＴのプレート側、カソード側の一次巻線の直流抵抗値で両者は同一値であるのでＲｄｃとして表わす、Ｒｍはカソード巻線に直列挿入してある電流モニター用抵抗（一般に０．１Ω）である。μは真空管の電圧増幅度、ＮはＯＰＴの一次・二次巻線の巻線比、βは電流帰還係数である。本実施形態の電力増幅器ではＬｐとＬｋの負荷が真空管に直列に繋がっているが、両者はバイファイラー巻であるためにインダクタンスは正確に同じ値である。よって、電流帰還はカソード側のみに掛かるので、β＝０．５となる。

また、本実施形態の電力増幅器では、ＲｄｃｐとＲｄｃｋとは、バイファイラー巻きすることで同じ抵抗値（Ｒｄｃ）であるとする。すると式（８）は下記の式（９）のように書き直せる（ここでは、Ｚ_Ｏ０とする）。

なお、多極管（例えば５極管やビーム４極管）は一般に電圧増幅度μ（特に、多極管のμをμｐと表す）が開示されていないことが多い。代わって開示されているμｇ１ｇ２（ｇ１−ｇ２間で形成される三極管の電圧増幅度でμｔとも表わす）から実測したプレート電流Ｉｐと第２グリッドの電流Ｉｇ２から下記の式（１０）で近似的に算出することが出来る。

次に、応用回路であるプッシュプル回路を含む電力増幅器のＤＦの計算式を示す。応用回路は真空管が２本、１次巻線側のコイルが４本、電流モニター抵抗（Ｒｍ）が２個組み込まれている。なお、応用回路の動作概説は後述する。

下記の式（１１）は、応用回路（例えば図５参照）の出力インピーダンスＺ_Ｏの計算式である。なお、多極管を使用した場合には、μに代えてμｐが用いられてもよい。

ここで、式（８）〜式（９）に含まれる変数に加えて、真空管数Ｔが追加される。後述する応用回路では、電流帰還係数βは０．５であり、真空管数Ｔは２であるから、下記の式（１２）のように分母を単純化できる。

１．５．４．水平偏向出力管の使用について
本実施形態の電力増幅器が含む真空管の種類は特に限定されるものではないが、水平偏向出力管を用いてもよい。

前記のように、本実施形態の電力増幅器では電流駆動で電力増幅を行う。そのため、真空管は例えば大きな電流を流すことが可能な水平偏向出力管（Ｓｗｅｅｐ管）、又は送信管であってもよい。水平偏向出力管は、例えば、ＴＶのブラウン管などで小電流から大電流までスィープする用途に用いられ、過負荷に対する耐性の強さを備えている。

そのため、本実施形態の電力増幅器で例えば水平偏向出力管、又は送信管を用いた場合には、長期信頼性を確保することが可能になる。

１．５．５．実験結果
真空管ＥＬ５０９としてビーム４極管（Ｐｈｉｌｉｐｓ社製）を用いて実験検証を行った。当該真空管は、カラーテレビの水平偏向出力管である。電圧増幅度（μｐ）は製造元から開示されていないので式（１０）のμｇ１ｇ２をプレート損失３０Ｗクラスの管球の平均値３．５として計算した。

式（１０）で実測値のプレート電流Ｉｐ＝３６０［ｍＡ］、Ｉｇ２＝１８［ｍＡ］から、μｐ＝７０．０を得られた。また、プレート電圧８４．６［Ｖ］であるから、内部抵抗ｒｐは２３５［Ω］（８４．６［Ｖ］／３６０［ｍＡ］）が得られた。

さらに、１次インダクタンスの実測直流抵抗値はＲｄｃｐ＝７．１［Ω］であった。巻線比Ｎは一次インピーダンス（この場合は純抵抗７．１Ω）を二次インピーダンス（この場合は負荷のスピーカーのインピーダンスで８Ω）で割った値を平方根で開くことで求めることが出来る。トランスの製作時に正確な巻き数を知っておけば、その値を使用できる。ここでは巻線比Ｎは５．４を得たので式（９）から出力インピーダンスＺ_Ｏ＝０．０８０１［Ω］を得た。よって、理論値のＤＦは、式（２）によりＺ_ｌ／Ｚ_Ｏ＝８／０．０８０１＝９９．９となる。

この実験においては、実測値として１０８といった値が得られており、上記の式（１）〜式（１０）から計算した値に近似していることから理論式が正しいと判断できる。

なお、理論式に当て嵌めてＤＦを算出する場合は、今日のデジタル測定器などを使用することで電圧、電流、及び抵抗値などはある一定の精度で測定が可能である。よって、ＤＦを正確に求めることが本方式では容易に可能である。加えて、トランスの巻線比が不明な倍は交流信号電圧（例えば１ｋＨｚの正弦波）を一次巻線に与えて二次巻線両端の電圧を測ることで電圧比が巻線比を相当するので容易にＮを得ることが可能である。

なお、ダンピングファクターの実測には抵抗挿入法（Ｏｎ−Ｏｆｆ法）を採用し８Ωのダミーロードに１ｋＨｚで１Ｗの出力信号を与えた。なお、ここで得られたＤＦ値はアンプ全体のオーバーオールの負帰還を掛けない、いわゆる、オープンループ回路での値である。一般的なＡ１シングルアンプで負帰還を掛けたアンプのダンピングファクター値の平均値は２．５〜８．０程度であることから、本実施形態で得られる高いダンピングファクター値は評価に値する。

この実験で使用した電力増幅素子（真空管）はたった１本であるが、このような高いＤＦを持った電力増幅器を容易に構築できた。加えて、ＯＰＴの巻線比（Ｎ）、一次巻線の直流抵抗（Ｒｄｃ）、及び真空管の電流増幅率（μ）などの各数値（パラメータ）を事前に知ることは容易であり、従来のアンプでは難しいとされて来た設計段階から任意のＤＦ値を持ったアンプの設計・製作が可能となった。

２．第２実施形態
本発明の第２実施形態について図５〜図９（Ｂ）を参照して説明する。第２実施形態の電力増幅器は、第１実施形態における増幅回路用トランスの基本回路を２つ組み合わせるプッシュプル回路を含む。第２実施形態では、第１実施形態における特性に加えてプッシュプル動作による歪打消し作用がより強く作用し、且つ一次インダクタンス間でミューチュアル（総合コンダクタンス、Ｍ）が強く働き周波数特性を著しく良くする等といった改善効果がある。

２．１．第１応用回路
図５は、前記の増幅回路用トランスに２組の負荷巻線を備えたプッシュプル回路を含む電力増幅器の回路の一例（第１応用回路）を表す図である。第１応用回路は、２つの真空管３４−１、３４−２に互いに逆相の信号（信号１００Ａ、１００Ｂ）を入力してプッシュプル動作をさせる。

第１応用回路は、入力信号１００に基づいて逆相の信号を生成するため、位相反転回路５０を含む。位相反転回路５０の具体的構成については後述する。

第１応用回路を含む電力増幅器１Ａは、２次巻線２２を共用する２つの１次巻線にバイファイラー巻線を備えた増幅回路用トランス１０−１、１０−２と、２つの増幅回路３０−１、３０−２を組み合わせて構成される。増幅回路用トランス１０−１、１０−２は図１の増幅回路用トランス１０に対応し、増幅回路３０−１、３０−２も図２の増幅回路３０に対応する。なお、増幅回路３０−１、３０−２は入力抵抗を含んでいてもよい。２次側については、図１の増幅回路用トランス１０と同一の構成であり説明を省略する。２組のバイファイラーの代わりに１組のクワッドファイラー巻きを備えても良い。

増幅回路用トランス１０−１は、増幅回路３０−１の真空管３４−１のプレート側からの出力を第１の増幅信号１０２−１とし、増幅回路３０−２の真空管３４−２のカソード側からの出力を第２の増幅信号１０４−２とする。増幅回路用トランス１０−２は、増幅回路３０−２の真空管３４−２のプレート側からの出力を第１の増幅信号１０２−２とし、増幅回路３０−１の真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号１０４−１とする。真空管３４−２に入力される信号１００Ｂの位相は、真空管３４−１に入力される信号１００Ａの逆相になっている。

このとき、図５の上側の第１のコイル２３−１、第２のコイル２４−１は、第１実施形態の説明の通り、直流電流について磁気的極性が逆であり、直流磁気を起こさない様になっている。しかし、電力増幅器１Ａでは、真空管３４−２のカソード側からの出力である第２の増幅信号１０４−２は逆極性で印加される、つまり、磁気的に結合していることになる。図５の下側の第１のコイル２３−２、第２のコイル２４−２についても同様である。

そして、カソード側のコイルである第２のコイル２４−１、第２のコイル２４−２については、これらの磁気的極性は逆であって互いに位相が逆の信号を受け取るから、交流成分として同相の信号が流れることになる。つまり、強い磁気結合（総合コンダクタンス）が生じ、両者のインダクタンスは接続されたことと同じになる。

このように４つある巻線の全ての間で強く磁気結合が生じ、結果として４つが全て直列接続されたことと等価になる。例えば、本実施形態では１つのコイルが３５０ｍＨを持っているので、インダクタンスは巻数の二乗に比例することが知られているので、４つが直列接続された総合インダクタンスは４の二乗で１６倍となり、その値は５．６Ｈとなる。この値は、一般的なＡＢ１プッシュプルアンプの出力トランスの一次インダクタンス１００Ｈと比べて約１／２０と小さい。

そのため、１つのコイルのインダクタンスが小さくても、電力増幅器１Ａでは従来のＡＢ１プッシュプルアンプ（ＡＢ１−ＰＰ）のプレート電流約２０ｍＡ程度と比較してはるかに大きな３００ｍＡ〜５００ｍＡと大きな電流を流している。平均値４００ｍＡとした場合に前出の式（３）より０．８９６のエネルギー量を得るが、従来のＡＢ１−ＰＰのプレート電流２０ｍＡを１００Ｈに流した場合のエネルギーは０．０４となり両者の相対比は２２．４倍と大きな開きができ、大きなエネルギー比となる。この大きなエネルギー量０．８９６がミューチュアル磁気結合による直列接続された５．６Ｈのトランスの１次巻線に注入されていることになる。よって、十分なエネルギーを磁気回路に注入でき、超低域まで優れた周波数特性を示し、且つ可聴周波数以上の周波数帯域でも忠実な信号伝達を可能にしている。インダクタンスを小さくしても低域特性を確保できることは、インダクタンス中の直流抵抗（Ｒｄｃ）を小さくできることに繋がるメリットがあり、結果として大きなＤＦを得られる作用につながる。

図６（Ａ）〜図６（Ｄ）は、第１応用回路の故障耐性を示す図である。電力増幅器１Ａは、２つの真空管を用いるが、そのうち一方が故障しても電力増幅器としての機能を継続できる。なお、図６のコイル２３−１、２３−２、２４−１、２４−２およびその端子を識別する＋／−の符号は、図５と同じであって、同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。

図６（Ａ）は直流電流Ｉ_ｄｃｐ１、Ｉ_ｄｃｋ１、Ｉ_ｄｃｐ２、Ｉ_ｄｃｋ２とコイル２３−１、２３−２、２４−１、２４−２の磁気極性について説明する図である。図６（Ａ）はコイル２３−１、２３−２、２４−１、２４−２の物理的な位置関係（方向）を表している。ここで、直流電流Ｉ_ｄｃｐ１、Ｉ_ｄｃｋ１はそれぞれ真空管３４−１のプレート電流、カソード電流である。また、直流電流Ｉ_ｄｃｐ２、Ｉ_ｄｃｋ２はそれぞれ真空管３４−２のプレート電流、カソード電流である。なお、その他については図３（Ａ）と同じである。

図６（Ｂ）は、電力増幅器１Ａの正常時におけるコイル２３−１、２３−２、２４−１、２４−２の交流信号に対する磁気極性（アクティブ状態での磁気極性）の方向を示す図である。なお、表記している記号等については図３（Ｂ）と同じであり、説明を省略する。通常動作時には、増幅回路用トランス１０−１、１０−２のそれぞれで同相合成が行われる。

図６（Ｃ）は、真空管３４−２が故障を起こし、動作しなくなった状態を示す。このとき、増幅回路用トランス１０−２の第１のコイル２３−２、増幅回路用トランス１０−１の第２のコイル２４−１には、直流電流が流れなくなる。

図６（Ｄ）は、その後の電力増幅器１Ａの動作を表す。コイル２３−２、コイル２４−１は磁気エネルギーを自分から発することが出来なくなり、磁気的に密結合している隣りあったコイル２４−２、コイル２３−１からそれぞれ磁気エネルギーを貰うことになる。

そして、その瞬間にエネルギーを与えたコイルの磁気極性とは逆の磁気極性が発生する。これは、インダクタンスの基本特性であり、入射エネルギーに対し逆起電力を発するからである。図６（Ｄ）では、逆起電力が生じてコイル２３−２、コイル２４−１の磁気極性が復活する様子を「○」によって示している。このとき、擬似的に正常動作が行われるので、音楽ソースなどの出力が途切れることはない。

よって、電力増幅器１Ａにおいて真空管３４−２が故障した場合であっても、電力や音質の若干の低下はあるものの電力増幅器としての機能を継続できる。これは、例えば野外のコンサートなどで使用されて、真空管の故障があっても演奏を継続したい場合などに有効である。

２．２．第２応用回路
図７は、前記の増幅回路用トランスを２つ組み合わせたプッシュプル回路を含む電力増幅器の回路の別の例（第２応用回路）を表す図である。第２応用回路は、第１応用回路とは異なり、２つの真空管３４−１、３４−２に同相の信号（入力信号１００）を入力し、出力側のインダクタンスの磁気極性を反転させてプッシュプル動作をさせている。なお、図５と同じ要素には同じ符号を付しており、第１応用回路と重複する説明は省略する。

電力増幅器１Ｂでは、同相同士の磁気極性のために、増幅回路用トランス１０−１と増幅回路用トランス１０−２との間では磁気結合を生じない。一方、それぞれの増幅回路用トランスの１次巻線内では、第１のコイルと第２のコイルとが磁気結合している。

電力増幅器１Ｂは、第１のコイルと第２のコイルとの間、及び増幅回路用トランスの１次巻線間の静電容量による結合が顕著に作用するため、周波数特性は相対的に高い方に移る。そのため、高域で優れた周波数特性を示す。

図８（Ａ）〜図８（Ｄ）は、第２応用回路の故障耐性を示す図である。電力増幅器１Ｂは、２つの真空管を用いるが、そのうち一方が故障しても電力増幅器としての機能を継続できる。なお、図８のコイル２３−１、２３−２、２４−１、２４−２およびその端子を識別する＋／−の符号は、図７と同じである。また、図６（Ａ）〜図６（Ｄ）と同じ要素には同じ記号を付しており説明を省略する。

図８（Ａ）は第２応用回路の直流電流とコイルの磁気極性について説明する図であり、物理的な位置関係（方向）を表している。増幅回路用トランス１０−１、１０−２のそれぞれで直流磁化は生じない。

図８（Ｂ）は、電力増幅器１Ｂの正常時におけるコイル２３−１、２３−２、２４−１、２４−２の交流信号に対する磁気極性（アクティブ状態での磁気極性）の方向を示す図である。

図８（Ｃ）は、真空管３４−２が故障を起こし、動作しなくなった状態を示す。このとき、増幅回路用トランス１０−２の第１のコイル２３−２、増幅回路用トランス１０−１の第２のコイル２４−１には、直流電流が流れなくなる。

図８（Ｄ）は、その後の電力増幅器１Ｂの動作を表す。コイル２３−２、コイル２４−１は磁気エネルギーを自分から発することが出来なくなり、磁気的に密結合している隣りあったコイル２４−２、コイル２３−１からそれぞれ磁気エネルギーを貰うことになる。

そして、その瞬間にエネルギーを与えたコイルの磁気極性とは逆の磁気極性が発生する。これは、第１応用回路と同じであり、インダクタンスの基本特性であり、入射エネルギーに対し逆起電力を発するからである。図８（Ｄ）では、逆起電力が生じてコイル２３−２、コイル２４−１の磁気極性が復活する様子を「○」によって示している。このとき、擬似的に正常動作が行われるので、音楽ソースなどの出力が途切れることはない。

２．３．実測と考察
本実施形態の電力増幅器（位相反転入力型プッシュプル電力増幅器）を使用してダンピングファクターを実測した。実測値は理論計算式から得られた値に対し大きく乖離している事から、理論計算式で求めたＤＦ値以外にもＤＦを与える何らかのエネルギーが作用していると考えるに至り、以下の通り考察を加えた。

ダンピングファクターの算出方法については前記の通り式（９）、又は式（１２）で求めた出力インピーダンスを基にして求めることが出来る。しかしながら、ダンピングファクターはここで述べた一次インダクタンス内に存在する直流抵抗に依存して与えられる物だけではないと考えられる。本実施形態で、新たに三回目に試作したトロイダルコアー出力トランス（以下、ＯＰＴ−３）による実験結果から新たなダンピングファクターの存在を知ったのでその仮説をここで述べる。

前述の直流抵抗ベースのダンピングファクター（ＤＦ）は受動的なＤＦであるといえる。使用したＯＰＴ−３のコアー容量は約１０Ｗ相当で、それを用いて小出力トランスを製作した。使用した回路は第１応用回路を適用し、ＯＰＴ−３を実装して得た実験結果はダンピングファクター２８５であった。直流抵抗ベースのダンピングファクター（以下、受動的ダンピングファクター、またはパッシブダンピングファクター（ＤＦｐｓ）と呼ぶ）は理論計算式から１５２を得た。これは、実測値の２８５とは大きく乖離し、両者間には１３３の差がある。よって、ここに、何か他のエネルギーが介在して１３３もの大きな値の差を生じさせていると解釈できる。

ＯＰＴ−３の一次巻線と二次巻線の巻線比は５．１７であり、使用した電力増幅素子は真空管ＥＬ５０９である。巻線比５．１７はＯＰＴ−３の一次・二次間のインピーダンスマッチングを取るために必要な巻線比である。ＯＰＴ−３の一次インダクタンスは３５０ｍＨでクワッドファイラー巻きした。一次コイルの直流抵抗Ｒｄｃは実測値５．３Ωであった。ＥＬ５０９にはプレート電圧を９５Ｖ印加し、プレート電流（Ｉｐ）４５０ｍＡを流した。第二グリッド電流（Ｉｇ２）は２０ｍＡであった。そして、電流モニター抵抗は０．１Ωを使用した。この条件で実測したオーディオ無歪最大出力は１ｋＨｚ・８Ωで６．５Ｗであった。

実測したダンピングファクター２８５と理論計算式で得られた値の１５２を比較してみる。計算式は式（１２）を用い、μｇ１ｇ２は３．５を使用して、上記パラメータから出力インピーダンスを算出すると０．０５２６Ωを得た。スピーカーの負荷インピーダンス（８Ω）を出力インピーダンスで割るとダンピングファクター１５２を得た。

この値１５２は実測値の２８５と比較して有意に小さいと言える。この差の１３３のＤＦ値を生成するには別のエネルギーが必要であることから、次のような考え方をした。まず、真空管に入力されている電力（Ｐｉｎ）は９５Ｖ×０．４５Ａ×２本で８５．５Ｗである。プレート効率を４５％とすると８５．５Ｗ×０．４５＝３８．５Ｗとなり。この理論出力値３８．５ＷがＯＰＴ−３から出力される筈である。しかしながら、ＯＰＴ−３のコアー容量はそれより小さく１０Ｗであり、前述の通り実測出力は６．５Ｗであった。故に、理論出力値３８．５Ｗから実測出力６．５Ｗを差し引いた３２．０Ｗがオーディオ信号出力としてスピーカー端子から出力されなかったことを意味している。そして、この電力はＯＰＴ−３のコアーと出力回路内部に残留していると見られるが、ＯＰＴ−３など出力回路が発熱していないことから、何らかの経路を通してエネルギー消費していると考えられる。この残留エネルギー３２Ｗは、オーディオ信号としてボイスコイル内に流れるのではなく、スピーカーを急峻に駆動したり、制動を掛けたりする新たな運動エネルギーとして使われていると考えられる。そして、この運動エネルギーにより生成されるダンピングファクターを能動的ダンピングファクターと仮称（アクティブ・ダンピングファクター（ＤＦａｃ））する。

実測ダンピングファクターは２８５で、能動的ダンピングファクターが１５２であることから、その差１３３がアクティブ・ダンピングファクター（ＤＦａｃ）に変わったと解釈した。そして、残留エネルギー（パワー）３２Ｗから１Ｗ当たり生成されるダンピングファクターは１３３／３２＝４．２であった。

アクティブ・ダンピングファクター（ＤＦａｃが生成されるメカニズムは、出力トランスの出力容量に依存している。本実験では出力容量１０Ｗを使用したが、ＯＰＴに十分に大きな容量のコアーを使うことで、真空管で作られるオーディオ出力を全てスピーカーへ出力することが出来る。しかしながら、この場合に得られるＤＦはパッシブ・ダンピングファクター（ＤＦｐｓ）のみとなり、一次インダクタンス内の直流抵抗から得られるダンピングファクターのみで、例えば１５２といった値に留まる。上に述べた作用を積極的に活用するならば、もし大きなＤＦ値を得たい場合には、真空管から得られる理論出力値より小さな目の出力容量を持つＯＰＴを使用することで積極的にアクティブ・ダンピングファクター（ＤＦａｃ）を生成させることが意図的に可能となる。それにより、直流抵抗依存型ＤＦｐｓ以上に高いＤＦを作り出すことが可能である。これは、本実施形態が電流駆動型電力増幅器であることから作り出すことが出来るアクティブ・ダンピングファクターであって、新しいダンピングファクター理論（仮説）と言える。従来型の真空管アンプ、及び半導体アンプには存在しなかった現象である。

本実施形態における総合性能につき報告する。使用した終段の出力回路は第１応用回路（位相反転入力型プッシュプル回路）である。前置増幅器は二段構成で、初段は真空管６ＤＪ８によるシャントレギュレーテッドプッシュプル（ＳＲＰＰ）、二段目は６ＦＱ７による同様のＳＲＰＰを使用した。位相反転回路は最も一般的な、後述する抵抗によるＰＫ分割位相反転回路を用いた。電源は前置増幅部にブリッジダイオード整流と抵抗と電解コンデンサーによるパイ（π）型リップルフィルターを通してＤＣ＋３３０Ｖを供給している。電力増幅管のプレート電圧用電源はブリッジダイオードで整流後に２２００μＦの電解コンデンサーを接続したのみで、チョークコイルなどのリップルフィルターは使わない、単純な電源からＤＣ＋９５Ｖを電力増幅管ＥＬ−５０９に供給している。なお、アンプ全体でオーバーオールの負帰還は掛けていない。

ダンピングファクターはオーディオアンプの総合性能を評価する項目の一つで、前述の通り２８５を得た。さらに、聴感上でアンプの良し悪しを決める重要な評価項目の一つに歪率がある。これには、一般に擬似負荷である８Ωに１ｋＨｚ・１Ｗ出力で測定し、全高調波歪率（ＴＨＤ％）の少なさで評価される。本実施形態・第１回路図で実測のＴＨＤ％は左チャンネルが０．０４５％、右が０．０５５％であった。左右で歪率の差が生じたのは、使用したシャーシーがラックス社製Ａ３５００アンプキットで部品配置が左右非対称である事から生じたものと考えられる。オーバーオールの負帰還を掛けていないパワーアンプの歪率としては十分に評価できる値である。

歪率同様にオーディオアンプの性能を評価する重要な測定項目に周波数特性がある。人の可聴周波数範囲は２０Ｈｚから２０ｋＨｚといわれている。しかしながら、音楽ニュアンスを伝えるには５０ｋＨｚから６０ｋＨｚ付近まで必要と言われて久しい。事実として、英国のある大手スピーカーメーカーではツイーターの高域周波数特性を６０ｋＨｚ付近まで伸ばしたら聴感が良くなったと言われている。しかしながら、最近のオーディオアンプでは、更に上の１５０ｋＨｚまでのレスポンスが必要であるとも言われるようになってきた。

そこで、本実施形態でもアンプの高域再生帯域に注目して測定を行い、次に様な特性を得た。測定結果は、低域の２０Ｈｚでは両チャンネルとも−０．１５ｄＢ以内であった。１５０ｋＨｚでは左チャンネルが−２．１ｄＢで、右が−１．８ｄＢであった。ＯＰＴを使用した真空管アンプの一般的な周波数特性は３０Ｈｚ付近から高域は５０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ付近までであることから、本実施形態の周波数特性は十分な評価に値する。低域で２０Ｈｚまでほぼフラットな特性が得られた理由はＯＰＴ一次巻線をクワッドファイラーで巻き密結合を可能にして大きなミューチュアル結合（総合コンダクタンス）を得ていることにある。

高域特性は一般的真空管アンプでは５０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ程度であると説明したが、それは一般的に使用されているＯＰＴのコアー材に使用されている珪素鋼板の透磁率（μ）は２０ｋＨｚ辺りより下降し始めて５０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ付近ではほぼゼロに成りトランスとして働かなくなる。コアーの板厚により差異はあるが厚さが薄いほど高域特性が伸びるといわれている。それでもほとんどのコアー材において５０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ付近ではμがほぼゼロになる。このような、本質的な問題がありながら、本実施形態では高域周波数特性が１５０ｋＨｚまで延びている。６０ｋＨｚ〜１５０ｋＨｚの高域では透磁率（μ）を利用したアクテブデバイスとしてのインダクタンスは最早働かなくなる領域である。この帯域でのオーディオ信号エネルギーの伝達は他のアクテブデバイスが介在しない限り１５０ｋＨｚまでの再生は出来ない筈である。それに代わるアクテブデバイスはコンデンサーである。トランスの一次巻線として巻いた線材の絶縁被覆が誘電体の作用をしているためで、本実施形態で使用した線材の絶縁被覆が誘電体損の少ない優秀なコンデンサーを巻線間に形成している証拠である。コンデンサーもアクテブデバイスの一つであって、コンデンサー（Ｃ）の誘電体内に電荷（Ｑ）を貯める作用を有し、電荷移動でエネルギー伝達を行っている。そして、コンデンサー内には次に示す式によりエネルギーを蓄え、伝達する機能を持っている。

ここで、Ｑは電荷量、Ｃはコンデンサーの容量、Ｖは電圧（コンデンサー両端に印加される電圧）を表す。

つまり、磁気結合に代わって容量結合によりエネルギー伝達が行われたことを意味している。本実施形態では既に述べたようにＯＰＴ巻線線材の絶縁被覆材にポリエステルとポリイミドをコーティングした線を使用している。それらの素材が優秀な誘電体として働き、結果として一次コイル線間に高域特性に優れた、また音響的にも優れたコンデンサーが生成されたことになり、コンデンサーが持つ電荷伝送機能によりエネルギー伝送が行われたことを表している。珪素鋼板の透磁率依存性だけでは不可能とされていた５０ｋＨｚ〜６０ｋＨｚ以上１５０ｋＨｚまでの信号伝達を可能ならしめ、従来の概念で、出力トランス（ＯＰＴ）を用いた真空管アンプでは不可能とされてきた６０ｋＨｚ以上の高域周波数の再生をオーバーオールの負帰還（ＮＦＢ）を使うことなく実現したものである。

信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を測定した。左チャンネルは ９３．８ｄＢ、右は８８．２ｄＢであった。左右で測定値が異なるのは、前述したとおりシャーシー上の部品配置が非対称であることに起因している。しかしながら、測定結果のＳ／Ｎがある一定の評価できる値以上であるが、アンプは簡便な電源を使用したにもかかわらず十分に大きな値と成っている。これは、本実施形態で出力トランス内での直流バランス機能が働き、ノイズ打消し作用が正しく働いた結果と言える。

本実施形態の総合性能は上に述べたとおりであるが、全ての項目において従来型の真空管アンプでは得られなかった優れた特性を示している。そして、最後に総合試験としてヒアリングテストを行った。その結果は、素晴らしく柔らかな澄みわたる美しい音を聴くことが出来た。感覚的な問題ではあるが、一般的な真空管アンプで比喩されている鉄の音という聴感は皆無であった。

真空管アンプは、音は良いが鉄の音と言われているが、その発生由来は、コアーの磁気素材内で生じる物理現象のバルクハウゼン効果（現象）によるものと言われている。アンプからコアー内に電力（この場合は電圧）が注入されていくと、コアー内の低いエネルギーの場から徐々にエネルギーが高まり、コアー内の磁束が増加していく。このときに、磁気回路内に存在する磁気障壁を次々に破りながらエネルギーが階段的に上昇していくと言われている。障壁を破るときに微細な階段状の電圧変化（仮称バルクハウゼン・ノイズ）が出力に現れてくるためである。そして、従来型のアンプは電圧増幅型アンプであるために、コアー内の磁気・物理的な現象から生じる階段状微細信号を拾い上げて、そのまま出力されてしまう。一方、前記の全ての実施形態は電流駆動型アンプであるためにバルクハウゼン・ノイズを拾うことは無く、また仮に拾ってもそれは電圧の関数であるために打ち消し合って、出力に鉄の音（トランスの音）は現れることは無い。

３．第３実施形態
例えば、第１応用回路の電力増幅器１Ａは、位相だけが反転した信号を生成する位相反転回路５０を必要とする。図９（Ａ）〜図９（Ｂ）は、位相反転回路５０を具現化する第３実施形態を示す図である。なお、図５と同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。

まず、図９（Ａ）のように、位相反転回路５０は真空管アンプでは普遍的に使われている抵抗負荷によるＰＫ分割位相反転回路で構成されてもよい。真空管５２のカソード側の負荷抵抗５３と、プレート側の負荷抵抗５４の値を同じにすることで、位相が逆で同じ大きさの信号１００Ａ、１００Ｂを得ることができる。カソード側出力である信号１００Ａには電流帰還作用により特性改善が行われ、出力インピーダンスが下がり、信号１００Ａは周波数特性が良くなり、さらに、歪が入力信号１００より減少する。一方、プレート側出力である信号１００Ｂは出力インピーダンスが上昇し、周波数特性は１００Ａよりは悪くなり、そして出力信号の歪は入力信号１００に比べて増加する。ある実験では、入力信号１００の歪率（ＴＨＤ）が０．３３％の時に信号１００Ｂは０．２５％で、１００Ａは０．４５％であった。故に、信号１００Ａと信号１００Ｂでは電圧の絶対値が同じで逆極性の信号が出るが、両者の信号間には歪率に差が生じる、所謂。信号の品質に不都合さを持っている。加えて、プレート電源をプレート負荷抵抗とカソード負荷抵抗で分圧して利用することから大きな出力信号を取り出せない不都合さが内在している。

位相反転回路にはいくつかの回路があり、ＰＫ位相反転回路同様に普遍的に使用されてきた。しかしながら、上に述べたＰＫ位相反転回路以外は電圧増幅度が１以上であり、この特徴が故に最近の真空管回路においてはＰＫ位相反転回路より、その他の回路が多く使われる様に成ってきた。その他の回路とは、自己平衡型、ＰＧ反転型（古典型）、カソード共通型（別名マラード型）、及びそれらの変形型などが存在する。前述の通り、これらは電圧増幅度が１以上であるが、信号の通過経路長において正極性側回路と反転回路側では真空管による増幅回路が一段余分に追加されている。それが故に歪の増加を抑えることは難しく、併せて周波数特性もＰＫ位相反転回路を越える回路は存在しない。歪の発生は主に、正・逆極性信号間の電圧差で電圧歪を生じる。更に、信号経路が一段増加することから、結合回路に挿入されるコンデンサー・抵抗による時定数による位相回転による位相歪などが含まれる。一方、ＰＫ位相反転回路においては、信号経路は両極性出力信号間で同一であり歪特性、および周波数特性共には位相反転回路中では最も優れている。只一つ異なるのは、カソード側とプレート側の出力インピーダンスに差が生じることが知られている。使用する真空管により多少の差はあるが、一般的な三極管ではカソード側が１〜２ｋΩ程度、プレート側は１０ｋΩ〜２０ｋΩ程度である。この値程度の差であれば実装技術上で長く配線を引き回さない限り実質的な不具合は発生しないと考えられている。故に、現状ではＰＫ位相反転回路が物理特性（オーディオ特性）上で優れていると言える。

前記の全ての実施形態における電力増幅回路の歪率特性、及び周波数特性はＰＫ分割回路を含めた従来型の位相反転回路を遥かに凌駕していることは既に述べた通りである。このことは、終段の出力回路よりも前段部で特性の劣る信号を電力増幅器に送り込んでしまってはアンプの総合特性を劣化させる不合理さを生む原因となってしまう。本提案はそれらの不合理さに鑑みてなされたものである。

ここで、カソード側の信号１００Ｂは入力信号１００と同相であり、プレート側の信号１００Ａは入力信号１００と逆相になる。

ここで、図９（Ａ）の負荷抵抗５３、５４をそれぞれ第１のコイル５７、第２のコイル５８に置き換えた図９（Ｂ）の位相反転回路５０を用いてもよい。両コイルには同一のコアーにバイファイラー巻きされているので電磁的に密結合されている。この回路は、前記の基本回路の出力トランスの一次巻線をバイファイラー巻きしたのと同じ構造である。

図９（Ｂ）の位相反転回路５０は、真空管５２のカソード側は電流帰還が多量にかかることからいくつかの特性改善が行われ、信号１００Ｂの歪は特性改善が行われて入力信号１００の歪以下に抑えられる。このとき、プレート側の信号１００Ａについても、両コイルの磁気結合が密でありカソード側の歪の少ない信号１００Ｂが反映されるため、全体として歪が小さく、歪率が同じ信号１００Ａ、及び１００Ｂを生成できる。加えて、特性改善効果により周波数特性が改善される。本実施形態での実験の結果、入力信号の歪率（ＴＨＤ）が０．３３％のときに位相反転回路の出力である信号１００Ａと信号１００ＢのＴＨＤは共に０．２０％と改善されていて、同じ品質の出力信号を電力出力回路へ送り出せることを可能にしている。

ＰＫ位相反転回路ではカソード側とプレート側の出力インピーダンスが異なると述べた、それが故に両ノードからの出力信号の周波数特性、歪率に差異を生じていた。本実施形態では、両ノードの負荷はバイファイラー巻きした同じ値のインダクタンスを持ち電磁的に密結合されている、所謂、ミューチュアル（Ｍ）が強く働いている。このことは、信号１００Ａ、１００Ｂ側から真空管側を見るとＭという一つの架空インダクタンス（コイル）が存在すると看做され、両出力はＭを共有して出力を取り出していると考えられる。それが故に、出力インピーダンスは両ノードで同一でカソード側の低インピーダンスになっていると考えられる。そして、出力電圧の位相は逆極性であるが正確に同一電圧で、歪率は改善されて小さくなり全く同じ歪率の信号を出している。周波数特性も然りで高域周波数特性は低インピーダンス故に１５０ｋＨｚ以上の透過帯域を持っている。加えて、インダクタンスを用いることでプレートとカソードの電圧降下が減少するので、プレート電源の利用効率が上がり、大きな出力信号を取り出せる改善効果もある。

このような優れた位相反転特性を持った回路は従来には存在していなかった、そしてこの性能を担保している技術がカソード、プレート両ノードにバイファイラー巻きしたインダクタンスにある。このインダクタンスは二次側に磁気結合で出力を取り出していないので単にチョークコイルとして働いている。よって、本回路をチョーク型位相反転回路と呼ぶことが相応しい。

本回路はチョークコイルを利用した回路であるが、二次側に電圧を取り出せる二次コイルをコアーに巻いて、中間トランス（インターステージトランス、ＩＳＴ）としても良い。その二次巻線に中間タップを設けることで両端子間に位相が１８０度異なる信号を取り出せることからプッシュプル電力増幅器のドライバーとして使用しても良い。

本実施形態の位相反転回路を用いて、第１応用回路である位相半転入力型プッシュプル回路を構成しても良い。その場合は、二次側にはハイインピーダンス結合用にコイルを多く巻き、電力増幅管とインピーダンスマッチングをとっても良い。二次側には中間タップつきのインダクタンスを巻くことでトランスドライブ型位相反転回路を構築でき、ドライバー段と電力増幅段で二段シリーズの位相反転入力型プッシュプル回路を構築できるので両者の相乗効果でより一層低歪率の電力増幅器を構築することができる。

４．第４実施形態
本発明の第４実施形態について図１０を参照して説明する。第４実施形態の電力増幅器１Ｃは、第１実施形態の電力増幅器（図２参照）の増幅回路において、真空管を電力増幅用のトランジスター（パワートランジスター）に置き換えたものである。なお、図１〜図９（Ｂ）と同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。

図１０では、増幅回路３０Ｂの増幅素子としてパワートランジスタ３６を用いている。半導体デバイスの中で、電流増幅素子であるトランジスターは、その動作原理から真空管に代えて使用することが可能である。特に、トランジスターは電流増幅率（ｈｆｅ）が大きく（例えば１００前後）、高性能な電力増幅器を構築することが可能である。電流増幅素子のトランジスター（バイポーラ）に代えて電力型電界効果トランジスター（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）を使用しても良い。ＭＯＳ−ＦＥＴは電圧増幅素子であるが前述の真空管型の電力増幅器と同じ動作原理で電流駆動型電力増幅器として作動させても良い。

また、真空管に代えてパワートランジスタを用いることで、小型化が可能であり、非常に小さなアンプの構築が可能となり、ダンピングファクターの高い電力増幅器を提供することができる。なお、トランジスターで構築する電力増幅器は、前記の第１応用回路、第２応用回路、第３実施形態の位相反転回路にも適用できる。

５．その他
これらの例示に限らず、本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法および結果が同一の構成、あるいは目的および効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ…電力増幅器、１０，１０−１，１０−２…増幅回路用トランス、１０Ａ…増幅回路用トランスの部分回路、２１…１次巻線、２２…２次巻線、２３，２３−１，２３−２，５７…第１のコイル、２４，２４−１，２４−２，５８…第２のコイル、３０，３０−１，３０−２，３０Ａ，３０Ｂ…増幅回路、３２…入力抵抗、３４，３４−１，３４−２，５２…真空管、３４Ａ…真空管（五極管）、３６…バイポーラトランジスタ、３８，５３，５４…抵抗、４０…出力部、５０…位相反転回路、１００…入力信号、１００Ａ，１００Ｂ…信号、１０２，１０２−１，１０２−２…第１の増幅信号、１０４，１０４−１，１０４−２…第２の増幅信号

Claims (9)

1. コアーに巻かれた１次巻線と２次巻線とを備え、前記１次巻線で増幅回路の増幅信号を受けとる増幅回路用トランスであって、
   前記増幅信号として、第１の増幅信号と、前記第１の増幅信号の位相を反転させた第２の増幅信号と、を受け取り、
   前記１次巻線は、一方の端子が第１の電位に接続されて他方の端子が前記第１の増幅信号を受け取る第１のコイルと、一方の端子が前記第１の電位よりも低い第２の電位に接続されて他方の端子が前記第２の増幅信号を受け取る第２のコイルと、で構成され、
   前記第１のコイルのインダクタンスと前記第２のコイルとのインダクタンスとは同じであり、
   前記第１のコイルと前記第２のコイルは、磁気的極性が互いに反対であるように配置され、
   前記コアーはエアーギャップを含まない増幅回路用トランス。
2. 請求項１に記載の増幅回路用トランスにおいて、
   前記第１のコイルと前記第２のコイルとがバイファイラー巻きされている増幅回路用トランス。
3. 請求項１乃至２のいずれかに記載の増幅回路用トランスと、
   増幅素子が真空管である前記増幅回路と、を含む電力増幅器。
4. 請求項３に記載の電力増幅器において、
   前記増幅回路は、
   前記真空管として水平偏向出力管を用いる電力増幅器。
5. 請求項３乃至４のいずれかに記載の電力増幅器において、
   前記真空管のプレート側からの出力を前記第１の増幅信号とし、前記真空管のカソード側からの出力を前記第２の増幅信号とする電力増幅器。
6. 請求項１乃至２のいずれかに記載の増幅回路用トランスと、
   増幅素子がバイポーラトランジスタである前記増幅回路と、を含む電力増幅器。
7. 請求項１に記載の増幅回路用トランスにおいて、
   請求項１乃至２のいずれかに記載の２つの増幅回路用トランスである第１のトランスおよび第２のトランスと、
   ２つの前記増幅回路であって増幅素子が真空管である第１の増幅回路、および第２の増幅回路と、
   互いに位相が反転した信号を生成する位相反転回路と、を含む電力増幅器において、
   前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線とを共用し、
   前記位相反転回路は、
   入力信号に基づいて、第１の信号と、前記第１の信号の位相を反転した第２の信号とを生成し、
   前記第１のトランスは、
   前記第１の信号を前記真空管のグリッド信号とし、
   前記第１の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、
   前記第２の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とし、
   前記第２のトランスは、
   前記第２の信号を前記真空管のグリッド信号とし、
   前記第２の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、
   前記第１の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とし、
   前記第２のトランスの前記第１のコイル、前記第２のコイルの磁気的極性は、前記第１のトランスの前記第１のコイル、前記第２のコイルの磁気的極性と反対であるように配置される電力増幅器。
8. 請求項１乃至２のいずれかに記載の２つの増幅回路用トランスである第１のトランスおよび第２のトランスと、
   ２つの前記増幅回路であって増幅素子が真空管である第１の増幅回路、および第２の増幅回路と、を含む電力増幅器において、
   前記第１のトランスの２次巻線と前記第２のトランスの２次巻線とを共用し、
   １つの入力信号を前記第１の増幅回路の前記真空管のグリッド信号、および前記第２の増幅回路の前記真空管のグリッド信号とし、
   前記第１のトランスは、
   前記第１の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、
   前記第２の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とし、
   前記第２のトランスは、
   前記第２の増幅回路の前記真空管のプレート側からの出力を第１の増幅信号とし、
   前記第１の増幅回路の前記真空管のカソード側からの出力を第２の増幅信号とする電力増幅器。
9. 請求項１に記載の増幅回路用トランスにおいて、
   前記１次巻線および前記２次巻線は、
   絶縁被覆として、ポリエステルの絶縁に加えて、ポリイミド被覆でコーティングされている増幅回路用トランス。

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