JP2012118040A

JP2012118040A - レーダ装置

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Publication number: JP2012118040A
Application number: JP2011083650A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Harasawa; 康弘原沢; Teruyuki Hara; 照幸原; Koji Uchida; 浩司内田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2010-11-12
Filing date: 2011-04-05
Publication date: 2012-06-21
Anticipated expiration: 2031-04-05
Also published as: JP5679885B2

Abstract

【課題】クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させる。
【解決手段】送受信アンテナを有する送受信回路１と、送受信回路１から入力される受信信号を入力して、その中のクラッタを抑圧する複数のＦＩＲフィルタ２と、各ＦＩＲフィルタ２の出力信号をフーリエ変換する複数のＦＦＴ手段３と、ＦＦＴ手段３の出力の中から、目標信号検出に使用するＦＦＴ出力結果を選択するＦＦＴ出力選択手段４と、ＦＦＴ出力選択手段４の出力結果を用いて目標信号を検出する複数の目標検出手段５と、目標検出結果を表示する表示手段６と、ＦＦＴ出力選択手段４でＦＦＴ出力結果を選択するために用いる切替周波数を記憶する切替周波数データベース７とを備え、ＦＩＲフィルタ２の振幅特性は全て互いに異なる。ＦＦＴ出力選択手段４は、振幅利得の最も高いＦＩＲフィルタ２の出力を用いるようにＦＦＴ手段３の出力を切り替える。
【選択図】図１

Description

この発明はレーダ装置に関し、特に、アンテナからパルス電波を目標物に照射して反射電波を受信し、受信信号に含まれる静止物体（目標物以外）からの不要反射エコーであるクラッタを抑圧して、目標物を検出するレーダ装置に関するものである。

一般に、レーダ装置においては、パルス状の電波を空間に放射し、目標物からのエコーを抽出して距離計測が行われるが、受信時には目標物からの反射エコー以外に、クラッタと呼ばれる、目標物以外の他の物体からの不要な反射エコーも同時に受信することが多い。

このようなクラッタは、正確な目標検出処理を妨げるものであるから、従来から捜索系のレーダ装置にはクラッタを抑圧する方式の一例として、ＭＴＩ（ＭｏｖｉｎｇＴａｒｇｅｔＩｎｄｉｃａｔｏｒｓ）が備えられている（例えば、特許文献１参照）。

ＭＴＩは、「移動する目標からのエコーにはドップラー周波数が発生するが、地面や建築物からのエコーであるグランドクラッタにはドップラー周波数が発生しないこと」を利用して、クラッタのみを抑圧する一種の高域通過フィルタである。

つまり、ＭＴＩは各レンジビンの受信信号において、１パルス遅延させた受信信号を差し引くことにより、ドップラー周波数が０付近にその電力が集中するクラッタを抑圧する方式である。

よく使用されるＭＴＩとして、伝達関数が「１−ｚ^-1」で表されるＭＴＩは、単一消去器と呼ばれ、また、（１−ｚ^-1）Ｍ（Ｍ＞１）で表されるＭＴＩは、多重消去器と呼ばれる。

ＭＴＩにおいては、多重化する（フィルタ次数を増やす）ほど、阻止域幅が広くなり、かつ阻止域減衰量が大きくなってクラッタ抑圧性能が高くなる傾向がある。しかしながら、フィルタの零点を多重化させることでのみ、阻止域減衰量を調整していることになり、次数が高いＭＴＩは、高いクラッタ抑圧性能を示すが、通過帯域幅が狭いという欠点がある。すなわち、ＭＴＩによってクラッタが抑圧される一方で、目標信号もＭＴＩ処理によって減衰する可能性が高いということになる。

一方、ＭＴＩのようなクラッタ抑圧フィルタは、一般的なトランスバーサル型のＦＩＲフィルタで実現することもできる。フィルタ次数を高くすれば抑圧性能を保ちつつ通過域幅を広くすることも可能である。しかしながら、設計方法によっては通過域に大きなリップルが発生して目標信号電力を低下させる場合がある。

特公昭５８−５５４７４号公報

従来のレーダ装置は以上のように構成されているので、ＭＴＩによりクラッタを抑圧した場合、目標物の移動速度によっては、目標信号がＭＴＩにより大きく減衰して目標検出が困難になるという問題点があった。また、通過域幅が広いＦＩＲフィルタをクラッタ抑圧フィルタとして使用した場合においても、通過域のリップルの影響で目標信号が大きく減衰して目標検出が困難になるという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、ＭＴＩフィルタよりも通過域幅が広い複数のＦＩＲフィルタ等を組み合わせることにより、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることができるレーダ装置を得ることを目的とする。

この発明は、パルス電波を送受信して受信信号を生成する送受信処理回路と、前記受信信号中のクラッタを抑圧する複数のクラッタ抑圧フィルタと、各前記クラッタ抑圧フィルタからの出力信号に対してコヒーレント積分を行う複数のＦＦＴ手段と、前記複数のＦＦＴ手段からの出力信号のうち、振幅利得が最も高いクラッタ抑圧フィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択するように切り替えを行うＦＦＴ出力選択手段と、前記ＦＦＴ出力選択手段の切り替えを行うための周波数値を記憶する切替周波数データベースと、前記ＦＦＴ出力選択手段からの出力結果を用いて目標検出処理を行う目標検出手段と、前記目標検出手段の出力結果を画面上に表示する表示手段とを備えたレーダ装置である。

この発明は、パルス電波を送受信して受信信号を生成する送受信処理回路と、前記受信信号中のクラッタを抑圧する複数のクラッタ抑圧フィルタと、各前記クラッタ抑圧フィルタからの出力信号に対してコヒーレント積分を行う複数のＦＦＴ手段と、前記複数のＦＦＴ手段からの出力信号のうち、振幅利得が最も高いクラッタ抑圧フィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択するように切り替えを行うＦＦＴ出力選択手段と、前記ＦＦＴ出力選択手段の切り替えを行うための周波数値を記憶する切替周波数データベースと、前記ＦＦＴ出力選択手段からの出力結果を用いて目標検出処理を行う目標検出手段と、前記目標検出手段の出力結果を画面上に表示する表示手段とを備えたレーダ装置であるので、ＭＴＩフィルタよりも通過域幅が広い複数のＦＩＲフィルタ等を組み合わせることにより、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることができる。

この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の変形例の構成を示したブロック図である。図２に示すこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置の動作を図式的に示す説明図である。図２に示すこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置において、ＦＩＲフィルタの処理結果とＭＴＩフィルタの処理結果とを選択的に切り替える動作を示す説明図である。図１，２に示すこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置に設けられたＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。この発明の実施の形態２に係るレーダ装置における周波数補正量算出手段の必要性を示す説明図である。フィルタ次数が共に２次のＭＴＩフィルタとＦＩＲフィルタの振幅特性の一例を示す説明図である。この発明の実施の形態３に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。図９に示すこの発明の実施の形態３に係るレーダ装置において、ＦＩＲフィルタの処理結果とＭＴＩフィルタの処理結果とを選択的に切り替える動作を示す説明図である。この発明の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示したブロック図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。

図１において、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、送受信アンテナを有する送受信回路１と、送受信回路１から入力される受信信号を入力してクラッタを抑圧する複数のクラッタ抑圧フィルタ（ＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘ）と、夫々のクラッタ抑圧フィルタの出力信号をフーリエ変換するＦＦＴ手段３ａ〜３ｘと、ＦＦＴ手段３ａ〜３ｘの出力の中から、目標信号検出に使用するＦＦＴ出力結果を選択するＦＦＴ出力選択手段４と、ＦＦＴ出力選択手段４の出力結果を用いて目標信号を自動検出する目標検出手段５ａ〜５ｘと、目標検出結果を表示する表示手段６と、ＦＦＴ出力選択手段４で用いられる切替周波数を記憶している切替周波数データベース７とにより構成されている。

なお、図１においては、クラッタ抑圧フィルタの個数は任意であり、また、複数のクラッタ抑圧フィルタは、すべて、ＦＩＲフィルタから構成されており、それらのＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘは、振幅特性が全て異なるフィルタであり、通過域でのリップルの最小値と最大値とが現れる周波数が互いに異なるものである。

図２は、図１に示すこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置の変形例を示すブロック図である。図２においては、クラッタ抑圧フィルタの個数は２個で、その一方がＦＩＲフィルタで、他方はＭＴＩフィルタから構成されている。他の構成については、図１と同一である。

従って、図２に示すこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、送受信アンテナを有する送受信回路１と、送受信回路１から入力される受信信号を入力してクラッタを抑圧する第１のクラッタ抑圧フィルタとしてのＦＩＲフィルタ１０と、送受信回路１から入力される受信信号を入力してクラッタを抑圧する第２のクラッタ抑圧フィルタとしてのＭＴＩフィルタ１１と、ＦＩＲフィルタ１０の出力信号をフーリエ変換するＦＦＴ手段３ａと、ＭＴＩフィルタ１１の出力信号をフーリエ変換するＦＦＴ手段３ｂと、ＦＦＴ手段３ａとＦＦＴ手段３ｂの出力結果を入力し、それらの中から、目標信号検出に使用するＦＦＴ出力結果を選択するＦＦＴ出力選択手段４と、ＦＦＴ出力選択手段４の出力結果に基づいて目標信号を自動検出する目標検出手段５と、目標検出結果を表示する表示手段６と、ＦＦＴ出力選択手段４で用いられる切替周波数を記憶している切替周波数データベース７により構成されている。

図３は、図２に示す実施の形態１に係るレーダ装置の動作をグラフにより図式的に示す説明図である。横軸は説明を簡単にするため正規化した周波数範囲で０〜０．５までを示し、縦軸はフィルタの振幅値を示している。図３においては、ＦＩＲフィルタ１０（ＦＩＲ４次）とＭＴＩフィルタ１１（ＭＴＩ４次）とで、通過域幅と通過域におけるフィルタ利得が異なることを示している。なお、図３については後述する。

また、図４は、図２に示す実施の形態１に係るレーダ装置における、ＦＩＲフィルタ１０（ＦＩＲ４次）とＭＴＩフィルタ１１（ＭＴＩ４次）の処理結果を切り替える動作を示す説明図である。破線で示した切り替え周波数より低い周波数領域ではＦＩＲフィルタ１０の出力結果を用いて、高い周波数領域ではＭＴＩフィルタ１１の出力結果を用いることを示している。

図５は、図１及び図２に示すＦＩＲフィルタ１０の具体的構成を示すブロック図であり、クラッタ抑圧フィルタとしての抑圧処理を実行するための機能構成を示している。

図５において、受信信号ｘ_ｋ（ｎ）は、レンジビンｋごとのフィルタ係数ｈ_ｋ（ｌ）、（ｌ＝０、１、…、Ｌ）が乗算され、これらを総和することによりクラッタ抑圧処理された出力信号ｙ_ｋ（ｎ）となる。

次に、図１〜図５を参照しながら、この発明の実施の形態１によるレーダ装置の動作について説明する。図１と図２のレーダ装置は、基本的に、同じ動作を行う。

図１，図２のレーダ装置においては、まず、送受信回路１の送信アンテナからパルス状の電波が放射される。続いて、当該電波が目標物で反射され、送受信回路１の受信アンテナで反射波が受信される。受信された反射波は、送受信回路１において、位相検波されてベースバンドの受信信号に変換された後、標本化および量子化が施されてディジタル信号に変換される。ディジタル変換された受信信号は、受信電波の位相を保持しており、Ｉ信号（Ｉｎ−ｐｈａｓｅｓｉｇｎａｌ）と、Ｑ信号（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅｓｉｇｎａｌ）とを、それぞれ実部および虚部に持つ複素信号である。

このとき、信号の標本化は、すべての受信信号に対して同じタイミングで行われ、送信信号を送信した時点から一定時間後に、一定周期で標本化が行われる。１つの受信信号からは、ｘ_１（ｎ）、ｘ_２（ｎ）、・・・、ｘ_ｋ（ｎ）で示される総数ｋ個のディジタル受信信号が生成される。

ここでは、「ｎ」をヒット番号と呼び、受信信号の時間因子を表すパラメータとして扱う。また、「ｋ」はレンジビン番号と呼び、標本化の順番（レーダからの距離）を表すパラメータとして扱う。

以上の処理で得られたディジタル受信信号ｘ_ｋ（ｎ）は、図１及び図２に示すレーダ装置の入力信号となる。ここまでの処理は、図１，図２で全く同じである。

図１に示したこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置では、受信信号ｘ_ｋ（ｎ）が分岐されて複数のＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘへ転送される。これらのＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘはドップラー周波数０の利得が非常に小さいノッチフィルタであり、ドップラー周波数０に電力が集中する静止クラッタを抑圧することができる。上記でも述べたが、図１において、複数のＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘは、全て異なる振幅特性を示すものである。具体的には、通過域における振幅の変動であるリップルの最大値と最小値が現われる周波数が互いに異なる。このような特性を有する複数のＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘをクラッタ抑圧フィルタとして用意して、その中から、通過域におけるフィルタ利得が最も大きいフィルタを動的に選択して、切り替えていくことにより、常にクラッタ抑圧処理後の目標信号電力を最大に保つことができる。

但し、ＦＩＲフィルタによるクラッタ抑圧処理は時間領域での処理になるため、この処理だけでは周波数軸上でのフィルタ切り替えを行うことはできない。そこで、これに対応するための本実施の形態１における構成を以下に述べる。

レーダ信号処理では、積分処理を行ってＳ／Ｎ比（目標対雑音電力比）を改善して目標検出性能を向上させる処理がよく行われる。本発明の実施の形態１に係るレーダ装置では、この積分処理の一方法として、ＦＦＴ手段３ａ〜３ｘで、ＦＦＴによるコヒーレント積分を実施する場合を想定する。このＦＦＴによりクラッタ抑圧処理が施された受信信号は周波数成分に変換される。ＦＦＴ点数をＮとすると、ＦＦＴ手段３ａ，３ｂ，・・・，３ｘからの出力は、図１に示すように、それぞれ、Ｎ個のチャネルに分割されて（Ｃｈ１，Ｃｈ２，・・・，ＣｈＮ）、ＦＦＴ出力選択手段４に入力される。

ここで、複数のＦＦＴ手段３ａ〜３ｘによる処理を、並列に実施するか、あるいは、時分割で実施する等して、処理結果を保存しておき、それらの出力結果から適切な出力信号を、ＦＦＴ出力選択手段４によって選択するようにすれば、ＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘを周波数軸上で切り替えたことと等価な処理になる。ここで、ＦＦＴ手段３ａ〜３ｘの処理結果の保存場所は、ＦＦＴ手段３ａ〜３ｘのそれぞれでもよいし、ＦＦＴ出力選択手段４でもよい。なお、ＦＦＴ出力選択手段４での切り替えを行う周波数軸上の切替周波数値は、予め、切替周波数データベース７に保存されているので、その値をＦＦＴ出力選択手段４が読み出して、当該切替周波数値に基づいて切り替え処理を行う。

なお、図１において使用する複数のＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘは、通過域のリップルによる振幅利得の落ち込みを互いに補うことができれば、いくつ用意しても構わない（任意の個数が可）。

図１の構成においては、このようにして、切替周波数データベース７に予め切替周波数値を保存しておき、それを基に、ＦＦＴ出力選択手段４が、ＦＦＴ手段３ａ〜３ｘの出力の中から、通過域におけるフィルタ利得が最も大きいＦＩＲフィルタ２ａ〜２ｘに対応しているものを動的に選択することにより、常にクラッタ抑圧処理後の目標信号電力を最大に保つことができる。

図２に示したこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、最も使用するフィルタ数が少ない場合の具体例である。図２では、ＦＩＲフィルタを１つ、従来のＭＴＩフィルタを１つ使用し、都合２つのクラッタ抑圧フィルタを使用する構成になっている。しかしながら、これに限定されるものではなく、クラッタ抑圧フィルタおよびＦＦＴ手段は任意の個数設けるようにしてよい。

以下、図２に示した本発明の実施の形態１に係るレーダ装置の機能構成ブロック図に従って、目標信号保存性能が改善されることを説明する。

図２に示したこの発明の実施の形態１に係るレーダ装置では、送受信回路１から出力された受信信号ｘｋ（ｎ）は、まず、ＭＴＩフィルタ１１で処理される。ここでは、一般的なＭＴＩフィルタとして知られている多重消去器（例えば、４次）を考える。このＭＴＩフィルタ１１の伝達関数Ｆ（ｚ）は、以下の式（１）のように表される。

ここで、ＬはＭＴＩフィルタ１１の多重度を示す。これがフィルタ次数になる。

同時に受信信号ｘ_ｋ（ｎ）は、ＦＩＲフィルタ１０で処理される。ここでは、通過域幅を広げるため、次式（２）に示す伝達関数Ｇ（ｚ）を持つＦＩＲフィルタを用いた。

ここで、αはフィルタ係数正規化のための定数である。また、ＬはＦＩＲフィルタ１０全体の次数であり，ＭはＦＩＲフィルタ１０の零点多重度を示す。ａ（ｍ）はフィルタの通過域幅を調整するための0でない定数である。なお、この形の伝達関数を持つフィルタを用いる理由は、以下の2点である。

（Ａ）ｚ＝１（ｆ＝０）に一重、又は多重の阻止零点を形成することで、クラッタスペクトルの中心周波数近傍のフィルタゲインを小さくしてクラッタ抑圧比を大きくすることができる。

（Ｂ）多重消去器に比べるとクラッタ抑圧比は劣るが、式（２）の右辺Σの項を設けることで通過域幅を広くすることができて、移動目標（ドップラー周波数が０でない目標信号）がフィルタにより減衰する可能性が低くなる。

また、ｆ＝０に阻止零点を設定しない設計法もある。例えば、ｆ＝０の両側、即ちｆ＝±δ_ｆに零点を設定する具合である（δ_ｆはごく小さな実数）。この場合、式（２）よりも通過域幅が広いフィルタを設計することができるが、クラッタ抑圧比が小さくなる。

式（２）の右辺第二項、即ちΣの項はフィルタ通過域の特性をどのようにするかによって決まる。本発明では、できるだけ低い次数で、且つ、できるだけ少ない設計パラメータでフィルタ通過域を広げる効果を得たいという点を重視することから、上記Σの項は、ａ（０）＝１、ａ（１）＝ｒとした。このとき、式（２）は、下記の式（３）になる。

式（３）に新たに設けた変数ｒを調整することで、クラッタ抑圧フィルタの通過域幅を変化させることができる。式（３）の右辺第一項は、多次のＭＴＩフィルタと同じ形になっており、ドップラー周波数０のフィルタ利得を著しく下げてグランドクラッタを抑圧する効果がある。式（３）の右辺第二項は、ＭＴＩフィルタでは通過域となる領域の利得を敢えて下げたような１次フィルタと同じ特性になる。この両者を掛け合わせることで、ＭＴＩフィルタの振幅特性でピークを示していた領域の通過域利得をやや犠牲にして、その分通過域幅を広げることが可能になる。ｒが大きい程通過域幅を広げる効果があるが、逆に阻止域幅が狭くなるのでクラッタ抑圧性能は劣化する。従って、設計したＦＩＲフィルタが所要の静止クラッタ抑圧性能を保持していることを確認しておく必要がある。

式（１）のＭＴＩフィルタ１１、式（３）のＦＩＲフィルタ１０の伝達関数は、トランスバーサル型フィルタの伝達関数に変形することができる。そのときのフィルタ係数ｈ_ｋ（ｌ）とすると、Ｌ次のフィルタ処理後の出力信号ｙ_ｋ（ｎ）は、次式のようになる。

出力信号ｙ_ｋ（ｎ）は、静止クラッタが抑圧された信号になる。

次に、クラッタ抑圧処理が施された信号に対して、Ｓ／Ｎ改善のために、ＦＦＴ手段３ａ，３ｂで（図１の構成ではＦＦＴ手段３ａ，３ｂ，・・・，３ｘで）、コヒーレント積分処理を行う。次式（５）の離散フーリエ変換を行うが、ここでは高速に離散フーリエ変換を実施できるＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いる。

ここで、Ｎは受信信号のヒット数、Ｐはフーリエ変換点数である。

なお、以下の説明においては、ＭＴＩフィルタ１１の出力信号とＦＩＲフィルタ１０の出力信号を区別するため、ＭＴＩフィルタ１１の出力信号をＦＦＴした結果をＭＦ_ｋ（ｐ）、ＦＩＲフィルタ１０の出力信号をＦＦＴした結果をＦＦ_ｋ（ｐ）とする。

図３に、図２の構成における、４次のＭＴＩフィルタ１１と４次のＦＩＲフィルタ１０の振幅特性の一例を示す。説明を容易にするため、周波数範囲は正規化した値で０〜０．５までを表示してある。２つのフィルタの振幅特性は、正規化周波数０．３８で交差している。従って、図３より、０〜０．３８までの周波数範囲では、ＦＩＲフィルタ１０の方が振幅利得が高く、通過域幅がＭＴＩフィルタ１１より広いことがわかる。一方、０．３８〜０．５までの周波数範囲では、ＭＴＩフィルタ１１の方が振幅利得は高くなることがわかる。

このような特徴から、ＦＦＴ出力選択手段４では、図４に示すように、ＭＴＩフィルタ１１とＦＩＲフィルタ１０の振幅特性が交差する周波数の値（正規化周波数０．３８）を、切替周波数として、ＦＦＴ手段３ａ，３ｂからの出力結果のうちのいずれか一方を選択する。このとき、切替周波数は、事前に計算されて切替周波数データベース７に記憶されているため、切替周波数データベース７から、該当するフィルタ次数やパラメータに対応する切替周波数の値を探索して、該当する値を読み込む。この切替周波数値をβ（＞０）とすると、ＦＦＴ出力選択手段４は、以下に示すように出力信号を選別して、目標検出手段５ａ〜５ｘに転送する。

（Ａ）周波数チャンネル（ｐ/Ｐ）が０〜β、又は、１−β〜１．０の場合、ＦＩＲフィルタ１０を選択して、ＦＦｋ（ｐ）を目標検出手段５ａ，５ｂ，・・・，５ｘに転送する。
（Ｂ）周波数チャンネル（ｐ/Ｐ）がβ〜１−βの場合、ＭＴＩフィルタ１１を選択して、ＭＦｋ（ｐ）を目標検出手段５ａ，５ｂ，・・・，５ｘに転送する。

図４の例では、切替周波数βが０．３８であったが、これは各フィルタの次数やＦＩＲフィルタ設計時のパラメータで変化するため、事前に組み合わせるフィルタの振幅特性を計算して、パラメータ毎に切替周波数データベース７に記憶しておく必要がある。

以上の処理を全てのレンジビンｋに対して行うことにより、ＦＦＴ出力選択手段４の出力は、距離と周波数の２次元データになる。目標検出手段５ａ〜５ｘでは、周波数チャンネル毎に距離方向にＣＦＡＲ（ＣｏｎｓｔａｎｔＦａｌｓｅＡｌａｒｍＲａｔｉｏ）等の自動検出処理を行うことにより、受信機雑音レベルより大きな目標信号が検出される。その結果、目標までの距離と目標の移動速度がわかる。

なお、図２に示した実施の形態１では、処理負荷を考えて一次元の目標検出処理を想定したが、目標検出手段を２次元処理にしても構わない。

図１，図２に示す表示手段６では、目標検出手段５ａ〜５ｘで検出された目標信号の情報を表示器（ディスプレイ装置）に出力する。

以上のように、本実施の形態１においては、図１，図２の構成のいずれにおいても、フィルタ通過域幅が広いＦＩＲフィルタ１０とフィルタ通過域利得が高いＭＴＩフィルタ１１とを組み合わせてクラッタ抑圧処理をすることと等価になるので、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることが可能となり、ＭＴＩフィルタ１１を単独で用いる場合に比べて、フィルタ振幅特性による目標信号電力の劣化が軽減され、目標検出性能を改善することができる。

実施の形態２．
なお、上記実施の形態１（図１、図２）では、受信機雑音に与える影響がＭＴＩフィルタ１１とＦＩＲフィルタ１０とで同じものと仮定したが、使用するフィルタによってＦＦＴ後の受信機雑音電力が異なる場合を考慮して、図６のように、周波数補正量算出手段２１を新たに設けた構成としてもよい。

図６は、そのような周波数補正量算出手段２１を備えたこの発明の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図である。図７は、図６の周波数補正量算出手段２１の必要性を示すための説明図である。

図６において、この発明の実施の形態１に係るレーダ装置は、送受信アンテナを有する送受信回路１と、送受信回路１から入力される受信信号を入力してクラッタを抑圧するＦＩＲフィルタ１０と、送受信回路１から入力される受信信号を入力してクラッタを抑圧するＭＴＩフィルタ１１と、ＦＩＲフィルタ１０の出力信号をフーリエ変換するＦＦＴ手段３ａと、ＭＴＩフィルタ１１の出力信号をフーリエ変換するＦＦＴ手段３ｂと、ＦＦＴ手段３ａとＦＦＴ手段３ｂの出力結果を入力し、目標信号検出に使用するＦＦＴ出力結果を選択するＦＦＴ出力選択手段４と、ＦＦＴ出力選択手段４の出力結果から目標信号を自動検出する目標検出手段５と、目標検出結果を表示する表示手段６と、ＦＦＴ出力選択手段４で用いられる切替周波数を記憶している切替周波数データベース２０と、フィルタ次数や積分点数で変化する受信機雑音電力によるＳ／Ｎ損失を考慮するため、切替周波数データベース２０がＦＦＴ出力選択手段４に転送するための切替周波数を補正する、周波数補正量算出手段２１とにより構成されている。

図６において、本実施の形態２に係るレーダ装置では、周波数補正量算出手段２１が、ＦＩＲフィルタ１０やＭＴＩフィルタ１１の次数やＦＦＴ手段３ａ，３ｂの個数（ＦＦＴ点数）が入力されて、それらの値から周波数補正量を計算し、当該周波数補正量を用いて、切替周波数データベース２０から抽出される値を補正して、ＦＦＴ出力選択手段４に転送する。他の構成については、基本的に、図２に示した実施の形態１の構成と同じであるため、ここでは、その説明は省略する。

次に、図６に示したこの発明の実施の形態２に係るレーダ装置の動作について、前述の実施の形態１（図２）を基にして説明する。なお、ここでは、前述の実施の形態１と異なる点のみについて説明する。

上記の実施の形態１に係るレーダ装置で用いたＦＩＲフィルタ１０は、ＭＴＩフィルタ１１と似た構成でありながら、通過域幅を広くできるという特長がある。この副作用として、位相特性が完全な線形にはならないという欠点がある。これにより、入力信号中の受信機雑音が影響を受けて、ＭＴＩフィルタ１１を用いた場合よりも積分処理（ＦＦＴ）後の受信機雑音電力が増加する可能性がある。

受信機雑音電力が増加するということは、ＦＦＴ後のＳ／Ｎが劣化することになる。ここでは、この劣化をフィルタの振幅利得の低下に置き換える。つまり、受信機雑音電力が増加した分だけ、フィルタ振幅損失により目標信号電力損失が発生すると考える。

周波数補正量算出手段２１では、受信機雑音電力の増加量を予め見積もっておき、図７に示す振幅特性を用いて新しい切替周波数を算出する。この新しい切替周波数値と実施の形態１で用いた切替周波数値の差を計算して、補正量として記憶しておく。図７の例では、受信機雑音増加を考慮した新しい切替周波数が０．３６６であり、雑音増加を考慮しない場合の切替周波数値が０．３８５であるから、この場合の補正量は−０．０１９になる。このようにして、周波数補正量算出手段２１は、想定される全てのフィルタ次数、通過域調整のためのパラメータｒ、及びＦＦＴ点数について補正量を予め計算しておき、保持しておく。

以上のように、本実施の形態２においては、上記の実施の形態１と同様に、フィルタ通過域幅が広いＦＩＲフィルタとフィルタ通過域利得が高いＭＴＩフィルタとを組み合わせてクラッタ抑圧処理をすることと等価になるので、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることが可能となり、ＭＴＩフィルタを単独で用いる場合に比べてフィルタ振幅特性による目標信号電力の劣化が軽減され、目標検出性能を改善することができるという効果が得られるとともに、さらに、ＭＴＩフィルタ１１とＦＩＲフィルタ１０とがＦＦＴ後の受信機雑音に与える影響が異なる場合を想定して、周波数補正量算出手段２１を設けて、ＦＩＲフィルタ１０やＭＴＩフィルタ１１の次数やＦＦＴ点数から周波数補正量を計算し、当該周波数補正量を用いて、切替周波数データベース２０から抽出される切替周波数の値を補正して、ＦＦＴ出力選択手段４に転送するようにしたので、フィルタ振幅特性による目標信号電力の劣化がより軽減され、目標検出性能をさらに改善することができる。

なお、図６の構成は、図２の構成に対して、本実施の形態２の構成を適用（すなわち、切替周波数データベース７の代わりに切替周波数データベース２０を設け、さらに、周波数補正量算出手段２１を追加した構成に）した例を記載しているが、その場合に限らず、本実施の形態２の構成は図１の構成に対しても適用でき、その場合においても、同様の効果を奏することは言うまでもない。

実施の形態３．
上記実施の形態１、２（図１、図２）におけるクラッタ抑圧性能は、クラッタ抑圧処理を行うＦＩＲフィルタの阻止域における減衰量の影響を受ける。ＦＩＲフィルタの阻止域減衰量が大きいほど、クラッタ抑圧性能が高い。しかしながら、クラッタの受信電力がさほど大きくなくて、且つ、クラッタスペクトルの帯域幅がＦＩＲフィルタの振幅特性の阻止域幅よりも大幅に狭い場合には、ＦＩＲフィルタの次数を下げることが可能である。

しかしながら、式（３）のような伝達関数を持つＬ次のＦＩＲフィルタでは、通過帯域幅を広げるために次数を（１＋ｒｚ^−１）の項に費やしているため、クラッタに対してフィルタのヌルを形成することに使用できる次数は（Ｌ−１＝Ｍ）次である。そのため、ＦＩＲフィルタの次数Ｌが小さくなるとフィルタ次数に対して、ヌルを形成するために使える次数の割合が小さくなる。例えば、５次のＦＩＲフィルタ（Ｌ＝５）ではヌル形成のための次数割合は、（５−１）／５＝０．８になるが、２次のＦＩＲフィルタ（Ｌ＝２）では、ヌル形成のための次数割合は、（２−１）／２＝０．５に低下してしまう。このヌル形成のための次数割合の低下は、クラッタに対するＦＩＲフィルタ振幅特性の阻止域幅が狭くなることを意味しており、クラッタ抑圧性能が劣化することになる。

図８に、フィルタ次数が共に２次のＭＴＩフィルタとＦＩＲフィルタの振幅特性の一例を示す。２次のＦＩＲフィルタでは、正規化周波数０付近の振幅値が、２次のＭＴＩフィルタに比べてかなり高くなり、周波数０付近に電力が集中するグランドクラッタに対する抑圧性能が大きく劣化する可能性がある。上記実施の形態１，２で説明した方式では、図８の破線で示した切替周波数を基準にＦＩＲフィルタのＦＦＴ出力とＭＴＩフィルタのＦＦＴ出力を選択するため、ＭＴＩフィルタを単独で使用する従来のクラッタ抑圧方式よりも大幅にクラッタ抑圧性能が劣化する場合がある。

そこで、本実施の形態３に係るレーダ装置では、図１、２、及び図６におけるＦＦＴ出力選択手段４において、切り替え周波数を追加してＦＦＴ出力を選択するようにしている。

図９はこの発明の実施の形態３に係るレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。図９の構成については、基本的に図２に示した実施の形態１の構成と同じであるため、動作が異なる点についてのみ説明し、その他の説明については省略する。

図９に示した本実施の形態３に係るレーダ装置では、第一の切替周波数データベース４０と第二の切替周波数データベース４１を設けたこと、及び、その複数の切り替え周波数に応じてＦＦＴ出力を切り替えるＦＦＴ出力選択手段３０を設けたことが、実施の形態１に係るレーダ装置と異なる点である。

本実施の形態３の動作を説明するため、図１０に図９の構成における、２次のＭＴＩフィルタ１１と２次のＦＩＲフィルタ１０の振幅特性の一例を示す。説明を容易にするため、周波数範囲は正規化した値で０〜０．５までを表示してある。２つのフィルタの振幅特性は、破線で示した正規化周波数０．３３で交差している。この周波数を第一の切替周波数として、異なる複数のフィルタの組み合わせ毎に予め計算しておき、第一の切替周波数データベース４０に記憶しておく。

これに加えて正規化周波数０〜０．１の間に破線で示した第二の切替周波数を設定する。第二の切替周波数は、クラッタが集中する周波数付近の領域の範囲を定める周波数値であり、検出したい目標のドップラー周波数や、許容できる目標減衰量等から予め計算しておき、第二の切替周波数データベース４１に記憶しておく。

０〜第二の切替周波数までの範囲の周波数領域にはグランドクラッタが存在することを想定しているので、振幅利得が小さいＭＴＩフィルタ１１のＦＦＴ出力を選択することにより、ＦＩＲフィルタ１０を用いてクラッタ抑圧処理を行った場合よりもクラッタ抑圧性能が改善される。

このような特徴から、ＦＦＴ出力選択手段３０では、ＭＴＩフィルタ１１とＦＩＲフィルタ１０の振幅特性が交差する周波数である第一の切替周波数と、想定される目標のドップラー周波数やクラッタの帯域幅等から設定した第二の切替周波数を用いて、ＦＦＴ手段３ａ，３ｂからの出力結果のうちのいずれか一方を選択する。このとき、第一、及び第二の切替周波数は、事前に計算されて切替周波数データベース４０、及び４１にそれぞれ記憶されているため、これらの切替周波数データベースから、該当するフィルタ次数やパラメータに対応する切替周波数の値を探索して、該当する値を読み込む。

この第一の切替周波数値をβ１（＞０）、第二の切替周波数値をβ２（＞０）とすると、ＦＦＴ出力選択手段３０は、以下に示すように出力信号を選別して、目標検出手段５ａ〜５ｘに転送する。

ＦＦＴ手段３ａ，３ｂの点数をＰ、ＭＴＩフィルタ１１の出力信号をＦＦＴした結果をＭＦ_ｋ（ｐ）、ＦＩＲフィルタ１０の出力信号をＦＦＴした結果をＦＦ_ｋ（ｐ）とする。
（Ａ）周波数チャンネル（ｐ/Ｐ）が０〜β２、又は、１−β２〜１．０の場合、ＭＴＩフィルタ１１を選択して、ＭＦ_ｋ（ｐ）を目標検出手段５ａ，５ｂ，・・・，５ｘに転送する。
（Ｂ）周波数チャンネル（ｐ/Ｐ）がβ２〜β１、又は、１−β１〜１−β２の場合、ＦＩＲフィルタ１０を選択して、ＦＦ_ｋ（ｐ）を目標検出手段５ａ，５ｂ，・・・，５ｘに転送する。
（Ｃ）周波数チャンネル（ｐ/Ｐ）がβ１〜１−β１の場合、ＭＴＩフィルタ１１を選択して、ＭＦ_ｋ（ｐ）を目標検出手段５ａ，５ｂ，・・・，５ｘに転送する。

このように、本実施の形態においては、ＦＦＴ出力選択手段３０が、フィルタ通過域（β２〜１−β２）では、選択ＦＦＴ手段３ａ，３ｂからの出力信号のうち、振幅利得が最も高いフィルタ（すなわち、ＦＩＲフィルタ１０またはＭＴＩ１１のいずれか一方の振幅利得が高い方）からの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択し、且つ、フィルタ通過域以外（０〜β２、および、１−β２〜１）（すなわち、クラッタが集中する周波数付近）では、選択ＦＦＴ手段３ａ，３ｂからの出力信号のうち、振幅利得が最も低いフィルタ（ＭＴＩフィルタ１１）からの出力信号により求められたＦＦＴ手段３ｂの出力信号を選択するように切り替えを行う。

なお、図１０の例では、第一の切替周波数β１が０．３３、第二の切替周波数β２が０．０５であったが、これは各フィルタの次数やＦＩＲフィルタ設計時のパラメータで変化する。前述したように、事前に組み合わせるフィルタの振幅特性を計算して、パラメータ毎に第一の切替周波数データベース４０、及び第二の切替周波数データベース４１に記憶しておく必要がある。

また、本実施の形態においては、クラッタ抑圧フィルタ及びＦＦＴ手段がそれぞれ２つずつ設けられている例を示したが、その場合に限らず、クラッタ抑圧フィルタ及びＦＦＴ手段は任意の個数設けるようにしてもよい。その場合も基本的に上記と同じ動作になり、ＦＦＴ出力選択手段３０は、フィルタ通過域では、複数のＦＦＴ手段からの出力信号のうち、振幅利得が最も高いフィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択し、且つ、フィルタ通過域以外（すなわち、クラッタが集中する周波数付近）では、複数のＦＦＴ手段からの出力信号のうち、振幅利得が最も低いフィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択するように切り替える。

以上のように、本実施の形態３においては、上記の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、ＦＦＴ出力選択手段３０における切り替え周波数を追加して複数個にすることで、フィルタ次数が低い場合においても、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることが可能となり、ＭＴＩフィルタ１１を単独で用いる場合に比べて、フィルタ振幅特性による目標信号電力の劣化が軽減され、目標検出性能を改善することができる。

実施の形態４．
上記実施の形態１〜３（図１、図２、図９）では、ＦＩＲフィルタ１０とＭＴＩフィルタ１１のＦＦＴ出力結果を選択する構成になっていた。本実施の形態４に係るレーダ装置は、上記実施の形態１〜３の構成から、ＦＦＴ出力結果を選択する機構を省いたものである。

図１１はこの発明の実施の形態４に係るレーダ装置の機能構成を示すブロック図である。図１１の構成については、基本的に図２に示した実施の形態１の構成と同じであるため、動作が異なる点についてのみ説明し、その他の説明については省略する。

図１１に示した本実施の形態４に係るレーダ装置では、図１、図２、図９で示したＦＦＴ出力選択手段４，３０が設けられておらず、ＦＦＴ手段３ａ、３ｂの出力をそれぞれ目標検出手段５ａ〜５ｘへ直接入力していること、及び、目標検出手段５ａ〜５ｘの結果を新たに設けた検出結果結合手段５０に入力していることが、実施の形態１〜３に係るレーダ装置と異なる点である。他の構成は、図１、図２、図９と同じである。なお、検出結果結合手段５０は、目標検出手段５ａ〜５ｘから送信される複数種類の出力結果を結合して目標信号を抽出するものである。

本実施の形態４の動作を図１１に基づいて説明する。実施の形態１〜３では、ＦＦＴ手段３ａ、３ｂから転送される合計２Ｎ個の出力からＮ個を選択して目標検出手段５ａ〜５ｘに転送しているため、目標検出手段５ａ〜５ｘの数もＮ個で済む構成である。一方、図１１に示した本実施の形態４に係るレーダ装置では、ＦＦＴ出力を選択するＦＦＴ出力選択手段４，３０を省く代わりに、目標検出手段５ａ〜５ｘが、２倍の個数の２Ｎ個必要な構成である。すなわち、ＦＦＴ手段３ａにＮ個の目標検出手段５ａ〜５ｘがＮ個のチャネル（Ｃｈ１，Ｃｈ２，・・・，ＣｈＮ）を介して接続され、同様に、ＦＦＴ手段３ｂにもＮ個の目標検出手段５ａ〜５ｘがＮ個のチャネル（Ｃｈ１，Ｃｈ２，・・・，ＣｈＮ）を介して接続されている。これらの２Ｎ個の目標検出手段５ａ〜５ｘの出力は、検出結果結合手段５０に転送される。検出結果結合手段５０では、２Ｎ個の検出結果からＮ種類の周波数成分毎にＯＲ処理を行う。具体的には、ＦＦＴ手段３ａ側の検出結果と、ＦＦＴ手段３ｂ側の検出結果を、同じ周波数チャンネル、同じ距離同士で比較し、どちらかに検出されているものがあれば、目標を検出した結果として抽出し、表示手段６へ転送する。

検出結果結合手段５０において、上記のように単純にＯＲ処理を行うとクラッタの消え残りが目標検出手段で抽出されてしまう、いわゆる、誤警報が多発する場合がある。このようなときは、距離方向に連続して検出されたものは不要信号であるとして排除すればよい。

なお、本実施の形態においては、クラッタ抑圧フィルタ及びＦＦＴ手段がそれぞれ２つずつ設けられている例を示したが、その場合に限らず、クラッタ抑圧フィルタ及びＦＦＴ手段は任意の個数設けるようにしてもよい。

以上のように、本実施の形態４においては、ＦＩＲフィルタ１０によるクラッタ抑圧処理とＭＴＩフィルタ１１によるクラッタ抑圧処理の結果を全て用いて検出処理を行うことで、クラッタ抑圧性能と目標信号保存性能を両立させることが可能となり、ＭＴＩフィルタ１１を単独で用いる場合に比べて、フィルタ振幅特性による目標信号電力の劣化が軽減され、目標検出性能を改善することができる。

１送受信回路、２ａ，２ｂ，２ｘＦＩＲフィルタ、３ａ，３ｂ，３ｘＦＦＴ手段、４,３０ＦＦＴ出力選択手段、５ａ，５ｂ，５ｘ目標検出手段、６表示手段、７切替周波数データベース、１０ＦＩＲフィルタ、１１ＭＴＩフィルタ、２０切替周波数データベース、２１周波数補正量算出手段、４０第一の切替周波数データベース、４１第二の切替周波数データベース、５０検出結果結合手段。

Claims

パルス電波を送受信して受信信号を生成する送受信処理回路と、
前記受信信号中のクラッタを抑圧する複数のクラッタ抑圧フィルタと、
各前記クラッタ抑圧フィルタからの出力信号に対してコヒーレント積分を行う複数のＦＦＴ手段と、
前記複数のＦＦＴ手段からの出力信号のうち、振幅利得が最も高いクラッタ抑圧フィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択するように切り替えを行うＦＦＴ出力選択手段と、
前記ＦＦＴ出力選択手段の切り替えを行うための周波数値を記憶する切替周波数データベースと、
前記ＦＦＴ出力選択手段からの出力結果を用いて目標検出処理を行う目標検出手段と、
前記目標検出手段の出力結果を画面上に表示する表示手段と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
前記複数のクラッタ抑圧フィルタは、振幅特性が全て異なるトランスバーサルフィルタであり、通過域でのリップルの最小値と最大値が現われる周波数が互いに異なることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
パルス電波を送受信して受信信号を生成する送受信処理回路と、
前記受信信号中のクラッタを抑圧するＦＩＲフィルタと、
前記受信信号中のクラッタを抑圧するＭＴＩフィルタと、
前記ＦＩＲフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第一のＦＦＴ手段と、
前記ＭＴＩフィルタの出力信号に対してコヒーレント積分を行う第二のＦＦＴ手段と、
前記ＦＩＲフィルタと前記ＭＴＩフィルタのうち、振幅利得が高い方のフィルタからの出力を用いるために、前記第一のＦＦＴ手段からの出力信号と前記第二のＦＦＴ手段からの出力信号とのいずれを選択するかの切り替えを行うための切替周波数値が記憶された切替周波数データベースと、
前記切替周波数データベースから転送される切替周波数値に基づいて、前記第一のＦＦＴ手段の出力信号と前記第二のＦＦＴ手段の出力信号とを切り替えて、いずれか一方を選択的に出力するＦＦＴ出力選択手段と、
前記ＦＦＴ出力選択手段の出力結果を用いて目標検出処理を行う目標検出手段と、
前記目標検出手段の出力結果を画面上に表示する表示手段と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
前記切替周波数データベースに記憶されている切替周波数値を、フィルタ次数および積分点数に基づいて補正する周波数補正量算出手段を備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
パルス電波を送受信して受信信号を生成する送受信処理回路と、
前記受信信号中のクラッタを抑圧する複数のクラッタ抑圧フィルタと、
各前記クラッタ抑圧フィルタからの出力信号に対してコヒーレント積分を行う複数のＦＦＴ手段と、
前記複数のＦＦＴ手段からの出力信号のうち、フィルタ通過域では振幅利得が最も高いクラッタ抑圧フィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択し、フィルタ通過域以外では振幅利得が最も低いクラッタ抑圧フィルタからの出力信号により求められたＦＦＴ手段の出力信号を選択するように切り替えを行うＦＦＴ出力選択手段と、
前記複数のクラッタ抑圧フィルタのうち、振幅利得が最も高いクラッタ抑圧フィルタからの出力を用いるために、いずれの前記ＦＦＴ手段からの出力信号を選択するかの切り替えを行うための第一の切替周波数値が記憶された第一の切替周波数データベースと、
前記複数のクラッタ抑圧フィルタのうち、振幅利得が最も低いクラッタ抑圧フィルタからの出力を用いるために、いずれの前記ＦＦＴ手段からの出力信号を選択するかの切り替えを行うための第二の切替周波数値が記憶された第二の切替周波数データベースと、
前記ＦＦＴ出力選択手段からの出力結果を用いて目標検出処理を行う目標検出手段と、
前記目標検出手段の出力結果を画面上に表示する表示手段と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。
パルス電波を送受信して受信信号を生成する送受信処理回路と、
前記受信信号中のクラッタを抑圧する複数のクラッタ抑圧フィルタと、
各前記クラッタ抑圧フィルタからの出力信号に対してコヒーレント積分を行う複数のＦＦＴ手段と、
前記ＦＦＴ手段からの出力結果を用いて目標検出処理を行う目標検出手段と、
前記目標検出手段から転送される複数種類の出力結果を結合して目標信号を抽出する検出結果結合手段と
前記検出結果結合手段の出力結果を画面上に表示する表示手段と
を備えたことを特徴とするレーダ装置。