JP2012204026A - 固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具と照明システム - Google Patents

Abstract

【課題】広い範囲で安定した調光が可能な固体光源点灯装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子Ｑ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換して固体光源３に電流を流す直流電源回路部１と、固体光源３に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子Ｑ１を制御する電流制御部２とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部２は、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子Ｑ１の付勢・消勢制御を行う第２のスイッチング制御手段を備え、前記第２のスイッチング制御手段の付勢期間は前記第１のスイッチング制御手段の１周期より大きく、前記第１のスイッチング制御手段と第２のスイッチング制御手段により調光制御を行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような固体光源を点灯させる固体光源点灯装置およびそれを用いた照明器具と照明システムに関するものである。

従来、特許文献１（特開２００５−２６７９９９号公報）によれば、調光信号を元にＬＥＤを調光可能なＬＥＤ式照明装置が開示されている。この装置は、調光信号に基づいて調光比を判定し、調光比が所定値より高い（明るい）ときはＰＷＭ制御によりＬＥＤを点灯制御し、所定値より低い（暗い）ときは波高値制御によりＬＥＤを点灯制御するものであった。

特開２００５−２６７９９９号公報

特許文献１の技術では、調光信号に基づいて調光比を判定し、調光比が所定値より高いか低いかに応じてＰＷＭ制御と波高値制御を切り替えている。しかしながら、ＰＷＭ制御と波高値制御の切り替えの前後で動作が不安定となり、光のちらつきの原因となっていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、広い範囲で安定した調光が可能な固体光源点灯装置を提供することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、スイッチング素子Ｑ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換して固体光源３に電流を流す直流電源回路部１と、固体光源３に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子Ｑ１を制御する電流制御部２とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部２は、スイッチング素子Ｑ１のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子Ｑ１の付勢・消勢制御を行う第２のスイッチング制御手段を備え、前記第２のスイッチング制御手段の付勢期間は前記第１のスイッチング制御手段の１周期より大きく、前記第１のスイッチング制御手段と第２のスイッチング制御手段により調光制御を行うことを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の固体光源点灯装置において、固定光源の所定の輝度以上では第１のスイッチング制御手段を優勢とし、所定の輝度未満では第２のスイッチング制御手段を優勢としたことを特徴とする（図４）。

請求項３の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記直流電源回路部１は、前記スイッチング素子Ｑ１と直列にインダクタＬ１が接続され、前記インダクタＬ１の充放電電流あるいはそのいずれかを利用して前記固体光源３に電流を流すものであり、第１のスイッチング制御手段は前記インダクタ電流がゼロクロス動作をするように前記スイッチング素子Ｑ１を制御することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記直流電源回路部１は、前記固体光源３に並列に接続された容量性インピーダンス（平滑コンデンサＣ１など）を含むと共に、前記固体光源３に流れる電流が連続波形になっていることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御信号の信号レベルに応じて前記電流制御部の各スイッチング制御手段の出力レベルが変化すると共に、前記調光制御部は１つの信号を出力することを特徴とする（図５）。

請求項６の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御部は、前記電流制御部の各々のスイッチング制御手段に対して独立した２つの調光制御信号を出力することを特徴とする（図３）。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記第１のスイッチング制御手段の動作時のオン幅の略下限値で前記第２のスイッチング制御手段が動作することを特徴とする（図４）。

請求項８の発明は、請求項１〜７のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記固体光源はＬＥＤであることを特徴とする。

請求項９の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具である（図６）。
請求項１０の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明システムである（図６）。

本発明によれば、スイッチング素子のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、スイッチング素子の付勢・消勢制御を行う第２のスイッチング制御手段を備え、第２のスイッチング制御手段の付勢期間は第１のスイッチング制御手段の１周期より大きく、第１のスイッチング制御手段と第２のスイッチング制御手段により調光制御を行うものであるから、広い範囲で安定した調光が可能となる効果がある。

本発明の実施形態１の概略構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態２の動作説明図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態４の構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態５の回路図である。 本発明の実施形態５の動作波形図である。 本発明の実施形態６の回路図である。 本発明の実施形態６の動作波形図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。入力直流電源Ｖｄｃには直流電源回路部１が接続されている。直流電源回路部１は、スイッチング素子Ｑ１を用いて入力直流電源Ｖｄｃを電力変換してＬＥＤ（もしくは有機ＥＬ素子）のような固体光源３に直流電流を供給するスイッチング電源回路であり、ここでは降圧チョッパ回路（バックコンバータ）を用いている。

降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源Ｖｄｃの正極と負極の間に、固体光源３とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１と電流検出部４の直列回路が接続されており、固体光源３とインダクタＬ１の直列回路には回生ダイオードＤ１が閉回路を構成するように並列接続されている。

降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力直流電源Ｖｄｃの正極→固体光源３→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出部４→入力直流電源Ｖｄｃの負極の経路で漸増電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の誘起電圧により、インダクタＬ１→回生ダイオードＤ１→固体光源３→インダクタＬ１の経路で漸減電流が流れて、インダクタＬ１のエネルギーが放出される。

インダクタＬ１のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を連続モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を臨界モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。本発明では、いずれのモードを用いても構わないが、電力変換効率が高いのは臨界モードである。

スイッチング素子Ｑ１は電流制御部２により高周波でオンオフされる。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流は、電流検出部４により検出される。電流検出部４により検出された電流検出値は、電流制御部２により設定された所定のしきい値と比較される。電流検出値が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は所定のしきい値に設定される。

図２（ａ），（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作によりインダクタＬ１に流れる電流の波形を示している。インダクタＬ１に流れる電流が漸増する期間については、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流と同じであり、インダクタＬ１に流れる電流が漸減する期間については、回生ダイオードＤ１に流れる電流と同じである。本例では、インダクタＬ１に流れる電流は前述の臨界モードの場合を例示しているが、連続モードまたは不連続モードであっても良い。

図２（ａ）は、電流制御部２により設定された所定のしきい値Ｉｐ１が高い場合、図２（ｂ）は所定のしきい値Ｉｐ２が低い場合である。電流制御部２により設定される所定のしきい値Ｉｐ１，Ｉｐ２は、調光器５から電流制御部２に供給される調光信号に応じて設定される。

図２（ｃ），（ｄ）は、電流制御部２からスイッチング素子Ｑ１に出力される制御信号の電圧波形を示している。図２（ｃ）はスイッチング素子Ｑ１のバーストＯＮの期間が長い場合、図２（ｄ）はバーストＯＮの期間が短い場合である。ここで、バーストＯＮの期間とは、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作が許可されている期間のことである。バーストＯＮの期間では、スイッチング素子Ｑ１は付勢（活性化）されており、それ以外の期間では、スイッチング素子Ｑ１は消勢（不活性化）されている。バーストＯＮの期間は、調光器５から電流制御部２に供給される調光信号に応じて電流制御部２により設定される。

図２（ｃ），（ｄ）に示されるバーストＯＮの動作は、所定の周波数（例えば、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）で繰り返される。その繰り返しの周波数は、直流電源回路部１のスイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ周波数（数十ｋＨｚ）に比べると低く設定されている。

なお、図２（ａ），（ｂ）の時間軸は、図２（ｃ），（ｄ）の時間軸に比べると拡大して図示されている。

電流制御部２では、調光器５から供給される調光信号を読み取り、図２（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を設定すると共に、図２（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作が許可されるバーストＯＮの期間を設定する。前者を第１のスイッチング制御手段、後者を第２のスイッチング制御手段とすると、両者を組み合わせて同時に適用可能とすることにより、広い範囲で安定した調光動作を実現することができる。

例えば、調光比が高い（明るい）場合には、図２（ａ）のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値Ｉｐ１を高く設定すると共に、図２（ｃ）のように、バーストＯＮの期間を長く設定する。また、調光比が低い（暗い）場合には、図２（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値Ｉｐ２を低く設定すると共に、図２（ｄ）のように、バーストＯＮの期間を短く設定する。このように、第１のスイッチング制御手段と第２のスイッチング制御手段を組み合わせて適用することにより、広い範囲の調光が可能となる。

また、特許文献１の技術に比べると、調光範囲の途中でＰＷＭ制御と波高値制御を切り替える必要が無いので、切り替えの前後で動作が不安定となることがなく、広い範囲で安定した調光動作を実現することができる。

本実施形態では、直流電源回路部１として、降圧チョッパ回路を例示したが、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路、フライバックコンバータ回路のような各種のスイッチング電源回路を用いても良いことは言うまでも無い。

（実施形態２）
図３は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、図２（ａ），（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を所定のしきい値Ｉｐ１，Ｉｐ２に制御する動作と、上述の臨界モードの制御を安価に実現するために、汎用の力率改善制御用の集積回路２２を用いている。

この種の力率改善制御用の集積回路として、従来からＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２が知られているが、本実施形態では、図２（ｃ），（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１の制御信号のバーストＯＮの期間を外部信号により設定可能とするために、力率改善制御（ＰＦＣ）の可否を外部信号により選択できる集積回路として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６４を採用している。

Ｌ６５６４は、従来の８ピンのＬ６５６２に対してＰＦＣ−ＯＫ端子（６番ピン）とＶＦＦ端子（５番ピン）を追加したものであり、その他のピン配置はＬ６５６２のピン配置を踏襲している。

以下、Ｌ６５６４の各端子の機能について簡単に説明しながら、図３の回路構成について説明する。
１０番ピンは電源端子であり、制御電源電圧Ｖｃｃに接続されている。８番ピンはグランド端子であり、入力直流電源Ｖｄｃの負極（回路グランド）に接続されている。

９番ピンはゲートドライブ端子であり、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート電極に接続されている。
７番ピンはゼロクロス検出端子であり、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の一端に抵抗Ｒ２を介して接続されている。２次巻線ｎ２の他端は接地されている。

６番ピンはＬ６５６２に対して追加されたＰＦＣ−ＯＫ端子であり、このピンの電圧が０．２３Ｖ未満になると、ＩＣはシャットダウンされる。ＩＣをリスタートさせるには、この６番ピンを０．２７Ｖよりも高く設定しなければならない。これにより、６番ピンをリモートｏｎ／ｏｆｆ制御入力として用いることができる。
５番ピンはフィードフォワード端子であり、本実施形態では使用しないので、抵抗Ｒ３を介して回路グランドに接続してある。

４番ピンは電流検出端子であり、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のソース電極と回路グランドの間に挿入された電流検出抵抗Ｒ１の電圧を抵抗Ｒ４を介して入力されている。また、調光用のバイアス電圧を抵抗Ｒ９を介して入力されている。
３番ピンはＩＣに内蔵された乗算器の入力であり、本実施形態では、制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ６，Ｒ７により分圧した所定の電圧に設定している。

１番ピンはＩＣに内蔵されたエラーアンプの反転入力端子、２番ピンはそのエラーアンプの出力端子である。１番ピンと２番ピンの間にエラーアンプの帰還インピーダンスとして、抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の並列回路を接続してある。また、１番ピンには抵抗Ｒ１０，Ｒ１１によりコンデンサＣ３の電圧を分圧した負帰還用の電圧信号が入力されている。コンデンサＣ３には、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の誘起電圧が抵抗Ｒ１２とダイオードＤ３を介して充電されている。コンデンサＣ３の電圧が増大するとスイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅は狭くなる方向に制御される。

スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流が増加すると、４番ピンの検出電圧が上昇する。４番ピンの電圧が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。その後、インダクタＬ１のエネルギーがダイオードＤ１を介して放出されている期間は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２に電圧が誘起される。ダイオードＤ１を介する回生電流が流れ終わると、２次巻線ｎ２の誘起電圧が消失し、７番ピンの電圧が立ち下がる。この７番ピンの電圧の立ち下がりを検出して、スイッチング素子Ｑ１が再びオンされる。

４番ピンには、抵抗Ｒ９を介してコンデンサＣ５のＤＣ電圧が重畳されている。このコンデンサＣ５は、抵抗Ｒ５を介して調光制御回路２１の出力信号により充放電されている。調光制御回路２１の出力信号は、例えば、矩形波電圧信号であり、そのＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの期間の割合に応じてコンデンサＣ５に充電されるＤＣ電圧が変化する。つまり、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ５はＣＲフィルタ回路（積分回路）を構成している。

コンデンサＣ５に充電されるＤＣ電圧が高いとき、４番ピンの電圧は高くなるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が見掛け上、大きくなったように検出されることになり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、図２（ｂ）に示すように低くなる。

コンデンサＣ５に充電されるＤＣ電圧が低いとき、４番ピンの電圧は低くなるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は見掛け上、小さくなったように検出されることになり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値は、図２（ａ）に示すように高くなる。

このように、調光制御回路２１から出力される矩形波電圧信号のＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの期間の割合（オンオフＤｕｔｙ）に応じて、コンデンサＣ５に充電されるＤＣ電圧の大きさを調整することにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を調整することができる。

調光制御回路２１は、例えば、調光用のマイコンで構成されていても良い。その場合、出力端子ａとして、矩形波電圧信号を出力する２値出力ポートの１つを割り当てれば良い。

また、出力端子ａとして、２値出力ポートに代えて、Ｄ／Ａ変換出力ポートを有するマイコンを用いた場合には、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５よりなるＣＲフィルタ回路は省略することも可能である。その場合でも、ＣＲフィルタ回路を省略せずに、Ｄ／Ａ変換出力ポートからアナログの出力電圧をＣＲフィルタ回路に入力し、１階調を隔てて隣接するＤＣ電圧を所定のＤｕｔｙで切り替えるように制御すれば、Ｄ／Ａ変換の本来の階調よりも多階調のＤＣ電圧を生成できる。また、２値出力ポートを用いる場合に比べると、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５の時定数が小さくても、コンデンサＣ５に充電されるＤＣ電圧のリップルを小さくすることが出来るから、制御の応答性も良くなる。

次に、図２（ｃ），（ｄ）に示したバーストＯＮの期間を指定するための出力端子ｂとしては、マイコンの他の２値出力ポートを割り当てれば良く、バーストＯＮの期間にＨｉｇｈレベル（＞０．２７Ｖ）、それ以外に期間にＬｏｗレベル（＜０．２３Ｖ）となる矩形波電圧信号を出力すれば良い。

図４は調光制御回路２１の出力端子ａ、ｂから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙ（％）と、調光器５から調光制御回路２１に入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）の関係を示している。図中の細い実線ａは、第１の出力端子ａから出力される矩形波電圧信号のオフＤｕｔｙの変化を示しており、図中の細い実線ｂは、第２の出力端子ｂから出力される矩形波電圧信号のオンＤｕｔｙの変化を示している。

調光器５から調光制御回路２１に入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）は、０％〜１００％の間で変化し、５％未満では全点灯、９５％以上では消灯となる。このような調光信号は、インバータ式の蛍光灯点灯装置の分野において広く普及しており、一般的には、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖの矩形波電圧信号が用いられる。

調光制御回路２１では、調光器５から入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）を読み取り、それに応じて、第１の出力端子ａから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙと第２の出力端子ｂから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙを変化させる。結果的に、固体光源３の明るさは、図中の太線で示す２．３乗カーブに近い特性で変化する。２．３乗カーブとは、一般にマンセル特性カーブと呼ばれる調光カーブの一種であり、調光操作に対してスムーズに明るさが変化するように見える特性として知られている。

図４に例示したような制御特性は、調光制御回路２１がマイコンで構成されている場合、内蔵のメモリにデータテーブルとして記憶しておけば好都合である。その場合、調光器５から入力される調光信号のＤｕｔｙ（％）を読み取ったデジタル値をアドレスとしてデータテーブルを読み出して、読み出されたデータに基づいて、調光制御回路２１の端子ａ、ｂから出力される矩形波電圧信号のＤｕｔｙを制御すれば良い。

（実施形態３）
図５は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、調光制御回路２１から出力される１つの調光信号を調光制御回路２１の外部で信号変換することにより、第１のスイッチング制御手段に対する調光制御信号と、第２の第１のスイッチング制御手段に対する調光制御信号を生成している。

調光制御回路２１から集積回路２２の６番ピンに出力される調光信号は、実施形態２と同様に、低周波（数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）の矩形波電圧信号であり、そのパルス幅を可変とすることにより、集積回路２２の動作を許可したり、禁止したりすることができる。この調光信号をダイオードＤ４を介して抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５のフィルタ回路に入力することにより、ＤＣ電圧に変換している。

このＤＣ電圧は、図５の回路例では、抵抗Ｒ９を介して３番ピンの抵抗Ｒ７に重畳されている。コンデンサＣ５のＤＣ電圧が高いときは、集積回路２２の３番ピンの電圧が高くなるので、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる際のしきい値電圧が高く設定される。このため、図２（ｃ）に示すように、バーストＯＮの期間が長いときは、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークＩｐ１は高くなる。

反対に、コンデンサＣ５のＤＣ電圧が低いときは、集積回路２２の３番ピンの電圧が低くなるので、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる際のしきい値電圧が低く設定される。このため、図２（ｄ）に示すように、バーストＯＮの期間が短いときは、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークＩｐ２は低くなる。これにより、広い範囲で安定した調光が可能となる。

なお、図５の回路例では、調光制御回路２１から出力される１つの調光信号を矩形波電圧信号としたが、これとは逆に、調光制御回路２１から出力される１つの調光信号をＤＣ電圧としても良い。その場合、外部の低周波発振回路を用いて、調光制御回路２１から出力されたＤＣ電圧をパルス幅可変の矩形波電圧信号（ＰＷＭ信号）に変換して、変換後の信号を、集積回路２２の６番ピンの制御に用いれば良い。また、変換前の信号（ＤＣ電圧）は、集積回路２２の３番ピンに直接入力すれば良い。

上述の各実施形態では、調光器５から出力される調光信号として、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖの矩形波電圧信号を用いる場合を想定して説明したが、これに限定されるものではない。例えば、ＤＡＬＩやＤＭＸ５１２などの各種の規格化された調光信号を用いても良いし、商用交流電源（５０／６０Ｈｚ）を位相制御した電圧を波形整形することにより、１００／１２０ＨｚのＰＷＭ信号を調光信号として電源線から抽出しても構わない。あるいは、調光器５は単なる可変抵抗であっても良く、ＤＣ電圧よりなる調光信号を調光制御回路２１のＡ／Ｄ変換入力ポートに読み取らせるような構成としても構わない。

（実施形態４）
図６は本発明の実施形態４の概略構成を示すブロック回路図である。本実施形態では、１つの照明器具Ａに、寒色系のＬＥＤと暖色系のＬＥＤを備え、それぞれの光出力を直流電源回路部１ａ，１ｂと電流制御部２ａ，２ｂにより個別に制御可能としたものである。照明器具Ｂの構成は照明器具Ａと同じであり、同一の調光信号線に複数の照明器具が接続された照明システムが構成されている。各照明器具Ａ，Ｂ，…を制御する調光調色装置５０は、寒色系の電流制御部２ａに調光信号を伝送する調光器５ａと、暖色系の電流制御部２ｂに調光信号を伝送する調光器５ｂを備えている。これらの調光器５ａ、５ｂから出力される調光信号を個別に制御することにより、各照明器具Ａ，Ｂ，…の明るさと色温度を制御することができる。例えば、蛍光灯の分野で広く用いられている昼光色、昼白色、電球色のような色温度の異なる照明を任意の明るさで実現できる。

図６の例では、寒色系のＬＥＤと暖色系のＬＥＤという２種類の光源を用いているが、光の三原色であるＲ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）のＬＥＤを用いれば、任意の発光色を実現できることは言うまでも無い。

（実施形態５）
図７は本発明の実施形態５の回路図である。本実施形態では、入力直流電源Ｖｄｃとして昇圧チョッパ回路６のような力率改善回路を用いている。昇圧チョッパ回路６の構成および動作については周知であり、スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、交流電源Ｖｓからフィルタ回路ＦＬ→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れて、交流電源Ｖｓから入力電流を引き込むと共にインダクタＬ２にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子Ｑ２がオフのとき、インダクタＬ２の誘起電圧が全波整流器ＤＢの出力電圧に重畳されて、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２が充電される。このとき、交流電源Ｖｓからフィルタ回路ＦＬ→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→ダイオードＤ２→平滑コンデンサＣ２の経路で電流が流れて、交流電源Ｖｓから入力電流を引き込む。これにより、入力力率が改善される。また、平滑コンデンサＣ２には全波整流器ＤＢの出力電圧のピーク値よりも昇圧された直流電圧Ｖｄｃが充電される。

この種の力率改善回路は、出力電圧を所定の目標値に一定化するための制御回路７を備えていることが一般的である。そこで、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅は固定としたまま、スイッチング素子Ｑ２のオンパルス幅を変化させて、直流電源回路部１の入力直流電源Ｖｄｃの電圧を可変とすることで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークを変化させている。

調光制御回路２１の端子ａから出力される第１の矩形波電圧信号（ＰＷＭ１）は、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５よりなるＣＲフィルタ回路によりＤＣ電圧に変換されて、このＤＣ電圧は抵抗Ｒ９を介して、昇圧チョッパ回路６の出力電圧検出回路（抵抗Ｒ１３とＲ１４の分圧回路）の検出電圧に重畳されている。

コンデンサＣ５のＤＣ電圧が増加すると、見掛け上、昇圧チョッパ回路６の出力電圧Ｖｄｃが増加したように検出される。このため、制御回路７は出力電圧Ｖｄｃを低下させるように動作する。すると、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅が同じでも、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に流れる漸増電流の増加する傾きが変化するので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が終わる時に、スイッチング素子Ｑ１に流れている電流のピーク値は変化する。

この動作を図８（ａ），（ｂ）により説明する。図８（ａ）は昇圧チョッパ回路６の出力電圧Ｖｄｃが高いときのインダクタＬ１の電流であり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が固定であっても、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流の増加する傾きが大きいので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が終わる時に、スイッチング素子Ｑ１に流れている電流のピーク値Ｉｐ１は高くなる。

図８（ｂ）は昇圧チョッパ回路６の出力電圧Ｖｄｃが低いときのインダクタＬ１の電流であり、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が固定であっても、スイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流の増加する傾きが小さいので、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が終わる時に、スイッチング素子Ｑ１に流れている電流のピーク値Ｉｐ２は低くなる。

本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅とオンオフ周期は高周波発振回路２３で設定される固定値となっている。高周波発振回路２３の発振動作は、調光制御回路２１の端子ｂから出力される第２の矩形波電圧信号（ＰＷＭ２）により発振開始／発振停止を切り替えられる。矩形波電圧信号（ＰＷＭ２）は、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚの低周波であり、これがＨｉｇｈレベルのとき、高周波発振回路２３は数十ｋＨｚの高周波でスイッチング素子Ｑ１をオンオフする制御信号を出力し、Ｌｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持するように動作する。

上述のように、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークを変化させる手段は備えているが、ピークを検出する手段は省略している。このため、電流検出抵抗による電力損失を節減できるという利点があるが、その反面、連続モードで使用すると、ピーク電流制限機能が無いので、インダクタＬ１が磁気飽和する恐れがある。そこで、第１の調光信号（矩形波電圧信号ＰＷＭ１）により設定される昇圧チョッパ回路６の出力電圧Ｖｄｃが最大値のときに、図８（ａ）に示すように、インダクタＬ１に流れる電流が、僅かの休止期間を有する不連続モード（臨界モードに近い不連続モード）となるように、高周波発振回路２３のオン時間幅とオンオフ周期を設定しておく。このようにすれば、昇圧チョッパ回路６の出力電圧Ｖｄｃが最大値よりも小さいときには、図８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークが低下するので、インダクタＬ１に流れる電流は必ず不連続モードとなる。

これは、固体光源３が図７に示すように、ｎ個の発光ダイオードの直列回路である場合、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、回生電流通電中のインダクタＬ１に印加される電圧は、発光ダイオードの順電圧Ｖｆ×ｎ＋回生ダイオードＤ１の順電圧となることから、インダクタＬ１に流れる電流が降下していく速度は略一定となるという性質を利用している。

また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間において、インダクタＬ１に印加される電圧は、昇圧チョッパ回路６の出力電圧Ｖｄｃ−発光ダイオードの順電圧Ｖｆ×ｎ−スイッチング素子Ｑ１のオン電圧となり、出力電圧Ｖｄｃが低下すると、インダクタＬ１に流れる電流が増加する速度が低下するという性質を利用している。

本実施形態は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークを変化させる手段として、入力直流電源Ｖｄｃの電圧を変化させるものであるから、例えば、図６に示すような寒色系と暖色系の２系統のＬＥＤの点灯回路を１つの照明器具に内蔵する場合には、主電源が２系統必要となる。したがって、本実施形態は、調色機能の無いＬＥＤ調光点灯装置に適している。

（実施形態６）
図９は本発明の実施形態６の回路図である。本実施形態では、入力直流電源Ｖｄｃとしてフライバックコンバータ回路８を用いている。また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピークを変化させる手段として、タイマー回路ＴＭによりコンデンサＣ５のＤＣ電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を変化させている。

まず、フライバックコンバータ回路８の構成および動作は周知であり、全波整流器ＤＢの直流出力端にトランスＴ２の１次巻線とスイッチング素子Ｑ２の直列回路を接続し、トランスＴ２の２次巻線の両端にダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２を接続したものである。ダイオードＤ２の極性は、スイッチング素子Ｑ２のオン時に電流を阻止する方向に接続されている。

スイッチング素子Ｑ２のオン時には、全波整流器ＤＢとトランスＴ２の１次巻線を介して交流電源Ｖｓから入力電流が引き込まれる。このとき、ダイオードＤ２は非導通状態となっているので、トランスＴ２はインダクタとして機能し、トランスＴ２にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ２のオフ時には、トランスＴ２の蓄積エネルギーがダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２に放出される。平滑コンデンサＣ２に得られる直流電圧Ｖｄｃは入力側（交流電源側）とは絶縁されている。平滑コンデンサＣ２の電圧を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した検出電圧をＰＦＣ制御回路９に伝達するには、フォトカプラＰＣ１を用いると良い。

フライバックコンバータ回路８のスイッチング素子Ｑ２を制御するＰＦＣ制御回路９は、全波整流器ＤＢから出力される脈流電圧を抵抗Ｒ１６，Ｒ１７により分圧して検出し、スイッチング素子Ｑ２に流れるトランスＴ２の１次巻線電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Ｑ２のソース電流を抵抗Ｒ１５により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Ｑ２をオフするように制御している。また、平滑コンデンサＣ２の充電電圧を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４により分圧して検出し、フォトカプラＰＣ１を介してＰＦＣ制御回路９に伝達し、平滑コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｄｃが低い場合には、スイッチング素子Ｑ２のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサＣ２の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Ｑ２のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、トランスＴ２に回生電流検出用の補助巻線を設けて、その巻線電圧の有無によりトランスＴ２から放出される回生電流の消失（ゼロクロス）を検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Ｑ２を再度オンするように制御している。

ＰＦＣ制御回路９の制御電源電圧Ｖｃｃを得るための構成については図示を省略しているが、例えば、全波整流器ＤＢの出力端から限流抵抗を介して電源コンデンサを充電し、その充電電圧によりＰＦＣ制御回路９の動作が開始した後は、トランスＴ２の回生電流検出用の巻線から整流用のダイオードを介して前記電源コンデンサを充電するような構成を用いることができる。

次に、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅はタイマー回路ＴＭにより設定している。タイマー回路ＴＭとしては、汎用のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）を用いることができ、例えば、ルネサスエレクトロニクス社（旧ＮＥＣエレクトロニクス所管）のμＰＤ５５５５またはその互換品を用いれば良い。１番ピンはグランド端子、８番ピンは電源端子である。電源端子に供給される制御電源電圧Ｖｃｃ２は２次側のコンデンサＣ２から図示しない制御電源回路を介して供給すれば良い。

２番ピンはトリガー端子であり、この端子が５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。

４番ピンはリセット端子であり、この端子がＬｏｗレベルになると、動作停止状態となり、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルに固定される。

５番ピンは制御端子であり、内蔵の分圧抵抗により通常は電源電圧Ｖｃｃ２の２／３となる基準電圧が印加されているが、本実施形態では、調光制御回路２１の端子ａから出力される低周波の矩形波電圧信号を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５よりなるフィルタ回路により平滑化したＤＣ電圧が印加されている。

６番ピンはスレショルド端子であり、この端子が５番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。

調光制御回路２１は、調光器からの調光信号を読み取って、スイッチング素子Ｑ１をバーストＯＮの状態とするときには、バーストＯＮの期間にわたって、タイマー回路ＴＭの４番ピンをＨｉｇｈレベルに設定する。このとき、タイマー回路ＴＭは無安定マルチバイブレータとして動作し、２番ピンが５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、７番ピンが開放状態となるので、コンデンサＣ６は充電抵抗ＲｃとダイオードＤ５を介して充電される。６番ピンに印加されるコンデンサＣ６の充電電圧が５番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これによりコンデンサＣ６は放電抵抗Ｒｄを介して放電されて、電圧が降下して行く。２番ピンに印加されるコンデンサＣ６の充電電圧が５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、７番ピンが開放状態となるので、コンデンサＣ６は充電抵抗ＲｃとダイオードＤ５を介して充電される。以下、同じ動作を繰り返す。

このように、タイマー回路ＴＭは一般的な無安定マルチバイブレータとして動作するものであり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は充電抵抗ＲｃとコンデンサＣ６の時定数と５番ピンの電圧により決まる可変幅となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間幅は放電抵抗ＲｄとコンデンサＣ６の時定数と５番ピンの電圧により決まる可変幅となる。したがって、調光制御回路２１により設定されるバーストＯＮの期間中、スイッチング素子Ｑ１は、調光制御回路２１により設定される５番ピンの電圧に応じたオン時間幅とオフ時間幅で駆動される。５番ピンの電圧が低下すると、発振用のコンデンサＣ６の電圧の変化幅が小さくなるので、オン時間幅もオフ時間幅も共に短くなるが、抵抗Ｒｃを介する充電電流は増加するのに対して、抵抗Ｒｄを介する放電電流は減少するから、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなる。

これは負荷電圧が略一定である発光ダイオードの駆動には好都合なことであり、５番ピンの電圧が最大のときに、図１０（ａ）に示すように、インダクタＬ１に流れる電流が臨界モードに近い不連続モードとなるように、オン時間幅とオフ時間幅の比率を設計しておけば、５番ピンの電圧が変化しても、常に不連続モードで動作させることができる。具体的には、「オン時間幅×（電源電圧−負荷電圧）≒オフ時間幅×負荷電圧」となる臨界条件よりも僅かにオン時間幅が短くなるように、抵抗Ｒｃ、ＲｄとコンデンサＣ６の値を設計しておけば良い。

このように設計した場合、５番ピンの電圧が低下すると、図１０（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅、オフ時間幅は共に短縮するが、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなるので、インダクタＬ１に流れる電流の休止期間は増大して行くことになる。

したがって、調光制御回路２１によりタイマー回路ＴＭの５番ピンの電圧を低下させることにより、図１０（ｂ）のように、インダクタＬ１に流れる電流のピークを減少させると共に、電流の休止期間も長くすることができるから、バーストＯＮの期間に流れる平均電流を減少させることができる。

この制御と組み合わせて、調光制御回路２１によりタイマー回路ＴＭの４番ピンを低周波（数百Ｈｚ〜数ｋＨｚ）でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替えて、バーストＯＮの期間を可変とすることにより、高い平均電流を長い時間にわたり流す状態から、低い平均電流を短い時間にわたり流す状態まで制御することで、広い範囲で安定した調光を実現することができる。

なお、固体光源３と並列に接続された平滑コンデンサＣ１は無くても良いが、接続しておけば、照明器具の光のちらつきを低減できる効果がある。

本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、プロジェクタの光源として利用しても構わない。この種の画像表示装置の光源点灯装置として用いる場合には、固体光源３と並列に接続された平滑コンデンサＣ１は省略し、画像更新周期とバーストＯＮの周期を同期させると良い。

上述の各実施形態の説明では、固体光源３として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
１ 直流電源回路部
２ 電流制御部
３ 固体光源（ＬＥＤ）
４ 電流検出部
５ 調光器

Claims (10)

1. スイッチング素子を用いて入力直流電源を電力変換して固体光源に電流を流す直流電源回路部と、
   固体光源に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子を制御する電流制御部とを備えた固体光源点灯装置において、
   前記電流制御部は、
   スイッチング素子のオン幅を変化させる第１のスイッチング制御手段と、
   前記スイッチング素子の付勢・消勢制御を行う第２のスイッチング制御手段を備え、
   前記第２のスイッチング制御手段の付勢期間は前記第１のスイッチング制御手段の１周期より大きく、
   前記第１のスイッチング制御手段と第２のスイッチング制御手段により調光制御を行うことを特徴とする固体光源点灯装置。
2. 固定光源の所定の輝度以上では第１のスイッチング制御手段を優勢とし、所定の輝度未満では第２のスイッチング制御手段を優勢としたことを特徴とする請求項１記載の固体光源点灯装置。
3. 前記直流電源回路部は、前記スイッチング素子と直列にインダクタが接続され、前記インダクタの充放電電流あるいはそのいずれかを利用して前記固体光源に電流を流すものであり、第１のスイッチング制御手段は前記インダクタ電流がゼロクロス動作をするように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
4. 前記直流電源回路部は、前記固体光源に並列に接続された容量性インピーダンスを含むと共に、前記固体光源に流れる電流が連続波形になっていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
5. 外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御信号の信号レベルに応じて前記電流制御部の各スイッチング制御手段の出力レベルが変化すると共に、前記調光制御部は１つの信号を出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
6. 外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御部は、前記電流制御部の各々のスイッチング制御手段に対して独立した２つの調光制御信号を出力することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
7. 前記第１のスイッチング制御手段の動作時のオン幅の略下限値で前記第２のスイッチング制御手段が動作することを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
8. 前記固体光源はＬＥＤであることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の固体光源点灯装置。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具。
10. 請求項１〜８のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明システム。

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